JP2009159696A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な構成で、MOSFETのスイッチングロスをより低減して効率よく、かつ高速でスイッチングすることができるとともに、ハーフブリッジ型のスイッチング回路においてもMOSFETの貫通電流による破損を確実に防止することができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】ハーフブリッジ型のスイッチング回路S1、S2において、パルス電圧により駆動するハイサイド側およびローサイド側のMOSFET6、14で直流電源3をスイッチングする際に、一方のMOSFETのOFF遅れによるハイサイド側およびローサイド側の同時ON状態を回避する。
【選択図】図1
【解決手段】ハーフブリッジ型のスイッチング回路S1、S2において、パルス電圧により駆動するハイサイド側およびローサイド側のMOSFET6、14で直流電源3をスイッチングする際に、一方のMOSFETのOFF遅れによるハイサイド側およびローサイド側の同時ON状態を回避する。
【選択図】図1
Description
本発明は、パルス電圧により駆動するスイッチング素子で直流電源をスイッチングするスイッチング電源装置に関するものである。
まず、上記のようなスイッチング電源装置の従来例1について、図面を参照して以下に説明する。
図3は従来例1のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
図3は従来例1のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
図3において、S11はハイサイド側スイッチング回路、S12はローサイド側スイッチング回路、1は発振駆動回路、2はパルストランス、3は直流電源、4は抵抗、5はダイオード、6はスイッチング素子であるMOSFET、9は放電用のMOSFET、12は抵抗、13はダイオード、14はスイッチング素子であるMOSFET、17は放電用のMOSFET、20は共振コンデンサ、21は共振トランス、22は整流ブリッジダイオード、23は平滑コンデンサ、24は抵抗、25は抵抗、26は負荷である。
以上のような従来例1のスイッチング電源装置は、図3に示すように、スイッチング素子である例えばMOSFET6のゲート−ソース間に放電用のMOSFET9を設けて、MOSFET6のOFF時は放電用のMOSFET9がONすることにより、スイッチング用のMOSFET6のゲートの電荷を放電させている。
しかし、従来例1のスイッチング電源装置では、大電流を流せるスイッチング用のMOSFET6、14はゲートの入力容量が大きく、放電用のMOSFET9、17のON抵抗やスイッチング用のMOSFET6、14のソース−GND間のインピーダンスがあり、大電流の高速スイッチングは難しかった。
この問題を解決する手段として、図4(a)(例えば、特許文献1を参照)や図4(b)(例えば、特許文献2を参照)に示す従来例2が知られているが、これらの従来技術について、図面を参照して以下に説明する。
図4は従来例2のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図4において、101は発振駆動回路、102はパルストランス、103は直流電源、104はダイオード、105はダイオード、106はスイッチング素子であるMOSFET、107は抵抗、108は放電用のP型トランジスタ、109はコンデンサ、110はツエナーダイオード、111はダイオード、112は抵抗、113はダイオードである。
以上のような従来例2のスイッチング電源装置においては、図4(a)および図4(b)に示すように、スイッチング素子であるMOSFET106に対して、そのゲート−ソース間に逆バイアスをかけることにより、MOSFET106のゲート−ソース間の電位差を大きくして放電時間を短縮するようにしている。
特開昭63−67014号公報
特開昭63−276319号公報
しかしながら、上記のような図4に示す従来のスイッチング電源装置の構成では、パルストランス102の構造が複雑になったり、駆動回路に直列に充電回路を挿入するためパルストランス102の電圧を逆バイアス分高くしなければならなかった。
また、図4(b)に示す回路図では、MOSFET106の駆動極性と充電回路の充電極性が同じであるため効率が悪く、MOSFET106のゲート−ソース間に充電用の抵抗112とダイオード113を設けているため、MOSFET106の駆動パルスに影響を与えないように定数を選ぶ必要があるという問題点を有していた。
また、図4に示すスイッチング電源装置の構成を、ハーフブリッジ型のスイッチング回路に用いると、スイッチングの切り替え時に一方のスイッチング回路のOFF遅れによる同時ON状態が発生することにより、双方のMOSFET間に大きな貫通電流が流れ、その発熱で効率が悪くなったり、MOSFET106の破損が起るという問題点もあった。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、簡単な構成で、MOSFET(スイッチング素子)のスイッチングロスをより低減して効率よく、かつ高速でスイッチングすることができるとともに、ハーフブリッジ型のスイッチング回路においてもMOSFET(スイッチング素子)の貫通電流による破損を確実に防止することができるスイッチング電源装置を提供する。
上記の課題を解決するために、本発明の請求項1に記載のスイッチング電源装置は、パルス電圧により駆動するスイッチング素子で直流電源をスイッチングするスイッチング電源装置において、前記パルス電圧の前記スイッチング素子がON動作する極性と逆極性のみで充電する充電回路を設け、前記充電回路から前記スイッチング素子にそのOFF時に逆バイアスをかけるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項2に記載のスイッチング電源装置は、請求項1に記載のスイッチング電源装置であって、前記充電回路は、前記パルス電圧の配線に並列に設けたことを特徴とする。
