KR20080114309A - 소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치 - Google Patents

소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치 Download PDF

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KR20080114309A
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Abstract

본 발명은 진폭을 펄스의 폭으로 변환하는 기능을 가진 PWM(Pulse Width Modulation) 제어부에 연결된 소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치에 관한 것이다. 본 발명은 전원공급장치의 스타트 업시 소프트 스타트 회로를 이용하여 PWM 제어부에서 생성되는 상기 캐리어 신호의 주파수를 높여 한 주기의 길이를 짧게 하고, 스타트 업으로부터 일정 시간 후에 캐리어 신호의 주파수를 정상 주파수로 낮춘다. 이에 따라 본 발명은 캐리어 신호의 주파수에 동기되어 생성되는 PWM 제어부의 듀티 신호에 동기하여 전원공급장치가 동작하므로, 스타트 업시 전원공급장치가 정상 동작시보다 낮은 피크치의 전류로 동작할 수 있게 한다.
전원공급장치, PWM, 주파수 조절, 소프트 스타트, 피크 전류

Description

소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치{Soft start circuit and power supply including the circuit}
도 1은 일반적인 전력 컨버터에서 정상 동작시의 듀티 전압과 출력 전류 파형도이다.
도 2는 일반적인 전력 컨버터에서 소프트 스타트 방식에 따라 스타트 업 하는 경우의 듀티 전압과 출력 전류 파형도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 전원공급장치의 개략적인 구성도이다.
도 4는 도 3의 전력 컨버터에 대한 일 실시예 따른 회로도이다.
도 5는 도 3의 펄스폭변조 제어부에 대한 일 실시 예에 따른 내부 구성도이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 제어부에서 생성되는 캐리어 신호와 펄스폭 제어신호에 대한 파형도이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 스타트 회로의 개략적인 구성도이다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 스타트 회로에 대한 일 실시 예에 따른 회로도이다.
도 9는 도 6의 소프트 스타트 회로와 연결된 PWM 제어기의 내부 구성도이다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 유사공진 컨버터에서 정상 동작시의 듀티 전압과 출력 전류 파형도이다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 유사공진 컨버터에서 스타트 업 시의 듀티 전압과 출력 전류 파형도이다.
본 발명은 펄스폭변조 제어기의 출력을 조절하는 소프트 스타트 회로(soft start circuit) 및 이를 포함하는 전원공급장치(power supply)에 관한 것이다.
전원공급장치는 일정 레벨의 전원을 필요로 하는 플라즈마 표시 장치, 액정표시장치와 같은 평판 표시 장치나 각종 전기, 전자 장치 등에 구비되어 있다. 이러한 전원공급장치 중 PWM(Pulse Width Modulation) 방식을 사용하는 전원공급장치 전력 컨버터와 펄스폭 변조 제어장치를 포함하고 있다.
전력 컨버터는 입력 전압으로부터 소망하는 출력 전압을 출력하는 장치로서, 높은 스위칭 주파수로 동작하면서도 스위칭 손실이 비교적 적으며 비대칭적으로 동작하는 하프 브리지 컨버터와 능동 클램프 포워드 컨버터 및 위상 천이형 풀 브리지 컨버터 등이 있다.
펄스폭 변조 제어장치는 전력 컨버터의 출력을 감시하고 출력이 일정하도록 전력 컨버터의 동작을 제어한다. 즉, 펄스폭 변조 제어장치는 초기 스타트 업(start-up)에서부터 정상 동작 및 동작 중지전까지 전력 컨버터의 동작 및 출력 을 제어한다.
펄스폭 변조 방식의 전력 컨버터는 정상 동작시 설정된 듀티비로 동작하는데, 정상동작시의 듀티비는 설계에 따라 임의로 설정된다. 예컨데, 정상동작시의 듀티비는 35%, 40%, 45% 등으로 설정되고 최대 50%까지 설정된다. 그리고 경우에 따라 정상동작시의 듀티비는 50%를 초과하여 설정될 수 있다.
그런데, 초기 스타트 업시에 정상 동작시의 듀티비로 전력 컨버터를 동작시키면, 전력 컨버터의 출력측에 갑작스런 과부하가 발생하게 된다. 이런 이유로 소프트 스타트 방식이 제안되었다. 소프트 스타트 방식은 작은 듀티비의 구동 신호로 컨버터를 구동시킨 후 시간 경과에 따라 점점 듀티비를 늘여 정상 동작시의 듀티비가 되게 하는 방식이다.
여기서, 도 1과 도 2를 참조로 하여 정상 동작시와 소프트 스타트 방식에 따른 스타트 업시의 전류 변화를 설명한다.
도 1은 일반적인 전력 컨버터에서 정상 동작시의 듀티 전압과 출력 전류 파형도로서, Vd1은 스위칭 소자의 턴 온/오프를 제어하는 동작 신호이고, ILK는 동작 신호의 듀티비에 대응된 변압기의 1차측 전류이다.
