JP6716041B2 - 電力変換装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンデンサ電流の低減を図った構成を備えた電力変換装置、およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。

従来のインバータ装置の一例として、以下のように構成されたインバータ装置が挙げられる（例えば、特許文献１参照）。すなわち、インバータ装置は、三相の各相に対応して設けられる複数のスイッチング素子を有するインバータと、インバータの各スイッチング素子のオンとオフの切り替えを２相変調制御する制御部とを備えて構成されている。

上記の制御部は、負荷の力率が予め設定された閾値以上である場合、２相変調制御における停止相以外の２相についてオン期間の中心地点またはオフ期間の中心地点を１８０度シフトさせる位相シフトを行う。また、上記の制御部は、負荷の力率が閾値未満である場合、この位相シフトを行わずに、２相変調制御を行う。

国際公開２０１４／０９７８０４号

特許文献１に記載の制御手法（以下、従来制御手法と称す）では、力率が低下する場合に位相シフトを行わずに二相変調制御を行うと、インバータの入力側に入力される直流電圧を平滑化するコンデンサのコンデンサ電流を低減する効果を得ることができない。

また、インバータの出力側にモータを接続する場合、モータの回転速度が零速から高くなると、力率は下がるのが一般的である。したがって、従来制御手法では、モータが零速あるいは低速域で回転している場合には、位相シフトが行われることで、コンデンサ電流の低減効果を得ることができる。一方、モータが高速で回転している場合には、位相シフトが停止されるので、コンデンサ電流の低減効果を得ることができない。

本発明は、上記のような問題を鑑みてなされたものであり、モータの回転数が高く、力率が低い場合であっても、コンデンサ電流の低減に寄与する電力変換装置およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることを目的とする。

本発明における電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、三相交流電圧を出力するインバータと、直流電源とインバータとの間に並列に設けられたコンデンサと、入力された制御指令値に基づいて、インバータから出力される三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、演算した電圧指令値に従って、インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御器と、を備え、制御器は、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するものである。

本発明によれば、モータの回転数が高く、力率が低い場合であっても、コンデンサ電流の低減に寄与する電力変換装置およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎのパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 図３の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す図である。 本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。 本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉに応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。 本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗの波形を示す図である。 本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。 図８の比較例を示す図である。 本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉに応じて採用される電圧変調方式を示す表である。 本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉに応じて採用される電圧変調方式を示す表である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉが６０度よりも若干小さい場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉが６０度よりも若干大きい場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉが３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替えられる場合のモータトルクの波形を示す図である。 図１５の比較例を示す図である。 本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。 図１１に対して、Ｕ相搬送波とＶ相搬送波の位相を等しく設定した場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。 本発明の実施の形態５におけるインバータ電圧利用率とコンデンサ電流の関係を示す説明図である。 本発明の実施の形態６における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。

以下、本発明による電力変換装置および電動パワーステアリング装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。なお、図１では、電力変換装置の入力側に接続される直流電源３と、その出力側に接続されるモータ１も図示されている。

図１に示すように、本実施の形態１における電力変換装置は、コンデンサ４、インバータ６、電流検出器７および制御器８を備える。

モータ１は、Ｕ相の巻線Ｕ、Ｖ相の巻線ＶおよびＷ相の巻線Ｗによって構成される三相巻線を有する三相交流モータである。モータ１の具体例として、永久磁石同期モータ、誘導モータ、同期リラクタンスモータ等が挙げられるが、モータ１として、三相巻線を有するモータであれば、どのような種類のモータを用いてもよい。ここでは、モータ１として、非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合を例示する。

位置検出器２は、モータ１の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御器８に出力する。

直流電源３は、高電位側端子および低電位側端子を有し、両端子間の電圧として、直流電圧Ｖｄｃをインバータ６に出力する。直流電源３は、バッテリ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等といった、直流電圧を出力する全ての機器を含む。

コンデンサ４は、インバータ６に対応して、直流電源３とインバータ６との間に並列に設けられている。コンデンサ４は、直流電源３に並列に接続され、インバータ６に入力される直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制して安定した直流電圧を実現する。

インダクタンス５は、直流電源３の内部および途中のケーブルに含まれるインダクタンス値を表すものである。一般に、電力変換装置においては、インバータ６から直流電源３に流出するノイズを抑制するために、ノイズフィルタとして、コモンモードチョークコイルが直流電源３の近傍に接続される。このようなノイズフィルタのインダクタンス値もインダクタンス５に含まれるものとする。

インバータ６は、複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源３から出力される直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して、その三相交流電圧を出力する。

