JP5786337B2 - インバータ制御システム - Google Patents

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Description

本発明は、センサレス制御および１２０°通電型ＰＷＭインバータ の制御システムに関する。
一般的に、ＰＭモータを駆動するインバータ制御は、電圧型ＰＷＭ方式とし、モータ電流制御にベクトル制御を適用することが多い。これは、電流波形を正弦波に制御することにより高調波を抑制し、ＰＭモータのなめらかな制御を可能にするためである。
さらに、ＰＭモータの磁極位置検出をセンサレス方式とすることも多い。このセンサレス方式は、モータ端子電圧をＡＤ変換等によりＣＰＵに取り込み、磁極位置検出を行う方法が一般的である。
前記モータ電流制御とセンサレス方式は、ＣＰＵの演算負荷が高く、モータ回転周期に対して演算周期を十分に高く設定する必要がある。さらに、モータ回転数が高速となれば、これに従って演算周期も高速となるため、超高速モータ（数十万ｍｉｎ-1）の制御においては、前記の方法（モータ電流制御とセンサレス方式）を適用することは非常に困難となる。
前記問題のボトルネックは制御手法に対する演算装置の能力限界であり、現行ＣＰＵでは演算能力およびＡＤ変換時間から、１０万ｍｉｎ-1あたりが限界といわれている。
この問題の解決方法として、センサレス方式の１２０°通電擬似電流型インバータが特許文献１に開示されている。図８は、入力を直流電源とした擬似電流型インバータの主回路構成図である。（特許文献１の図１における入力部ダイオードブリッジ回路を直流電源とみれば、本願図８と同様である。）
比較として、一般的な電圧型インバータの主回路構成を図９に示す。特許文献１にて示される擬似電流型インバータ（図８）は、図９に示す一般的な電圧型インバータに対して、降圧回路２が増設されている。この降圧回路２は、トランジスタＦＥＴ１，ダイオードＤ１，Ｄ２，リアクトルＬ１により構成されている。
特許文献１における擬似電流型インバータの制御方法は、モータ電流を１２０°通電の矩形波とし、流入するピーク電流を降圧回路２で制御する方法である。制御対象は、リアクトルＬ１に流れる直流電流であるため、超高速モータの高周波数に制御周期が制約されることはない。この制御方法により、超高速モータで問題となるＣＰＵの演算負荷を低減し、超高速モータの制御を可能としている。
特開平０５−２６０７８７号公報 特開２００９−１６５２９８号公報
高田陽介，野口季彦，山下幸生，小松喜美，茨木誠一，「ターボチャージャ用２２００００ｒｐｍ‐２ｋＷＰＭモータ駆動システム」，平成１６年電気学会産業応用部門大会。

しかしながら、図８に示す擬似電流型インバータは、超高速モータ制御の実現と引き換えに、降圧回路２を構成する機器（トランジスタＦＥＴ１，ダイオードＤ１，Ｄ２，リアクトルＬ１）の増設を要すると共に、これらの機器を接続する配線回路が複雑化してしまう。その結果、この擬似電流型インバータは、モータ駆動システム全体として、容積，コスト，損失の面から見て非常に不利な構成となっている。
近年、インバータに対して、低コスト化，小型化，低損失化が強く要求されている。特に、車載など設置空間が非常に限定される用途などでは、図８に示す擬似電流型インバータは容積増大の欠点が浮き彫りとなり、機器実装への障害となっている。
以上示したようなことから、演算負荷が小さく、小型化・低コスト化・低損失化を実現したインバータ制御システムを提供することが主な課題となる。
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、インバータに備えられたスイッチング素子に対して、インバータ出力端子電圧，インバータ入力電圧，入力指令に基づいて生成されたゲート信号を出力するコントローラを備えたインバータ制御システムであって、前記コントローラは、インバータ入力電流における電流検出値の直流成分を抽出するＬＰＦと、電流指令値と前記電流検出値の直流成分との電流差分を算出する減算部と、前記電流差分から相補関係にある２相のＰＷＭ信号を生成する電流制御器と、インバータ出力端子電圧を積分し、磁束情報に変換する積分回路と、前記磁束情報をロジック変換し、１２０°通電パターンを出力するロジック変換部と、前記２相のＰＷＭ信号と１２０°通電パターンを論理合成し、ゲート信号を出力する論理回路部と、を備えたことを特徴とする。
また、その他の態様は、前記コントローラは、１２０°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出器と、入力指令である速度指令値と前記速度検出値との速度偏差を算出する減算部と、前記速度偏差から電流指令値を演算する速度制御器と、を備えたことを特徴とする。
また、その他の態様は、前記コントローラは、前記電流検出値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、を乗算し電力検出値を算出する電力検出器と、入力指令である電力指令値と前記電力検出値との電力偏差を算出する減算部と、前記電力偏差から電流指令値を演算する電力制御器と、を備えたことを特徴とする。