정상 동작시의 동작 신호(Vd1)는 한 주기(Ts)에 대하여 하이 구간(DTs)과 로우 구간 (1-D)Ts로 구분되는데, 하이 구간(DTs)의 길이를 로우 구간((1-D)Ts)에 비해 같거나 많이 차이나지 않게 한다. 이에 따라 변압기의 1차측에 나타나는 전류(ILK)는 도 1에 도시된 바와 같이, 하이 구간(DTs)의 길이만큼 서서히 상승하며 최대 peak1의 크기를 가진다.
도 2는 일반적인 전력 컨버터에서 소프트 스타트 방식에 따라 스타트 업 하는 경우의 듀티 전압과 출력 전류 파형도로서, Vd2는 스위칭 소자의 턴 온/오프를 제어하는 동작 신호(Vd2)이고, ILK'는 동작 신호의 듀티비에 대응된 변압기의 1차측 전류이다.
스타트 업시의 동작 신호(Vd2) 또한 한 주기(Ts)에 대하여 하이 구간(DTs)과 로우 구간 (1-D)Ts로 구분되는데, 2차측에 갑작스런 과부하를 방지하기 위해 하이 구간(DTs)의 길이가 로우 구간((1-D)Ts)에 비해 매우 작다. 즉, 스타트 업시의 동작 신호를 정상 동작시의 동작 신호보다 듀티비를 작게 한다. 이에 따라 1차측에 나타나는 전류(ILK')는 도 2에 도시된 바와 같이, 하이 구간(DTs)의 짧은 만큼 매우 빨리 상승하여 최대 peak2의 크기를 가지게 되는데, 이 피크치(peak2)는 정상 동작시의 피크치(peak1)보다 높다.
그리고, 전력 컨버터의 특징에 따라 변압기의 1차측에 흐르는 전류는 변압기의 2차측에 유도되고, 그에 따라 변압기의 2차측에는 변압기의 1차측에 나타나는 전류(ILK', ILK)의 파형이 나타난다.
결국, 정상 동작시에 보다 스타트 업시에 변압기의 2차측에는 높은 피크치의 전류가 나타나며, 더욱이 소프트 스타트 방식을 사용하지 않는 전력 컨버터에서는 변압기의 2차측에 더욱 높은 피크치의 전류가 나타난다. 이런 이유로 전력 컨버터는 스타트 업시에 나타나는 높은 피크치의 전류에 의해 소자가 소손될 위험이 있 다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 종래의 문제점을 해결하고자 하는 것으로서, 소프트 스타트 방식으로 전력 컨버터를 스타트 업 시킬 때에 변압기의 2차측에 낮은 피크치의 전류가 발생하도록 하는 소프트 스타트 회로 및 이를 포함하는 전원공급장치를 제공하는 것이다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 하나의 특징에 따르면, 캐리어 신호를 생성하고 진폭을 펄스의 폭으로 변환하는 기능을 가지며, 기준전원을 제공하는 제1 단자, 상기 캐리어 신호의 진폭을 결정하는 전압이 입력되는 제2 단자, 상기 캐리어 신호의 주파수를 결정하는 제1 값이 입력되는 제3 단자 및 상기 캐리어 신호의 주파수를 결정하는 제2 값이 입력되는 제4 단자가 형성된 PWM(Pulse Width Modulation) 제어부에 연결된 소프트 스타트 회로가 제공된다. 이 소프트 스타트 회로는 상기 기준전원을 이용하여 상기 제1 전압을 생성하고 상기 제1 전압을 상기 제2 단자에 출력하는 듀티비 설정부; 상기 제1 단자에서 제공하는 전류를 충전하는 제1 커패시터와 상기 제1 커패시터의 충전전압을 이용하여 턴 오프하는 제1 스위치를 포함하는 가변 스위치부; 및 상기 제3 단자에 병렬 연결된 제1 저항과 제2 저항과, 상기 제4 단자에 고정된 전압을 제공하는 제2 커패시터를 포함하여, 상기 제1 스위치의 턴 온시 상기 제2 저항으로 전류가 흐르고 상기 제1 스위치의 턴 오프시 상기 제1 및 제2 저항에 전류가 흐르게 하는 주파수 조절부를 포함한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 다른 특징에 따르면, 소프트 스타트 회로가 제공된다. 이 소프트 스타트 회로는 기준전압을 입력하는 제1 단자와 접지 단자 사이에 직렬 연결된 제1 저항 및 제2 저항; 상기 제1 입력단에 일단이 연결된 제1 커패시터; 상기 제1 커패시터의 타단에 일단이 연결된 제3 저항; 상기 제3 저항의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 제4 저항; 상기 제3 저항과 상기 제4 저항의 접점 전압에 의해 스위칭 동작하고 접지 단자에 출력단이 연결된 스위치; 상기 스위치의 입력단에 일단이 연결된 제5 저항; 상기 제5 저항의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 제6 저항; 접지 단자에 일단이 연결된 제2 커패시터; 상기 제1 저항과 제2 저항의 접점에 연결된 제2 단자; 상기 제5 저항과 상기 제6 저항의 접점에 연결된 제3 단자; 및, 상기 제2 커패시터의 타단에 연결된 제4 단자를 포함한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 특징에 따르면 전원공급장치가 제공된다. 