インバータ６は、高電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｐと、低電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ〜Ｓｗｎとを有する三相インバータである。制御器８からのオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに基づいて、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｐと、半導体スイッチング素子Ｓｕｎ〜Ｓｗｎが、オンとオフに切り替わる。これにより、インバータ６は、直流電源３から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。インバータ６は、その変換後の交流電圧を、モータ１の巻線Ｕ、巻線Ｖおよび巻線Ｗに印加することで、巻線Ｕ、巻線Ｖおよび巻線Ｗにそれぞれ、電流Ｉｕ、電流Ｉｖおよび電流Ｉｗを通電する。

ここで、オンオフ信号Ｑｕｐ、Ｑｕｎ、Ｑｖｐ、Ｑｖｎ、ＱｗｐおよびＱｗｎは、それぞれ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、ＳｗｐおよびＳｗｎを、オンとオフに切り替えるためのスイッチング信号である。以下、オンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎにおいて、信号の値が１である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオンにするための信号が出力され、信号の値が０である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオフにするための信号が出力される。

半導体スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎとしては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子と、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。

電流検出器７は、モータ１の巻線Ｕ、巻線Ｖおよび巻線Ｗに流れる電流Ｉｕ、電流Ｉｖおよび電流Ｉｗの値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓとして検出する。

なお、電流検出器７は、例えば、インバータ６の半導体スイッチング素子Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎのそれぞれに直列に電流検出用抵抗を設けて、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓを検出する方式の電流検出器であってもよい。また、電流検出器７は、インバータ６とコンデンサ４の間に電流検出用抵抗を設けて、インバータ入力電流Ｉｉｎを検出し、その検出値から、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓを求める方式の電流検出器であってもよい。

制御器８には、モータ１の制御指令値として設定される電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔおよびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔが入力される。なお、ここでは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ＝０に設定される場合を例示する。制御器８は、入力された電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔおよびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔと、位置検出器２から入力された回転位置θと、電流検出器７から入力された電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓとに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

なお、ここでは、モータ１の制御指令値として、モータ１に通電する電流の指令値が設定される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、モータ１をＶ／Ｆ制御する場合、制御指令値は、モータ１の速度指令値となる。モータ１の回転位置を制御する場合、制御指令値は、モータ１の位置指令値となる。また、制御器８は、電流検出器７から入力された電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを決定する場合を例示したが、これに限定されない。例えば、制御器８は、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔおよびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔからフィードフォワード的にオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを決定してもよい。

次に、制御器８を構成する各要素について説明する。制御器８は、座標変換器９、減算器１０、減算器１１、電流制御器１２、電流制御器１３、座標変換器１４、電流ベクトル位相演算器１５およびオンオフ信号発生器１６を有する。なお、制御器８は、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、プログラムデータ、固定値データ等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）と、格納されているデータを更新して順次書き換えられるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）とによって実現される。

座標変換器９は、電流検出器７から入力された電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓと、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、回転二軸上の電流ＩｄおよびＩｑを演算し、その電流Ｉｄを減算器１０に出力し、その電流Ｉｑを減算器１１に出力する。

減算器１０は、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔから、回転二軸上の電流Ｉｄを減算し、その結果を電流制御器１２に出力する。

減算器１１は、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔから、回転二軸上の電流Ｉｑを減算し、その結果を電流制御器１３に出力する。

電流制御器１２は、減算器１０の出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄを演算し、その電圧Ｖｄを座標変換器１４に出力する。

電流制御器１３は、減算器１１の出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑを演算し、その電圧Ｖｑを座標変換器１４に出力する。

座標変換器１４は、回転二軸上の電圧ＶｄおよびＶｑと、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを演算し、その結果をオンオフ信号発生器１６に出力する。

電流ベクトル位相演算器１５は、以下の式（１−１）に従って、位置検出器２から入力された回転位置θに基づいて、電流ベクトルの位相θｉを演算する。ただし、位相θｉの基準軸は、Ｕ相とする（図５参照）。
θｉ＝θ＋９０［ｄｅｇ］・・・（１−１）

式（１−１）は、モータ１として非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合に成り立つ式である。モータ１として、突極形の永久磁石同期モータまたは誘導モータを用いる場合、電流ベクトル位相演算器１５は、以下の式（１−２）に従って、位相θｉを演算すればよい。
θｉ＝θ＋ａｔａｎ（Ｉｑ／Ｉｄ）［ｄｅｇ］・・・（１−２）