また、その他の態様は、前記コントローラは、前記１２０°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出値と、前記電流指令値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、前記速度検出値と、からトルク検出値を演算するトルク検出器と、入力指令であるトルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する減算部と、前記トルク偏差から電流指令値を算出するトルク制御器と、を備えたことを特徴とする。
また、前記積分回路とロジック変換部はアナログ回路で構成しても良い。
本発明によれば、演算負荷が小さく、小型化・低コスト化・低損失化を実現したインバータ制御システムを提供することが可能となる。
実施形態１におけるインバータ制御システムを示す構成図である。 実施形態１における三角波とＰＷＭ信号を示す波形図である。 実施形態１におけるインバータ制御システムの各部出力波形図である。 実施形態１におけるインバータ制御システムの各部出力波形図である。 実施形態２におけるインバータ制御システムのコントローラを示す構成図である。 実施形態３におけるインバータ制御システムのコントローラを示す構成図である。 実施形態４におけるインバータ制御システムのコントローラを示す構成図である。 従来の擬似電流型インバータの主回路を示す構成図である。 一般的な電圧型インバータの主回路を示す構成図である。

［実施形態１］
本実施形態１におけるインバータ制御システムを図１〜図４に基づいて説明する。本実施形態１におけるインバータ制御システムは、主回路１Ｃと電流制御コントローラ３ａと、を備えている。
図１に示すように、本実施形態１の主回路１Ｃの構成は、一般的な電圧型ＰＷＭインバータと同様であり、インバータＩＮＶを３相，６素子回路とする。制御対象をインバータＩＮＶへの入力電流とし、平滑コンデンサＣとスイッチング素子Ｓｗ１〜Ｓｗ６（インバータＩＮＶ）との間の直流電流（インバータ入力電流）を電流センサＣＴ等によって取得する。電流センサＣＴについては、電流値が取得可能なものであれば良く、例えば、シャント抵抗等によるものでも良い。
図１では、入力ノイズ低減のための平滑コンデンサＣを設けているが、平滑コンデンサＣが無い場合も同様である。
電流制御コントローラ３ａは、電流センサＣＴで取得した電流検出値を制御対象として、モータＭの回転を制御する。電流検出値の電流波形は矩形波状の波形であり、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に通すことで直流成分を抽出する。矩形波の周波数は、スイッチング素子Ｓｗ１〜Ｓｗ６で構成されるインバータＩＮＶのＰＷＭ周波数と同じ周波数となるため、ＬＰＦのカットオフ周波数はＰＷＭ周波数を基準として設定する。
減算部４は、前記ＬＰＦから出力された電流検出値の直流成分と入力指令である電流指令値との電流差分を演算し、電流制御器５に入力する。電流制御器５では、ＰＩ制御器５１において、前記電流差分をＰＩ演算し、比較器５２において、ＰＩ制御部５１の出力と所定の周波数の基準信号（例えば、図２に示すように三角波）とを比較し、相補関係にある２相の信号（ＰＷＭ信号ＳａおよびＳｂ）を生成する（図２参照）。この減算部４，電流制御器５は演算装置（ＣＰＵなど）により構成される。
また、モータＭのセンサレス制御を行うために、インバータの出力端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図３参照）を、電圧検出器６により取得する。前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、モータＭの誘起電圧に相当する。この端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはセンサレス回路１０により、１２０°通電パターンＳ１´，Ｓ２´，Ｓ３´，Ｓ４´，Ｓ５´，Ｓ６´に変換する。まず、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを積分回路７により積分し、磁束情報φｕ，φｖ，φｗ（図３参照）へと変換する。次に、この磁束情報φｕ，φｖ，φｗを、ロジック変換部８においてロジック変換し、１２０°通電パターンＳ１´〜Ｓ６´（図３参照）として出力する。このセンサレス回路１０（積分回路７，ロジック変換部８）は、演算負荷低減のため、アナログ回路を用いる。
次に、前記２相のＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂと１２０°通電パターンＳ１´〜Ｓ６´を論理合成部９により論理合成し、インバータゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する（図４参照）。