이 전원공급장치는, 스위칭 소자를 이용하여 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 바꾸는 인버터부, 인버터부에서 출력한 전압을 소망하는 레벨의 전압으로 변환시키는 변압기부와, 변압기부의 출력을 직류 전압으로 바꾸어 출력하는 정류부를 포함하는 전력 컨버터; 상기 전력 컨버터의 출력에 대응하는 피드백 전압을 출력하는 출력전압 검출부; 캐리어 신호를 생성하고 진폭을 펄스의 폭으로 변환하는 기능을 가지며 상기 출력전압 검출부의 피드백 전압에 대응하는 듀티비를 가지는 펄스폭 제어신호를 출력하는 펄스폭 제어부; 상기 펄스폭 제어신호에 동기하는 게이트 구동신호를 생성하여 상기 전력 컨버터의 스위칭 소자를 구동시키는 게이트 구동부; 및 상기 펄스폭 제어부로부터 입력되는 기준 전원에 의해 충전되는 제1 커패시터와 상기 제1 커패시터의 충전 전압에 의해 턴 오프되는 제1 스위치와 상기 제1 스위치에 연결된 적어도 하나의 제1 저항을 포함하며, 상기 제1 스위치의 턴 온시 상기 제1 저항에 전류가 흐르게 하고, 상기 제1 스위치의 턴 오프시 상기 제1 저항에 전류가 흐르지 않게 하여 상기 캐리어 신호의 주파수를 조절하는 소프트 스타트 회로를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 ”포함“한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 전원공급장치의 개략적인 구성도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 전원공급장치는 전력 컨버터(100), 출력전압 검출부(200), PWM(Pulse Width Modulation) 제어부(300)와, 소프트 스타트 회로(400)와, 게이트 구동부(500)를 포함한다.
전력 컨버터(100)는 입력되는 직류 전압(Vs)을 교류 전압으로 바꾸며 커패시터와 전력용 스위칭 소자를 포함하는 인버터부(110)와, 인버터(110)의 출력을 변압하여 2차측으로 출력하는 변압기부(120)와, 변압기부(120)의 2차측에 연결되어 1차측으로부터 유도된 전압을 직류 전압으로 바꾸는 정류기부(130)를 포함한다. 전력 컨버터(100)는 인버터부(110)의 전력용 스위칭 소자의 온 시간 및 오프 시간의 비율 (듀티비)를 조절하여 입력되는 전압(Vs)을 소망하는 전압으로 변환시켜 출력한다.
출력전압 검출부(200)는 전력 컨버터(100)의 출력단에 연결되어 전력 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)을 검출하고 출력 전압(Vo)에 정비례하는 피드백 전압(V1)을 PWM 제어부(300)로 출력한다.
PWM 제어부(300)는 출력전압 검출부(200)로부터 입력되는 피드백 전압(V1)과 설정된 듀티비 기준 전압을 비교하고, 비교차에 해당하는 펄스폭 제어신호(V2)를 게이트 구동부(500)에 출력한다.
소프트 스타트 회로(400)는 PWM 제어부(300)에 연결되며, 스타트 업시 펄스폭 제어신호(V2)의 듀티비를 제어하여 전원공급장치가 소프트 스타트하게 하며, 설정된 소프트 스타트 시간이 끝나면 펄스폭 제어신호(V2)의 듀티비를 정상 동작시의 듀티비가 되도록 제어한다.
게이트 구동부(500)는 펄스폭변조 제어부(300)에서 출력하는 펄스폭 제어신호(V2)에 따라 게이트 구동신호(Vg)를 생성하고 이 게이트 구동신호(Vg)를 인버터(110)에 포함된 전력용 스위칭 소자의 게이트에 인가한다. 그러면 전력용 스위칭 소자는 게이트 구동신호(Vg)에 따라 턴 온 또는 턴 오프한다.
우선, 도 3에 도시된 전원공급장치의 구성 중 전력 컨버터(100)의 일 예를 도 4를 참조로 하여 설명한다.
전력 컨버터(100)는 전원공급장치에 이용되고 공지된 모든 종류의 전력 컨버터가 적용될 수 있다. 모든 종류의 컨버터 중 특히, 변압기부(120)의 1차측 전류 파형이 필터링없이 변압기부(120)의 2차측에 나타나는 출력 인덕터가 없는 전력 컨버터에서 본 발명의 효과가 명백히 나타난다.
도 4에 도시된 전력 컨버터는 출력 인덕터가 없는 유사 공진 컨버터로서, 발명의 명칭이 "출력 인덕터가 필요없는 고효율 전력 변환 회로"인 대한민국 등록특허 591033호에 기재되어 있다.