また、本発明の請求項3に記載のスイッチング電源装置は、請求項2に記載のスイッチング電源装置であって、前記充電回路は、充電方向を規制するダイオードと、充電電流を制限する抵抗と、充電用のコンデンサと、前記コンデンサに並列接続され充電電圧を制限するツエナーダイオードとで構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項4に記載のスイッチング電源装置は、請求項1から請求項3のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子のゲートに抵抗を直列接続して、前記スイッチング素子のON時間を遅らせるON時間遅延手段を設けたことを特徴とする。
以上のように本発明によれば、パルス電圧により駆動するハイサイド側およびローサイド側のスイッチング素子で入力直流電源をスイッチングする際に、一方のスイッチング素子のOFF遅れによるハイサイド側およびローサイド側の同時ON状態を回避することができる。
そのため、簡単な構成で、スイッチング素子のスイッチングロスをより低減して効率よく、かつ高速でスイッチングすることができるとともに、ハーフブリッジ型のスイッチング回路においてもスイッチング素子の貫通電流による破損を確実に防止することができる。
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
図1は本実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
図1は本実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
図1において、発振駆動回路1は、直流出力電圧VOを抵抗24と抵抗25で分圧した制御電圧VSにより周波数制御された矩形波を発生し、パルストランス2の1次巻線2−1に供給する。パルストランス2の2次側には2組の独立した2次巻線2−2、2−3があり、それぞれ1次巻線2−1の矩形波と相似の電圧を逆極性で発生する。
直流電源3と接地GND間には、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング素子であるMOSFET6、14によるハーフブリッジ型のスイッチング回路が設けられ、パルストランス2の2次巻線2−2、2−3が、それぞれ逆位相になるようにハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路S1、S2に接続される。
ハイサイド側スイッチング回路S1において、パルストランス2の2次巻線2−2の一方はMOSFET6のソースに接続され、もう一方は抵抗4とダイオード5の直列回路を設けてMOSFET6のゲートに接続される。ダイオード5のアノードとカソードにはMOSFET9のゲートとソースがそれぞれ接続される。抵抗4のパルストランス2との接続側とMOSFET6のソース間には、ダイオード7と抵抗8の直列回路にツエナーダイオード10とコンデンサ11との並列回路が直列接続で設けられ、抵抗8とツエナーダイオード10とコンデンサ11との並列回路の接続部にはMOSFET9のドレインが接続される。直列に接続された前記ダイオード7と抵抗8と、ツエナーダイオード10とコンデンサ11との並列回路は逆バイアス用の充電回路であり、パルストランス2の2次巻線2−2に接続されMOSFET6の駆動パルス電圧の配線と並列に設けられる。
ローサイド側スイッチング回路S2においても、ハイサイド側と同様に構成され、12は抵抗、13はダイオード、14はスイッチング素子であるMOSFET、15はダイオード、16は抵抗、17は放電用のMOSFET、18はツエナーダイオード、19は逆バイアス用のコンデンサである。
また、ハイサイド側のMOSFET6のドレインは直流電源3に接続され、ハイサイド側のMOSFET6のソースはローサイド側のMOSFET14のドレインに接続され、ローサイド側のMOSFET14のソースは接地GNDに接続される。
ハイサイド側のMOSFET6のソースとローサイド側のMOSFET14のドレインとの接続部には、共振コンデンサ20と共振トランス21の1次巻線21−1との直列回路が接続され、共振トランス21の1次巻線21−1の一方は接地GNDに接続される。
共振トランス21の2次巻線21−2には、整流ブリッジダイオード22と平滑コンデンサ23が設けられ、直流出力電圧VOが負荷26に供給される。直流出力電圧VOは抵抗24と抵抗25で分圧され、制御電圧VSとして発振駆動回路1にフィードバックされる。
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作をローサイド側を用いて以下に説明する。
図2は本実施の形態のスイッチング電源装置における動作を示す電圧電流波形図である。
図2は本実施の形態のスイッチング電源装置における動作を示す電圧電流波形図である。
まず、パルストランス2の二次側から図2の波形aに示す駆動パルスが、ローサイド側スイッチング回路S2に供給される。図2の波形aに示す駆動パルスが正極の時は、ローサイド側のスイッチング用のMOSFET14のゲートに、抵抗12とダイオード13の直列回路を通じてパルスが印加され、MOSFET14がONする。図2の波形aの駆動パルスが負極に切り替わると、放電用のMOSFET17がONすることで、MOSFET14のゲートの電荷をはき出す。
この時、MOSFET17のドレインはコンデンサ19に接続され、コンデンサ19は、充電方向を規制するダイオード15と充電電流を制限する抵抗16の直列回路により、充電されており、これによりMOSFET14のゲートには逆バイアスが印加される。この逆バイアスにより短時間でMOSFET14のゲートの電荷がなくなり、MOSFET14は高速でOFFすることになり、それによりMOSFET14のONからOFFへの移行時の発熱を抑えることができる。
以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においては、駆動パルスの負極側の電圧を利用してコンデンサに充電することで、MOSFET14をONさせる正極側の駆動パルスに影響を与えることなく、MOSFET14のOFF時には逆バイアスがかけられるため、MOSFET6、14のゲート容量やソース−GND間のインピーダンスの影響を少なくすることができる。その結果、高速なスイッチングでMOSFET6、14の発熱を抑えることができる。