さらに、電流ベクトル位相演算器１５は、モータ１の回転位置θを用いずに、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓを用いて、以下の式（１−３）に従って、位相θｉを演算してもよい。
θｉ＝ａｔａｎ｛（０．８６６×Ｉｖｓ−０．８６６×Ｉｗｓ）／（Ｉｕｓ−０．５×Ｉｖｓ−０．５×Ｉｗｓ）｝［ｄｅｇ］・・・（１−３）

また、電流ベクトル位相演算器１５は、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔおよびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔを座標変換することで得られる三相電流指令値を、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓの代わりに用いて、式（１−３）に従って、位相θｉを演算してもよい。

オンオフ信号発生器１６は、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、電流ベクトルの位相θｉとに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

次に、オンオフ信号発生器１６の動作について詳細に述べる。図２は、本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。

図２に示すように、オンオフ信号発生器１６は、電流ベクトルの位相θｉに応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｉが３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１およびＶ３の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｉが９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２およびＶ４の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１６は、図２に示すとおり、位相θｉに応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。

なお、図２に示す電流ベクトルの位相θｉの範囲を、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓの符号関係に応じて判別してもよいことは言うまでもない。例えば、符号関係について、Ｉｕｓ＞０、Ｉｖｓ＞０かつＩｗｓ＜０であるならば、位相θｉの範囲は、３０＜θｉ＜９０と判別できる。これは、後述する図７からも明らかである。

ここで、電圧ベクトルについて説明する。図３は、本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎのパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。図４は、図３の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す図である。

電圧ベクトルとは、図３に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎのパターンに応じて定まる電圧ベクトルである。図３の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を図示すると、図４のようになる。図４に示すように、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、位相差６０度ごとに大きさを持つ有効電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ０およびＶ７は、大きさを持たない零電圧ベクトルである。

引き続き、オンオフ信号発生器１６の動作について述べる。図５は、本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。

位相θｉが３０度以上９０度未満である場合、図５に示すように、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３となる。

これらの電圧ベクトルＶ１およびＶ３が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１およびＶ３が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ＊に一致するように調節される。ここで、電圧指令ベクトルＶ＊は、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを用いて、式（１−４）に従って計算される。
Ｖ＊＝０．８１６６×（Ｖｕ＋ａ×Ｖｖ＋ａ²×Ｖｗ）・・・（１−４）
ただし、ａ＝ｅｘｐ（ｊ×１２０）、ｊ²＝−１である。

このように、オンオフ信号発生器１６は、式（１−４）に従って、電圧指令ベクトルＶ＊を演算する。オンオフ信号発生器１６は、電圧ベクトルＶ１およびＶ３の大きさを調節することで、これらの電圧ベクトルの合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ＊に一致するようにする。

具体例として、電流ベクトルの位相θｉに応じて出力される電圧ベクトルごとのデューティ値を図６に示す。図６は、本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉに応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。

図６において、ＶαおよびＶβは、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを静止二軸上で表現した電圧である。ただし、α軸とＵ相軸を一致させ、β軸は、α軸に対して９０度進んだ位相とする。Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５およびＤ６は、それぞれ、電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５およびＶ６に対する出力デューティである。

例えば、制御周期をＴｓとして、電流ベクトルの位相θｉが、３０度以上９０度未満である場合、各電圧ベクトルの出力時間について、電圧ベクトルＶ１をＤ１×Ｔｓとし、電圧ベクトルＶ３をＤ３×Ｔｓとし、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０またはＶ７を、（１−Ｄ１−Ｄ３）×Ｔｓとすればよい。位相θｉが他の条件である場合も同様である。

以上のように、制御器８は、入力された制御指令値に基づいて、インバータ６から出力される三相交流電圧の指令値である電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗを演算する。制御器８は、演算した電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗに従って、インバータ６の各半導体スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎをオンとオフに切り替えるオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

また、制御器８は、オンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎのパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力する。

次に、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが選択されて出力されることで実現される効果について説明する。

まず、各電圧ベクトルと、インバータ６へのインバータ入力電流Ｉｉｎの関係について述べる。先の図３では、インバータ入力電流Ｉｉｎは、７列目に示す電圧ベクトルに対応して、８列目に示されている。図３に示すように、零電圧ベクトルＶ０およびＶ７がそれぞれ出力される場合には、インバータ入力電流Ｉｉｎが０となる。また、有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６がそれぞれ出力される場合には、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗのうちの１つの電流値に等しいか、あるいは、その電流の符号が反転した値となる。

図７は、本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗの波形を示す図である。なお、図７では、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗの振幅が１００Ａであり、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗの振幅が１Ｖである場合の波形を示している。上段の電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗに対して、下段の電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗは、３０度の位相遅れを有する。力率角が３０度であり、力率値で述べると、ｃｏｓ（３０）≒０．８６６６である。