등록특허 591033호에 기재된 유사 공진 컨버터(100)를 간략히 설명하면, 유사 공진 컨버터의 인버터부(110)는 게이트 구동부(500)로부터 게이트 구동 신호를 입력받아 턴 온 및 턴 오프 동작하여 입력 전압을 교류 전압으로 바꾸는 전력용 스위칭 소자인 트랜지스터(QA, QM)를 구비하고, 트랜지스터(QA, QM)에 의해 변환된 교류 전압을 클램핑하여 출력하는 커패시터(CH)와 인덕터(LK)를 포함한다. 유사 공진 컨버터(100)의 변압기부(120)는 인덕터(LK)에 흐르는 전류를 상호유도작용에 따라 2차측에 흘리며 권선비에 따라 2차측에 형성되는 전압을 가변시킨다. 유사 공진 컨버터(100)의 정류부(130)는 2차측에 흐르는 전류의 방향에 따라 커패시터(CSA)와 커 패시터(CSB)에 각각 전류를 충전시켜 출력 커패시터(CO)에 일정한 충전 전압을 형성시킨다.
이러한 동작에 의해 유사 공진 컨버터(100)는 정류기부(130)에 출력 인덕터를 사용하지 않음에 따라 스위칭 손실을 감소시키고 고효율화가 가능하게 된다. 그러나, 유사 공진 컨버터(100)는 도 1 및 도 2에 도시된 바와 같이 트랜지스터(QM)의 턴 온/오프에 따라 인덕터(LK)에 나타나는 전류 파형이 정류기부(130)에 그대로 나타나는 특징이 있으며, 그에 따라 스타트 업시 도 2에 도시된 피크치가 높은 전류 가 출력 커패시터(CO)에 인가된다.
다음으로, 도 3에 도시된 전원공급장치의 구성 중 PWM 제어부(300)의 일 예를 도 5를 참조로 하여 설명한다. 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 제어부(300)의 내부 구성도이다.
본 발명의 PWM 제어부(300)는 진폭을 펄스의 폭으로 변환하는 기능(펄스폭변조 기능)을 가진 모든 종류의 PWM 제어기가 적용될 수 있으며, 일반적으로 IC(Integrated Chip) 형태로 제작되며, 예컨데, 도 5에 도시된 내부 구성을 가진다.
본 발명의 실시 예에 따른 PWM 제어부(300)는 기준전압 제공부(310), 주파수 생성부(320), 듀티 연산부(330)와 듀티 제어신호 생성부(340)를 포함한다.
기준전압 제공부(310)는 삼각파 또는 톱니파 등의 캐리어 신호(carrier signal)의 생성을 위해 소프트 스타트 회로(400)로 기준전압(Vref)을 제공한다.
주파수 생성부(320)는 소프트 스타트 회로(400)로부터 입력된 제1 변수값(Rt), 제2 변수값(Ct)과 제3 변수값(Vdt)을 이용하여 도 6에 도시된 캐리어 신호를 생성한다. 이때 생성되는 캐리어 신호를 fc라 하면, 캐리어 신호(fc)는 fc=1/(2πRC)이라는 주파수 공식에 따른다. 여기서 R은 저항값이고, C는 커패시턴스이다.
제1 변수값(Rt)은 상기 주파수 공식의 저항값(R)에 대응되는 변수값으로, 저항에 의해 생성된 전류값이다. 그리고 제2 변수값(Ct)은 상기 주파수 공식의 커패시턴스(C)에 대응되는 변수값으로서, 커패시터에 의해 생성되는 전압값이다. 제3 변수값(Vdt)은 캐리어 신호의 피크치를 결정하는 변수값으로서, 저항에 의해 생성되는 전압값이다. 여기서, 제1 변수값(Rt)과 제3 변수값을 결정하는 저항은 서로 다르다.
캐리어 신호로는 도 6의 (a)에 도시된 바와 같이 슬로프 충전(positive sawtooth) 형태의 톱니파와, 도 6의 (b)에 도시된 바와 같이 대칭 3각(symmetrical triangle)의 삼각파가 있으며, 도시하지 않은 슬로프 방전(negative sawtooth) 현태의 톱니파, 듀얼 슬로프(dual sloop)의 삼각파 등이 있다.
알려진 바와 같이, 캐리어 신호의 한 주기(Ts) 길이는 주파수 공식에 따라 발진기(도 9 참조)에 연결된 저항과 커패시터에 의해 결정된다. 그러므로, 주파수 생성부(320)에서 출력하는 캐리어 신호는 제1 변수값(Rt)와 제2 변수값(Ct)에 의해 한 주기(Ts) 길이와 주파수가 결정된다. 그리고 알려진 PWM 회로에서 캐리어 신호의 피크치는 캐리어 신호의 진폭을 결정한다. 그러므로, 도 6에 도시된 바와 같이 주파수 생성부(320)에서 출력하는 캐리어 신호는 제3 변수값(Vdt)에 의해 피크 치(Vk)와 진폭이 결정된다. 예컨데, 제3 변수값(Vdt)이 높으면 캐리어 신호의 진폭은 커지고, 제3 변수값(Vdt)이 작으면 캐리어 신호의 진폭은 작아진다.
듀티 연산부(330)는 주파수 생성부(320)에서 생성된 캐리어 신호와, 출력전압 검출부(200)에서 출력한 피드백 전압(V1)을 입력으로 하고, 이 두 신호를 비교한다.