論理合成は、下記（１）〜（６）式により行う。ただし、（１）〜（６）式中の“＆”はＡＮＤ演算を示し、“｜”記号はＯＲ演算を示す。また、Ｓｘ´は、１２０°通電パターン出力の各スイッチング素子相当の信号である。
Figure 0005786337
そして、この（１）〜（６）式で得られたインバータゲート信号Ｓ１〜Ｓ６により、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓｗ１〜Ｓｗ６を制御し、モータＭを駆動させる。
以上示したように、本実施形態１におけるインバータ制御システムは、センサレスの位相検出（周波数制御）にアナログ回路を用い、演算装置（ＣＰＵなど）ではＬＰＦから出力された直流成分に対してのみ制御を行うため、電流制御器５の演算量は微量となる。その結果、 演算負荷が低減し、超高速モータに適用することができる。また、本実施形態１では、図１に示すような汎用的な主回路１Ｃにおいて演算負荷の低減を実現しており、特許文献１の問題点として指摘した降圧回路２を構成する機器（トランジスタＦＥＴ１，ダイオードＤ１，Ｄ２，リアクトルＬ１）の増設を招く必要がない。その結果、小型化，低コスト化を実現しつつ、演算負荷を低減させることが可能となる。
また、インバータの電流制御では、電流制御の対象としてモータ電流を検出し、これを制御対象とすることが一般的である。しかし、超高速モータにおける高周波電流波形の検出・制御には高速なＡＤ変換能力と演算能力を必要とするため、非常に高価な演算装置を必要とする。それに対し、本実施形態１のインバータ制御システムでは、入力対象の直流電流をＬＰＦに通した直流成分に対して電流制御を行っているため、超高速モータの高周波に関係なく、制御することを可能としている。
ＰＷＭ論理演算については、特許文献２でも、本実施形態１と同様の１２０°通電のＰＷＭ波形が提示されている。ただし、特許文献２では、６０°毎に出力波形の切替処理を行うため、超高速モータの高周波用途としては演算負荷が大きくなり、超高速モータの制御を達成できない可能性がある。本実施形態１では、電流制御器５出力のＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂと１２０°通電パターンＳ１´〜Ｓ６´を単純な論理演算のみで合成しているため演算負荷が非常に小さく、超高速モータの高周波用途に適したものとなる。
以上示したように、超高速モータを制御対象としたとき、一般的な電圧型ＰＷＭ制御では演算負荷の増大により超高速モータの制御を実現できない。それに対し、本実施形態１のインバータ制御システムでは、演算負荷が小さいため、低性能・低価格帯の演算装置（ＣＰＵ）においても、超高速モータの制御が実現可能となる。また、本実施形態１の主回路１Ｃは一般的な電圧型ＰＷＭ方式と同様の構成であるため、超高速モータ用途であっても比較的小型・低コスト・低損失による機器で実現可能である。
［実施形態２］
本実施形態２におけるインバータ制御システムの速度制御コントローラのブロック図を図５に示す。なお、実施形態１と同様の箇所については、同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
本実施形態２における主回路の構成は実施形態１と同様である。また、本実施形態２は、実施形態１の電流制御コントローラ３ａを速度制御コントローラ３ｂとし、指令入力を速度指令値としたものである。
本実施形態２では、センサレス回路１０から出力された１２０°通電パターンＳ１´〜Ｓ６´を、速度検出器１１により速度検出値に変換する。
次に、指令入力である速度指令値と前記速度検出値との速度偏差を減算部１２によって算出し、この速度偏差を速度制御器１３に入力して電流指令値を生成する。以後の制御は実施形態１と同様である。
これにより、本実施形態２は、超高速モータの速度制御を可能とする。また、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
［実施形態３］
本実施形態３におけるインバータ制御システムの電力制御コントローラのブロック図を図６に示す。なお、実施形態１と同様の箇所については、同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
本実施形態３における主回路の構成は実施形態１と同様である。また、本実施形態３は、実施形態１の電流制御コントローラ３ａを電力制御コントローラ３ｃとし、指令入力を電力指令値としたものである。
本実施形態３では、直流電圧値（平滑用コンデンサＣの両端電圧：インバータ入力電圧）を検出し、電力検出器１４で、この電圧検出値とＬＰＦから出力された電流検出値の直流成分を乗算することにより、電力検出値を算出する。
次に、入力指令である電力指令値と前記電力検出値の電力偏差を減算器１５によって算出し、この電力偏差を電力制御器１６に入力して電流指令値を生成する。以後の制御は実施形態１と同様である。