また、本実施の形態の共振型スイッチング電源装置においては、ハイサイド側のMOSFET6のOFF遅れとローサイド側のMOSFET14のONタイミングにより、一時的にそれらの同時ON状態が発生することによる大きな貫通電流が流れないように、ハイサイド側のMOSFET6およびローサイド側のMOSFET14のON/OFFをタイミングよく切り替える必要があるが、図2の波形bのように、共振トランス21の1次側の電流は、駆動電圧に対して少し位相がずれており、このずれの期間はMOSFET14のボディーダイオードを通して流れているので、図2の波形cのように、MOSFET14のON時間を少しだけ遅らせることができる。これにより、大きな貫通電流によるMOSFET6とMOSFET14の破壊や発熱を防ぐことができる。
また、図2の波形dのように、MOSFET14のON時は、MOSFET14の入力容量を利用して抵抗12で時定数を持たせることにより、立ち上がりの時間を遅延させることが可能で、抵抗12の抵抗値を調整することによりON時間の遅れを調整することができる。その結果、MOSFET6のOFF遅れとMOSFET14のONタイミングで同時にON状態になることによる大きな貫通電流が流れるのを防ぐことができる。
さらに、図2の波形e〜hに示すように、ハイサイド側のMOSFET6のOFF時は逆バイアスにより高速で電流を遮断できるので、MOSFET6のONからOFF時への移行時の発熱を少なくできるとともに、ローサイド側のMOSFET14の立ち上がりの遅延時間を少なくできる。そのため、発振駆動回路1のスイッチング周波数を高くすることができる。
これらの動作状態は、ローサイド側のMOSFET14のOFF時とハイサイド側のMOSFET6のON時においても、同じ動作が行われる。
本発明のスイッチング電源装置は、簡単な構成で、MOSFETのスイッチングロスをより低減して効率よく、かつ高速でスイッチングすることができるとともに、ハーフブリッジ型のスイッチング回路においてもMOSFETの貫通電流による破損を確実に防止することができるもので、高い周波数で動作するスイッチング電源装置に適用できる。
1 発振駆動回路
2 パルストランス
3 直流電源
4、8、12、16、24、25 抵抗
5、7、13、15 ダイオード
10、18 ツエナーダイオード
6、14 (スイッチング用の)MOSFET
9、17 (放電用の)MOSFET
11、19 (逆バイアス用の)コンデンサ
20 共振コンデンサ
21 共振トランス
22 整流ブリッジダイオード
23 平滑コンデンサ
26 負荷
2 パルストランス
3 直流電源
4、8、12、16、24、25 抵抗
5、7、13、15 ダイオード
10、18 ツエナーダイオード
6、14 (スイッチング用の)MOSFET
9、17 (放電用の)MOSFET
11、19 (逆バイアス用の)コンデンサ
20 共振コンデンサ
21 共振トランス
22 整流ブリッジダイオード
23 平滑コンデンサ
26 負荷
Claims (4)
- パルス電圧により駆動するスイッチング素子で直流電源をスイッチングするスイッチング電源装置において、
前記パルス電圧の前記スイッチング素子がON動作する極性と逆極性のみで充電する充電回路を設け、
前記充電回路から前記スイッチング素子にそのOFF時に逆バイアスをかけるよう構成した
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記充電回路は、前記パルス電圧の配線に並列に設けた
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記充電回路は、充電方向を規制するダイオードと、充電電流を制限する抵抗と、充電用のコンデンサと、前記コンデンサに並列接続され充電電圧を制限するツエナーダイオードとで構成した
ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記スイッチング素子のゲートに抵抗を直列接続して、前記スイッチング素子のON時間を遅らせるON時間遅延手段を設けた
ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007333378A JP2009159696A (ja) | 2007-12-26 | 2007-12-26 | スイッチング電源装置 |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8350549B2 (en) | 2010-10-29 | 2013-01-08 | Panasonic Corporation | Converter with switches having a diode region that is unipolar-conductive only in the reverse direction |
US8693226B2 (en) | 2010-10-29 | 2014-04-08 | Panasonic Corporation | Synchronous rectification type inverter |
CN110429926A (zh) * | 2019-07-30 | 2019-11-08 | 陕西科技大学 | 一种基于单片机的模块化脉冲高压电源 |
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2007
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US8350549B2 (en) | 2010-10-29 | 2013-01-08 | Panasonic Corporation | Converter with switches having a diode region that is unipolar-conductive only in the reverse direction |
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CN110429926A (zh) * | 2019-07-30 | 2019-11-08 | 陕西科技大学 | 一种基于单片机的模块化脉冲高压电源 |
CN110429926B (zh) * | 2019-07-30 | 2023-01-31 | 陕西科技大学 | 一种基于单片机的模块化脉冲高压电源 |
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