図５に示すように、電流ベクトルの位相θｉ≒６０度である場合、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗについて、図７の下段の破線枠に示すように、Ｉｕ≒５０Ａ、Ｉｖ≒５０Ａ、Ｉｗ≒−１００Ａとなる。

ここで、電流ベクトルの位相θｉ≒６０度である場合、図２に示すように、電圧ベクトルＶ１およびＶ３が出力される。図８は、本発明の実施の形態１における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。なお、図８では、インバータ入力電流Ｉｉｎおよび直流電流Ｉｂの波形も図示されている。

図８に示すように、制御器８は、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０を含めて、例えば、Ｖ１、Ｖ０、Ｖ３、Ｖ０およびＶ１の順に切り替えて電圧ベクトルを出力する。この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎは、電圧ベクトルの変化に応じて、Ｉｕ、０、Ｉｖ、０およびＩｕの順に変化する。

ここで、インバータ入力電流Ｉｉｎは、図１に示すように、インバータ６に入力される電流であり、直流電流Ｉｂとコンデンサ電流Ｉｃとの合成電流となる。図１に示すように、インバータ６から見ると、直流電源３を通る経路とコンデンサ４を通る経路が並列となっている。

直流電源３側にはインダクタンス５が存在するため、直流電源３側のインピーダンスは、ωを角周波数、Ｌをインダクタンス値として、ωＬで表される。そのインピーダンス値は、ωに比例することから、低い周波数成分に対しては低インピーダンスとなり、高い周波数成分に対しては高インピーダンスとなる。

コンデンサ４側のインピーダンスは、ωを角周波数、Ｃをキャパシタンス値として、１／ωＣで表される。そのインピーダンス値はωに反比例することから、高い周波数成分に対しては低インピーダンスとなり、低い周波数成分に対しては高インピーダンスとなる。

以上のことから、インバータ入力電流Ｉｉｎのうち、低周波成分は直流電流Ｉｂに対応し、高周波成分はコンデンサ電流Ｉｃに対応する。したがって、図８に示すように、インバータ入力電流Ｉｉｎの平均値Ｉａｖｅは、直流電流Ｉｂに対応し、平均値Ｉａｖｅを除くインバータ入力電流Ｉｉｎの変動成分は、コンデンサ電流Ｉｃに対応する。そのため、図８に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、５０Ａとなる。

次に、比較例として、図７の破線枠の領域で、特許文献１に記載されている従来制御手法を適用した場合のコンデンサ電流Ｉｃの変化について説明する。図９は、図８の比較例を示す図である。なお、図９では、インバータ入力電流Ｉｉｎと、直流電流Ｉｂと、電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗの波形も図示されている。

従来制御手法では、先の図７に示すような力率が０．８６６である条件は、特許文献１に開示されている図３から分かるように、位相シフトを行う条件である。また、従来制御手法では、「２相変調方式」が用いられ、力率が閾値以上である場合、「２相変調方式」に従ってスイッチングを停止した相以外の１相のＰＷＭ搬送波を反転させる。これは、スイッチングを停止した１相以外の２相において、ＰＷＭ搬送波を互いに反転させることと等価である。

そこで、図９では、スイッチングを停止したＶ相以外の２相のＰＷＭ搬送波を反転させる場合を示している。図９に示すような制御手法では、制御周期Ｔｃにおいて、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ２、Ｖ７およびＶ４の順に電圧ベクトルが出力される。この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎは、電圧ベクトルの変化に応じて、−Ｉｕ、０、−Ｉｗ、０および−Ｉｕの順に変化する。したがって、図９に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、１５０Ａである。

このように、従来制御手法に対して、本実施の形態１における制御手法では、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、モータ１に通電される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。このように構成することで、力率に依存せずにコンデンサ電流を低減できるといった従来にない顕著な効果が得られる。

以上、本実施の形態１の電力変換装置によれば、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、インバータからの三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。

これにより、モータの回転数が高く、力率が低い場合であっても、コンデンサ電流を低減させることが可能となり、その結果、コンデンサの小型化に寄与することができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１と構成が異なる制御器８を備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

ここで、先の実施の形態１の構成との相違点として、本実施の形態２の電力変換装置では、オンオフ信号発生器１６の動作が異なる。

図１０は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉに応じて採用される電圧変調方式を示す表である。

図１０の２列目には、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉの範囲に対応して、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが示されている。図１０の３列目には、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉの範囲に対応して、採用される電圧変調方式が示されている。