예컨데, 도 6에 도시된 바와 같이 듀티 연산부(330)는 피크치(Vk)로 상승하는 제1 구간의 전압과 입력된 피드백 전압(V1)을 비교하고, 제1 구간의 전압이 피드백 전압(V1)과 같아지는 시점에서 제1 출력을 생성한다. 그리고, 듀티 연산부(330)는 제1 구간의 전압과 제3 변수값(Vdt)을 비교하고, 제1 구간의 전압이 제3 변수값(Vdt) 즉, 피크치(Vk)가 될 때 제2 출력을 생성한다.
듀티 제어신호 생성부(340)는 듀티 연산부(330)로부터 입력되는 제1 출력과 제2 출력을 이용하여 PWM 신호 즉, 펄스폭 제어신호(V2)를 생성하여 출력한다. 이때 듀티 제어신호 생성부(340)는 제1 출력에 동기하여 펄스폭 제어신호(V2)를 오프 상태에서 온 상태로 토글(toggle)시키고, 제2 출력에 동기하여 펄스폭 제어신호(V2)를 온 상태에서 오프 상태로 토글시킨다. 따라서, 펄스폭 제어신호(V2)는 제1 출력과 제2 출력에 따라 듀티비를 결정된다.
다음으로, 도 3에 도시된 전원공급장치의 구성 중 소프트 스타트 회로(400)를 도 7과 도 8을 참조로 하여 설명한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 스타트 회로의 개략적인 구성도이다.
도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 스타트 회로(400)는 듀티비 설정부(410), 주파수 조절부(420)와, 가변 스위치부(430)를 포함한다.
듀티비 설정부(410)는 PWM 제어부(300)로부터 기준전압(Vref)을 입력받으며, 스타트 업 및 정상 동작 중에 항상 고정된 레벨의 제3 변수값을 주파수 생성부(320)에 제공한다. 예컨데, 정상 동작시 펄스폭 제어신호(V2)의 듀티비가 50%라면 제3 변수값은 50%의 듀티비를 가진 펄스폭 제어신호(V2)가 되도록 하는 제3 변수값을 항상 출력한다.
주파수 조절부(420)는 펄스폭 제어신호(V2)의 주파수를 결정하는 제1 변수값(Rt)과 제2 변수값(Ct)을 주파수 생성부(320)에 제공하는데, 스타트 업 시점과 정상 동작 시점에서 제1 변수값(Rt)의 레벨을 달리하여 제공한다. 스타트 업인 경우에 주파수 조절부(420)는 스타트 업으로부터 설정된 제1 시간동안 제1 변수값(Rt)을 제1 레벨로 출력하여 캐리어 신호의 한 주기(Ts) 길이를 짧게 하고, 제1 시간 이후에 제1 변수값(Rt)을 제2 레벨로 출력하여 캐리어 신호의 한 주기(Ts) 길이를 길게 한다. 이때 주파수 조절부(420)는 스타트 업 및 정상 동작시에 항시 고정된 제2 변수값(Ct)을 출력한다.
가변 스위치부(430)는 기준전압(Vref)을 입력으로 하고 주파수 조절부(420)에 연결되며, 스타트 업 시점으로부터 제1 시간이 되면 제1 변수값(Rt)이 제2 레벨이 되도록 주파수 조절부(420)의 동작을 제어한다.
이하에서는 도 8을 참조로 하여 도 7에 도시된 소트프 스타트 회로(400)에 대한 구체적인 예를 PWM 제어부(300)와 더불어 설명한다. 도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 스타트 회로(400)의 회로도로서, TL494 IC(Integrate Chip)인 PWM 제어기와 함께 사용되는 경우를 보인 도면이다. 여기서, TL494 IC는 미국의 텍사스(Texas) 인스트루먼트(Instruments) 사에서 개발하고 출시한 PWM IC이며, 제품의 내부 회로 및 제품의 사양과 칩의 각 핀에 대한 설명서가 공개된 제품이다. 이해를 돕기 위해 도 9에 TL494 IC에 대한 내부 구성을 도 5에 도시된 PWM 제어부(300)의 내부 구성과 관련지어 도시하였다. 도 9에 도시된 TL494 IC는 이미 공지된 것이므로 자세한 설명은 생략한다.
듀티비 설정부(410)는 기준전압(Vref)이 입력되는 REF 단자와 제3 변수값(Vdt)을 출력하는 DTC 단자를 가지며, REF 단자와 DTC 단자 사이에 연결된 저항(R1)과, DTC 단자와 접지 단자 사이에 연결된 저항(R2)과, REF 단자에 연결된 커패시터(C1)를 포함한다. 여기서, 저항(R1)과 저항(R2)의 접점에 연결된 DTC 단자로는 제3 변수값(Vdt)이 출력된다. 저항(R1)과 저항(R2)은 정상동작에 출력되는 펄스폭 제어신호(V2)의 듀티비에 대응하는 제3 변수값(Vdt)이 되도록 각 저항값이 설정된다. 여기서 REF 단자와 DTC 단자는 TL494 IC의 RFE 단자와 DTC 단자에 각각 연결된다.