これにより、本実施形態３は、超高速モータの電力制御を可能とする。また、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
［実施形態４］
本実施形態４におけるインバータ制御システムのトルク制御コントローラのブロック図を図７に示す。なお、実施形態１，２，３と同様の箇所については、同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
本実施形態４における主回路の構成は実施形態１と同様である。また、本実施形態４は、実施形態１の電流制御コントローラ３ａをトルク制御コントローラ３ｄとし、指令入力をトルク指令値としたものである。
本実施形態４では、実施形態２と同様に速度検出器１１で１２０°通電パターンＳ１´〜Ｓ６´を速度検出値に変換する。また、実施形態３と同様に直流電圧値（インバータ入力電圧）を検出する。そして、トルク検出器１７においてＬＰＦから出力された電流検出値の直流成分，電圧検出値，速度検出値に基づきトルク検出値を算出する。
次に、入力指令であるトルク指令値と前記トルク検出値のトルク偏差を減算器１８によって演算し、このトルク偏差をトルク制御器１９に入力して電流指令値を生成する。以後の制御は実施形態１と同様である。
これにより、本実施形態４は、超高速モータのトルク制御を可能にする。 また、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
１ａ〜１ｃ…主回路
３ａ〜３ｃ…コントローラ
４，１２，１５，１８…減算器
５…電流制御器
７…積分回路
８…ロジック変換部
９…論理合成部
１０…センサレス回路
１１…速度検出器
１３…速度制御器
１４…電力検出部
１６…電力制御器
１７…トルク検出部
１９…トルク制御器

Claims (5)

  1. インバータに備えられたスイッチング素子に対して、インバータ出力端子電圧，インバータ入力電流，入力指令に基づいて生成されたゲート信号を出力するコントローラを備えたインバータ制御システムであって、
    前記コントローラは、
    インバータ入力電流における電流検出値の直流成分を抽出するＬＰＦと、
    電流指令値と前記電流検出値の直流成分との電流差分を算出する減算部と、
    前記電流差分から相補関係にある２相のＰＷＭ信号を生成する電流制御器と、
    インバータ出力端子電圧を積分し、磁束情報に変換する積分回路と、
    前記磁束情報をロジック変換し、１２０°通電パターンを出力するロジック変換部と、
    前記２相のＰＷＭ信号と１２０°通電パターンを論理合成し、ゲート信号を出力する論理回路部と、を備えたことを特徴とするインバータ制御システム。
  2. 前記コントローラは、
    １２０°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出器と、
    入力指令である速度指令値と前記速度検出値との速度偏差を算出する減算部と、
    前記速度偏差から電流指令値を演算する速度制御器と、を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御システム。
  3. 前記コントローラは、
    前記電流検出値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、を乗算し電力検出値を算出する電力検出器と、
    入力指令である電力指令値と前記電力検出値との電力偏差を算出する減算部と、
    前記電力偏差から電流指令値を演算する電力制御器と、を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御システム。
  4. 前記コントローラは、
    前記１２０°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出値と、
    前記電流指令値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、前記速度検出値と、からトルク検出値を演算するトルク検出器と、
    入力指令であるトルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する減算部と、
    前記トルク偏差から電流指令値を算出するトルク制御器と、を備えたことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御システム。
  5. 前記積分回路とロジック変換部はアナログ回路で構成されたことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のインバータ制御システム。
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