ここで、「下ベタ２相変調」とは、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗのうちの最も小さい電圧指令値が搬送波の最小値に一致するように、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを等しくシフトする変調方法である。この変調方式を採用する区間を「下ベタ２相変調区間」と定義する。

一方、「上ベタ２相変調」とは、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗのうちの最も大きい電圧指令値が搬送波の最大値に一致するように、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗを等しくシフトする変調方法である。この変調方式を採用する区間を「上ベタ２相変調区間」と定義する。

図１０に示すように、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用されるのは、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルがＶ２、Ｖ４およびＶ６の場合である。ここで、共通点として、電圧ベクトルＶ２、Ｖ４およびＶ６は、先の図３から分かるように、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである。

したがって、実施の形態２では、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルが、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用される。

一方、図１０に示すように、電圧変調方式として、「上ベタ２相変調」が採用されるのは、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルがＶ１、Ｖ３およびＶ５である場合である。ここで、共通点として、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３およびＶ５は、先の図３から分かるように、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである。

したがって、実施の形態２では、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルが、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、「上ベタ２相変調」が採用される。

図１０の４列目に示す搬送波反転相とは、他の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に対応する搬送波を反転させる相のことを意味する。

電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用される場合、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相以外の残りの２相のうちの１相とする。すなわち、最小相以外の残りの２相において、搬送波反転相である一方の相に対応する搬送波は、他方の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に反転している。

一方、電圧変調方式として「上ベタ２相変調」が採用される場合、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最大となる最大相以外の残りの２相のうちの１相とする。すなわち、最大相以外の残りの２相において、搬送波反転相である一方の相に対応する搬送波は、他方の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に反転している。

以上のように、制御器８は、搬送波と電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗとを比較することでオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力するように構成されている。制御器８は、「下ベタ２相変調」を採用する場合、３相の中で、最小相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる。また、制御器８は、「上ベタ２相変調」を採用する場合、３相の中で、最大相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる。

次に、具体例を挙げながら、制御器８の動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉが先の図５のようになり、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗの波形が先の図７のようになる場合を考える。

図１１は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。なお、図１１では、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、インバータ入力電流Ｉｉｎと、直流電流Ｉｂの波形も図示されている。

この場合、電流ベクトルの位相θｉが約６０度であるので、図１０から分かるように、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用される。したがって、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相であるＷ相以外の残りのＵ相およびＶ相のうちのどちらかとなる。すなわち、図１０に示すように、Ｕ相に対応するＵ相搬送波は、Ｖ相に対応するＶ相搬送波に対して、Ｖ相搬送波の中心を基準に反転している。

また、図１１に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。したがって、本実施の形態２における制御手法は、先の実施の形態１における制御手法と同様の効果が得られる。

以上、本実施の形態２の電力変換装置によれば、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用される場合、最小相以外の残りの２相のうちの一方の相を搬送波反転相とし、「上ベタ２相変調」が採用される場合、最大相以外の残りの２相のうちの一方の相を搬送波反転相とするように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、先の実施の形態１および２と構成が異なる制御器８を備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１および２と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１および２と異なる点を中心に説明する。

ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態３では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、オンオフ信号発生器１６の動作が異なる。また、搬送波としてのこぎり波が採用される。

図１２は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉに応じて採用される電圧変調方式を示す表である。図１２の３列目に示す電圧変調方式は、先の図１０と同様に、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉの範囲に対応して採用される。

また、図１２の４列目に示す搬送波反転相は、「下ベタ２相変調区間」に対応する位相θｉの範囲の中央で、最小相以外の２相のうちの１相から残りの１相に切り替わる。同様に、搬送波反転相は、「上ベタ２相変調区間」に対応する位相θｉの範囲の中央で、最大相以外の２相のうちの１相から残りの１相に切り替わる。このように、電流ベクトルの位相θｉが３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる。

以上のように、制御器８は、「下ベタ２相変調」が採用される「下ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替える。また、制御器８は、「上ベタ２相変調」が採用される「上ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替える。

次に、具体例を挙げながら、制御器８の動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉが先の図５のようになり、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗの波形が先の図７のようになる場合を考える。

図１３は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉが６０度よりも若干小さい場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。図１４は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉが６０度よりも若干大きい場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。

なお、図１３および図１４では、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、インバータ入力電流Ｉｉｎと、直流電流Ｉｂの波形も図示されている。

電流ベクトルの位相θｉが３０度以上６０度未満の範囲にある場合、図１２から分かるように、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用され、さらに、搬送波としてのこぎり波が採用される。