주파수 조절부(420)는 주파수 생성부(320)로 제1 변수값(Rt)을 제공하는 RT 단자와, 주파수 생성부(310)로 제2 변수값(Ct)을 제공하는 CT 단자를 가지며, CT 단자와 접지 단자 사이에 연결된 커패시터(C2)와, RT 단자에 접지 단자 사이에 연결된 저항(R6)과, RT 단자와 저항(R6)의 접점과 가변 스위치부(430)에 연결된 저 항(R5)를 포함한다. 여기서 RT 단자와 CT 단자는 TL494 IC의 RT 단자와 CT 단자에 각각 연결된다.
가변 스위치부(430)는 듀티비 설정부(410)의 커패시터(C1)에 일단이 연결된 저항(R3)과, 저항(R3)의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 저항(R4)과, 저항(R3)와 저항(R4)의 접점에 베이스가 연결되고 저항(R5)의 일단에 컬럭터가 연결되며 이미터가 접지 단자에 연결된 트랜지스터(Q1)를 포함한다.
이하에서 소프트 스타트 회로(400)의 동작을 설명한다.
스타트 업시 PWM 제어부(300)로부터 기준전압(Vref)이 인가된다. 그러면 RFE 단자로 전류가 인가되고, 이 전류는 저항(R1)과 저항(R2)으로 이루어지는 제1 전류 경로를 통해 접지단으로 흐르고, 동시에 커패시터(C1), 저항(R3)과 저항(R4)으로 이루어지는 제2 전류 경로를 통해 접지단으로 흐른다.
제1 전류 경로를 통해 흐르는 전류는 저항(R1)과 저항(R2)의 접점에서 기준전압(Vref)을 분압하는 분압 전압을 생성하고, 이 분압 전압은 DTC 단자를 통해 제3 변수값으로 출력된다.
그리고 제2 전류 경로를 통해 흐르는 전류는 우선 커패시터(C1)를 충전시키고 커패시터(C1)의 충전이 완료되면 저항(R3)과 저항(R4)를 통해 접지단으로 흐르게 되며, 이때 저항(R3)과 저항(R4)의 접점에서 전압을 형성하여 트랜지스터(Q1)를 턴 오프시킨다. 여기서, 트랜지스터(Q1)의 턴 오프 시점은 커패시터(C1)의 충전이 완료된 직후에 이루어짐을 알 수 있다. 따라서 커패시터(C1)의 용량을 작게 하면 트랜지스터(Q1)의 턴 오프 시점은 빨라지고, 커패시터(C1)의 용량을 크게 하면 트 랜지스터(Q1)의 턴 오프 시점이 늦어진다.
한편, 스타트 업시 RT 단자에 제공된 전류는 커패시터(C1)가 충전 중인 동안 즉, 트랜지스터(Q1)가 턴 온 상태인 동안에 저항(R5)와 저항(R6)에 흐르고, 이후 트랜지스터(Q1)가 턴 오프 상태가 되면 저항(R6)에만 흐른다. 여기서 트랜지스터(Q1)이 턴 오프하는 시점은 소프트 스타트가 완료되어 정상 동작이 시작되는 시점이 된다.
그리고 스타트 업시 CT 단자에 제공된 전류는 커패시터(C2)를 충전시키고 커패시터(C2)의 충전전압이 제2 변수값(Ct)으로 하여 CT 단자에 출력된다.
따라서, 스타트 업시 제1 변수값(Rt)을 결정하는 저항값은 병렬 연결된 저항(R5)과 저항(R6)의 합이 되며, 제1 변수값(Rt) 즉, 전류값은 저항(R5)과 저항(R6)의 합에 반비례하는 제1 레벨이 된다. 여기서 병렬 연결된 저항(R5)과 저항(R6)의 합은 하나의 저항(R6)이 가지는 저항값보다 작다.
제2 변수값(Ct)이 고정인 상태에서 제1 변수값(Rt)에 연결된 저항값이 작아지면 PWM 제어부(300)의 주파수 생성부(320)에서 출력하는 캐리어 신호는 한 주기의 길이가 짧아지게 되고, 그에 따라 듀티 제어신호 생성부(340)에서 출력하는 펄스폭 제어신호(V2)는 정상 동작시의 듀티비를 가지면서 주파수가 높아지게 된다.
이렇게 높은 주파수의 상기 펄스폭 제어신호(V2)가 출력되면, 따라 유사 공진 컨버터(100)의 트랜지스터(QM)는 펄스폭 제어신호(V2)의 주파수에 동기하여 도 11에 도시된 바와 같이 정상 동작시보다 빠른 턴 온/오프 동작을 수행한다. 도 11 에서는 정상 동작시의 듀티비가 50%인 경우에 대한 스타트 업시의 듀티비를 나타낸 도면으로, 스타트 업시에도 듀티비가 50%로 유지되면서 한 주기의 길이가 도 10에 도시된 정상 동작시의 한 주기 길이보다 짧음을 보여준다.
따라서 유사 공진 컨버터(100)의 1차측 인덕터(Lk)의 전류 파형은 피크치(peak3)가 정상 동작시의 피크치(peak1)보다 낮은 파형을 나타낸다.
결국, 본 발명은 스타트 업시 유사 공진 컨버터(100)의 1차측 인덕터(Lk)에 정상 동작시보다 낮은 피크치의 전류를 발생시킴으로써, 2차측에 소자에 대한 소손을 방지할 수 있게 된다.
한편, 정상 동작시의 소프트 스타트 회로(400)의 동작 및 그에 따른 유사 공진 컨버터(100)의 동작을 살펴보자.
커패시터(C1)는 제1 시간이 되면 충전이 완료되도록 용량이 설정된다. 따라서 스타트 업으로부터 제1 시간이 되면 커패시터(C1)는 충전되고, 커패시터(C1)를 포함하는 제2 전류 경로로는 전류가 흐르지 않게 된다. 반면에 제1 전류 경로로는 계속해서 전류가 흐르고, 그에 따라 고정된 값을 가지는 제3 변수값이 DTC 단자로 출력된다.
제1 시간이 경과하여 제2 전류 경로로 전류가 흐르지 않게 되면, 저항(R3)과 저항(R4)의 접점에는 전압이 형성되지 않게 되며, 이로 인해 트랜지스터(Q1)는 턴 오프되고, RT 단자에서 저항(R5)으로 흐르는 전류가 차단된다.
따라서, 제1 시간 이후에 제1 변수값(Rt)을 결정하는 저항값은 저항(R6)의 저항값이 되며, 제1 변수값(Rt) 즉, 전류값은 저항(R6)의 저항값에 반비례하는 제2 레벨이 된다. 여기서 저항(R6)의 저항값은 병렬 연결된 저항(R5)과 저항(R6)의 합보다 크다. 그러므로, 제1 시간 이후의 제1 변수값(Rt)은 제1 레벨에서 제2 레벨로 하강하게 된다. 이때 CT 단자로 출력되는 제2 변수값(Ct)은 고정값으로 계속해서 제공된다.
그러므로 제1 시간 이후에는 주파수 생성부(320)에서 출력하는 캐리어 신호는 한 주기의 길이가 길어진다.
결국, 듀티 제어신호 생성부(340)에서 출력하는 펄스폭 제어신호(V2)는 정상 동작시의 듀티비를 가지면서 스타트 업보다 긴 한 주기(Ts) 길이를 가지며, 이 펄스폭 제어신호(V2)에 따라 유사 공진 컨버터(100)의 트랜지스터(QM)는 도 10에 도시된 바와 같은 정상 동작시의 스위칭 동작을 수행한다. 도 11은 정상 동작시 트랜지스터(QM)의 스위칭 신호를 보여주는데, 스타트 업시의 한 주기 길이보다 길어졌음을 알 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서와 같이, 이 발명의 실시예에 따르면, 스타트 업시 전력 컨버터의 출력측에 나타나는 전류의 피크치를 떨어뜨려 스타트 업시에 안정적으로 전원공급장치가 동작할 수 있게 한다.

Claims (14)

  1. 캐리어 신호를 생성하고 진폭을 펄스의 폭으로 변환하는 기능을 가지며, 기준전원을 제공하는 제1 단자, 상기 캐리어 신호의 진폭을 결정하는 전압이 입력되는 제2 단자, 상기 캐리어 신호의 주파수를 결정하는 제1 값이 입력되는 제3 단자 및 상기 캐리어 신호의 주파수를 결정하는 제2 값이 입력되는 제4 단자가 형성된 PWM(Pulse Width Modulation) 제어부에 연결된 소프트 스타트 회로에 있어서,
    상기 기준전원을 이용하여 상기 제1 전압을 생성하고 상기 제1 전압을 상기 제2 단자에 출력하는 듀티비 설정부;
    상기 제1 단자에서 제공하는 전류를 충전하는 제1 커패시터와 상기 제1 커패시터의 충전전압을 이용하여 턴 오프하는 제1 스위치를 포함하는 가변 스위치부; 및
    상기 제3 단자에 병렬 연결된 제1 저항과 제2 저항과, 상기 제4 단자에 고정된 전압을 제공하는 제2 커패시터를 포함하여, 상기 제1 스위치의 턴 온시 상기 제2 저항으로 전류가 흐르고 상기 제1 스위치의 턴 오프시 상기 제1 및 제2 저항에 전류가 흐르게 하는 주파수 조절부를 포함하는,
    소프트 스타트 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 듀티비 설정부는 상기 제1 단자와 접지단 사이에 직렬 연결된 제3 및 제4 저항을 포함하며, 상기 제2 단자는 상기 제3 및 제4 저항의 접점에 연결된 소 프트 스타트 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 가변 스위치부는
    상기 제1 단자에 일단이 연결된 제1 커패시터, 상기 제1 커패시터의 타단에 일단이 연결된 제5 저항, 상기 제5 저항의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 제6 저항 및, 상기 제5 저항과 상기 제6 저항의 접점 전압에 제어 단자가 연결되고 접지단에 출력단이 연결되며 상기 제1 저항에 입력단이 연결된 상기 제1 스위치인 PNP 트랜지스터를 포함하는 소프트 스타트 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 주파수 조절부는,
    상기 제1 스위치의 입력단과 상기 제3 단자 사이에 연결된 상기 제1 저항, 상기 제1 저항과 상기 제3 단자의 접점과 접지단 사이에 연결된 상기 제2 저항 및 상기 제4 단자와 접지단 사이에 연결된 상기 제2 커패시터로 이루어진 소프트 스타트 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 커패시터는 설정된 소프트 스타트 시간을 전류 충전 시간으로 하는 소프트 스타트 회로.