また、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相であるＷ相以外のＵ相およびＶ相のうちのどちらかとなる。すなわち、図１３に示すように、右肩下がりののこぎり波であるＵ相搬送波は、右肩上がりののこぎり波であるＶ相搬送波に対して、Ｖ相搬送波の中心を基準に反転している。

また、図１３に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３が出力される。すなわち、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０を含めて、例えば、Ｖ３、Ｖ０およびＶ１の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。この場合、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。

一方、電流ベクトルの位相θｉが６０度以上９０度未満の範囲にある場合、図１２から分かるように、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用され、さらに、搬送波としてのこぎり波が採用される。

また、搬送波反転相は、最小相であるＷ相以外の２相のうちの１相であるＵ相から残りの１相であるＶ相に切り替わる。すなわち、右肩下がりののこぎり波であるＶ相搬送波は、右肩上がりののこぎり波であるＵ相搬送波に対して、Ｕ相搬送波の中心を基準に反転している。

また、図１４に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１が出力される。すなわち、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０を含めて、例えば、Ｖ１、Ｖ０およびＶ３の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。この場合、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。

以上から、本実施の形態３における制御手法は、先の実施の形態２における制御手法と同様の効果が得られる。

図１５は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉが３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替えられる場合のモータトルクの波形を示す図である。図１６は、図１５の比較例を示す図である。

なお、図１６では、比較例として、先の実施の形態２における制御手法のように電流ベクトルの位相θｉが６０度変化するたびに搬送波反転相を切り替える場合のモータトルクの波形を示している。また、図１５および図１６では、電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓの波形も図示されている。

図１５に示すように、電流ベクトルの位相θｉが３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる場合、モータトルクの脈動が０．０４ｐ．ｕ．となる。一方、図１６に示すように、電流ベクトルの位相θｉが６０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる場合、モータトルクの脈動が０．０６ｐ．ｕ．となる。したがって、本実施の形態３における制御手法は、モータトルクのリップルを抑制することができる効果が得られる

以上、本実施の形態３の電力変換装置によれば、先の実施の形態２の構成に対して、搬送波をのこぎり波とし、「下ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替え、「上ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替えるように構成されている。これにより、先の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、モータトルクのリップルをより抑制することができる。

実施の形態４．
本発明の実施の形態４では、先の実施の形態１〜３と構成が異なる制御器８を備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態４では、先の実施の形態１〜３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜３と異なる点を中心に説明する。

ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態４では、搬送波の設定方法が異なる。すなわち、本実施の形態４では、３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相に対応する搬送波は、中間相以外の残りの２相に対応する搬送波に対して、周波数が２倍となるように設定される。

以上のように、制御器８は、搬送波と電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗとを比較することでオンオフ信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを出力するように構成されている。また、制御器８は、３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相の搬送波の周波数は、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるように設定する。

次に、具体例を挙げながら、制御器８の動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉが先の図５のようになり、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗの波形が先の図７のようになる場合を考える。

図１７は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉが３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。なお、図１７では、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、インバータ入力電流Ｉｉｎと、直流電流Ｉｂの波形も図示されている。

この場合、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗの大小関係について、Ｖｖ＞Ｖｕ＞Ｖｗとなるので、中間相は、Ｕ相である。したがって、制御器８は、Ｕ相に対応するＵ相搬送波の周波数を、残りの２相に対応する搬送波の周波数の２倍に設定する。

また、Ｕ相搬送波の周波数が、残りの２相に対応する搬送波の周波数の２倍に設定される場合、図１７に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。したがって、本実施の形態４における制御手法は、先の実施の形態１における制御手法と同様の効果が得られる。

以上、本実施の形態４の電力変換装置によれば、中間相の搬送波の周波数が、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるよう設定されるように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

実施の形態５．
本発明の実施の形態５では、先の実施の形態１〜４と構成が異なる制御器８を備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態５では、先の実施の形態１〜４と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜４と異なる点を中心に説明する。

ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態５では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、本実施の形態５では、制御器８は、三相交流電圧が印加されるモータ１に通電される電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが予め設定される閾値以下である場合、搬送波の位相を等しく設定するように構成されている。

図１８は、図１１に対して、Ｕ相搬送波とＶ相搬送波の位相を等しく設定した場合のコンデンサ電流Ｉｃの波形を示す図である。なお、図１８では、先の図１１と同様に、電圧指令値Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗと、インバータ入力電流Ｉｉｎと、直流電流Ｉｂの波形も図示されている。