  6. 기준전압을 입력하는 제1 단자와 접지 단자 사이에 직렬 연결된 제1 저항 및 제2 저항;
    상기 제1 입력단에 일단이 연결된 제1 커패시터;
    상기 제1 커패시터의 타단에 일단이 연결된 제3 저항;
    상기 제3 저항의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 제4 저항;
    상기 제3 저항과 상기 제4 저항의 접점 전압에 의해 스위칭 동작하고 접지 단자에 출력단이 연결된 스위치;
    상기 스위치의 입력단에 일단이 연결된 제5 저항;
    상기 제5 저항의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 제6 저항;
    접지 단자에 일단이 연결된 제2 커패시터;
    상기 제1 저항과 제2 저항의 접점에 연결된 제2 단자;
    상기 제5 저항과 상기 제6 저항의 접점에 연결된 제3 단자; 및,
    상기 제2 커패시터의 타단에 연결된 제4 단자를 포함하는,
    소프트 스타트 회로.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 스위치는 상기 제1 커패시터의 충전 전압을 이용하여 턴 오프하는 PNP 트랜지스터인 소프트 스타트 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 커패시터는 설정된 소프트 스타트 시간을 전류 충전 시간으로 하는 소프트 스타트 회로.
  9. 스위칭 소자를 이용하여 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 바꾸는 인버터부, 인버터부에서 출력한 전압을 소망하는 레벨의 전압으로 변환시키는 변압기부와, 변압기부의 출력을 직류 전압으로 바꾸어 출력하는 정류부를 포함하는 전력 컨버터;
    상기 전력 컨버터의 출력에 대응하는 피드백 전압을 출력하는 출력전압 검출부;
    캐리어 신호를 생성하고 진폭을 펄스의 폭으로 변환하는 기능을 가지며 상기 출력전압 검출부의 피드백 전압에 대응하는 듀티비를 가지는 펄스폭 제어신호를 출력하는 펄스폭 제어부;
    상기 펄스폭 제어신호에 동기하는 게이트 구동신호를 생성하여 상기 전력 컨버터의 스위칭 소자를 구동시키는 게이트 구동부; 및
    상기 펄스폭 제어부로부터 입력되는 기준 전원에 의해 충전되는 제1 커패시터와 상기 제1 커패시터의 충전 전압에 의해 턴 오프되는 제1 스위치와 상기 제1 스위치에 연결된 적어도 하나의 제1 저항을 포함하며, 상기 제1 스위치의 턴 온시 상기 제1 저항에 전류가 흐르게 하고, 상기 제1 스위치의 턴 오프시 상기 제1 저항에 전류가 흐르지 않게 하여 상기 캐리어 신호의 주파수를 조절하는 소프트 스타트 회로를 전원공급장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 기준전원을 이용하여 상기 제1 전압을 생성하고 상기 제1 전압을 상기 제2 단자에 출력하는 듀티비 설정부;
    상기 제1 단자에서 제공하는 전류를 충전하는 제1 커패시터와 상기 제1 커패시터의 충전전압을 이용하여 턴 오프하는 제1 스위치를 포함하는 가변 스위치부; 및
    상기 제3 단자에 병렬 연결된 제1 저항과 제2 저항과, 상기 제4 단자에 고정된 전압을 제공하는 제2 커패시터를 포함하여, 상기 제1 스위치의 턴 온시 상기 제2 저항으로 전류가 흐르고 상기 제1 스위치의 턴 오프시 상기 제1 및 제2 저항에 전류가 흐르게 하는 주파수 조절부를 포함하는 전원공급장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 듀티비 설정부는 상기 제1 단자와 접지단 사이에 직렬 연결된 제3 및 제4 저항을 포함하며, 상기 제2 단자는 상기 제3 및 제4 저항의 접점에 연결된 전원공급장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 가변 스위치부는
    상기 제1 단자에 일단이 연결된 제1 커패시터, 상기 제1 커패시터의 타단에 일단이 연결된 제5 저항, 상기 제5 저항의 타단과 접지 단자 사이에 연결된 제6 저항 및, 상기 제5 저항과 상기 제6 저항의 접점 전압에 제어 단자가 연결되고 접지단에 출력단이 연결되며 상기 제1 저항에 입력단이 연결된 상기 제1 스위치인 PNP 트랜지스터를 포함하는 전원공급장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 주파수 조절부는,
    상기 제1 스위치의 입력단과 상기 제3 단자 사이에 연결된 상기 제1 저항, 상기 제1 저항과 상기 제3 단자의 접점과 접지단 사이에 연결된 상기 제2 저항 및 상기 제4 단자와 접지단 사이에 연결된 상기 제2 커패시터로 이루어진 전원공급장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 커패시터는 설정된 소프트 스타트 시간을 전류 충전 시간으로 하는 전원공급장치.
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