図１８に示すように、制御器８は、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０を含めて、例えば、Ｖ３、Ｖ２、Ｖ０、Ｖ２およびＶ３の順に切り替えて電圧ベクトルを出力する。先の図５から分かるように、電圧指令ベクトルＶ＊に対して、これらの電圧ベクトルＶ３およびＶ２は、位相が最も近い電圧ベクトル、および２番目に位相が近い電圧ベクトルである。そのため、出力される電圧ベクトルと電圧指令ベクトルＶ＊との位相差は、搬送波を反転させた先の図１１の場合の位相差に比べて小さい。

モータ１のトルクリップルの抑制の観点からは、図１８のように搬送波を同相とした構成は、先の図１１のように搬送波を反転させた構成に比べて有利である。しかしながら、図１８に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、１００Ａである。したがって、コンデンサ電流の低減の観点からは、図１８のように搬送波を同相とした構成は、先の図１１のように搬送波を反転させた構成に比べて不利である。

そこで、本実施の形態５では、制御器８は、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが閾値以下であり、結果としてコンデンサ電流Ｉｃの変動が許容範囲内となるときには、図１８に示すように、搬送波を同相とする。このような制御によって、モータ１のトルクリップルを抑制する。

一方、制御器８は、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが閾値よりも大きく、結果としてコンデンサ電流Ｉｃの変動が許容範囲を超えるときには、先の図１１に示すように、搬送波を反転させる。このような制御によって、コンデンサ電流の変動を抑制する。

次に、上記の閾値の設定の具体例について説明する。図１９は、本発明の実施の形態５におけるインバータ電圧利用率とコンデンサ電流の関係を示す説明図である。

図１９では、モータ１に定格電流を通電した場合、すなわち、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを定格電流値に設定した場合の、インバータ電圧利用率［％］に対するコンデンサ電流［ｐ．ｕ．］の変化を示している。なお、インバータ電圧利用率は、線間電圧振幅／Ｖｄｃ×１００によって表される。

図１９では、図１８のように搬送波を同相とした場合と、図１１のように搬送波を反転させた場合のそれぞれについて、インバータ電圧利用率［％］に対するコンデンサ電流［ｐ．ｕ．］の変化が示されている。

ここで、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを定格電流値に設定した場合において、搬送波を反転させたときのコンデンサ４に流れる電流の最大値を第１の最大値とし、搬送波を同相としたときのコンデンサ４に流れる電流の最大値を第２の最大値とする。

この場合、図１９に示すように、第１の最大値は、０．６６［ｐ．ｕ．］であり、第２の最大値は、０．９１［ｐ．ｕ．］である。したがって、搬送波を反転させる場合には、搬送波を同相とした場合に対して、コンデンサ電流を約３０％低減させることができる。

コンデンサ電流の最大値が電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに比例することを考慮すると、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが定格電流値の約７０％以下であれば、搬送波を同相とした場合であっても、コンデンサ電流の最大値は０．６６［ｐ．ｕ．］以下となる。

そこで、コンデンサ電流の最大値が常に０．６６［ｐ．ｕ．］以下となり、かつ可能な限りトルクリップルを抑制するために、制御器８は、以下のように動作する。

制御器８は、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが、定格電流値の約７０％以下である場合には、搬送波を同相とする。すなわち、この場合、制御器８は、先の実施の形態２または３における制御手法において、下ベタ２相変調区間では、最小相以外の残りの２相において、搬送波の位相を同相とする。また、この場合、制御器８は、先の実施の形態２または３における制御手法において、上ベタ２相変調区間では、最大相以外の残りの２相において、搬送波の位相を同相とする。

一方、制御器８は、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが、定格電流値の約７０％よりも大きい場合には、先の実施の形態２または３における制御手法に従って、搬送波を反転させる。なお、この定格電流値の約７０％の値が、上記の閾値に相当する。

このように、上記の閾値は、第１の最大値の第２の最大値に対する比と、定格電流値とに基づいて設定される。すなわち、搬送波を反転させた場合の第１の最大値の、搬送波を同相とした場合の第２の最大値に対する比を予め求めておく。

制御器８は、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが定格電流値に対してその比以下であれば、搬送波を同相に設定し、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが定格電流に対してその比よりも大きければ、搬送波を反転させる。したがって、本実施の形態５における制御手法では、電流指令値が低い領域におけるトルクリップル低減の効果と、電流指令値が高い領域におけるコンデンサ電流の低減の効果の両方を得ることができる。

以上、本実施の形態５の電力変換装置によれば、先の実施の形態２または３の構成に対して、電流指令値が予め設定される閾値以下である場合には、下ベタ２相変調区間では、最小相以外の残りの２相において、搬送波の位相を同相とし、上ベタ２相変調区間では、最大相以外の残りの２相において、搬送波の位相を同相とするように構成されている。

これにより、電流指令値が低い領域におけるトルクリップル低減の効果と、電流指令値が高い領域におけるコンデンサ電流の低減の効果の両方を得ることができる。

なお、制御器８は、先の実施の形態４の構成に対して、電流指令値が予め設定される閾値以下である場合には、中間相の搬送波の周波数は、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数と一致するように設定するよう構成されていてもよい。このように構成した場合であっても、上記と同様の効果が得られる。

実施の形態６．
本発明の実施の形態６では、先の実施の形態１〜５のいずれかの電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置について説明する。なお、本実施の形態６では、先の実施の形態１〜５と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜５と異なる点を中心に説明する。

図２０は、本発明の実施の形態６における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。

電動パワーステアリング装置が搭載される車両の運転者は、ハンドル１０１を左右に回転させて前輪１０２の操舵を行う。トルク検出器１０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを後述する制御指令生成器１０５に出力する。モータ１は、ギア１０４を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生させるものである。本実施の形態６におけるモータ１は、ロータがギア１０４と機械的に接続されている以外、先の実施の形態１におけるモータ１と同様の構成である。

制御指令生成器１０５は、トルク検出器１０３から入力された操舵トルクＴｓに基づいて、モータ１を所望の状態に制御するための制御指令値を演算し、演算した制御指令値を出力する。制御指令生成器１０５は、例えば、以下の式（６−１）に従って、制御指令として、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを演算する。
Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ＝ｋａ×Ｔｓ・・・（６−１）

ここで、ｋａは、定数であるが、操舵トルクＴｓまたは車両の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。ここでは、式（６−１）に従って、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが決定されるが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが決定されてもよい。

次に、本実施の形態６における電動パワーステアリング装置によって得られる効果について説明する。

電動パワーステアリング装置は、サイズの小型化が求められる。電動パワーステアリング装置を小型にすることで、車両への搭載性が増し、配置の自由度が増し、車両そのものの小型化にも寄与できる。

電動パワーステアリング装置に具備されるインバータを構成するコンデンサおよびコイルといった受動素子のサイズダウンがインバータの小型化に直結する。特に、バッテリから供給された電圧を安定化させるコンデンサのサイズの、インバータ全体に占めるサイズの割合は非常に大きい。したがって、コンデンサは、電動パワーステアリング装置の小型化への弊害となっている。

また、電動パワーステアリング装置に具備されるモータとして、モータのサイズダウンの要求から、永久磁石同期モータが用いられることが多い。永久磁石同期モータでは、モータの回転速度が高くなるにつれて力率の低下が発生する。したがって、コンデンサ電流を低減するには、幅広い力率範囲でコンデンサに流れる電流を低減する必要がある。

しかしながら、特許文献１に記載の制御手法では、力率が閾値以下となると、コンデンサ電流を低減するＰＷＭ制御の使用を停止せざるを得なかった。したがって、特許文献１に記載の制御手法を電動パワーステアリング装置に対して適用した場合であっても、コンデンサのサイズダウンを実現することが困難であった。

これに対して、先の実施の形態１〜５のいずれかの電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用することによって、幅広い力率範囲でコンデンサに流れる電流を低減することができる。その結果、コンデンサのサイズダウンを実現でき、電動パワーステアリング装置の小型化に寄与するという顕著な効果が得られる。

以上、本実施の形態６の電動パワーステアリング装置によれば、先の実施の形態１〜５のいずれかの電力変換装置を備えて構成されている。これにより、コンデンサのサイズダウンを実現でき、電動パワーステアリング装置の小型化に寄与するという顕著な効果が得られる。

１ モータ、２ 位置検出器、３ 直流電源、４ コンデンサ、５ インダクタンス、６ インバータ、７ 電流検出器、８ 制御器、９ 座標変換器、１０ 減算器、１１ 減算器、１２ 電流制御器、１３ 電流制御器、１４ 座標変換器、１５ 電流ベクトル位相演算器、１６ オンオフ信号発生器、１０１ ハンドル、１０２ 前輪、１０３ トルク検出器、１０４ ギア、１０５ 制御指令生成器。

Claims (9)

1. 複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、前記三相交流電圧を出力するインバータと、
   前記直流電源と前記インバータとの間に並列に設けられたコンデンサと、
   入力された制御指令値に基づいて、前記インバータから出力される前記三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、演算した前記電圧指令値に従って、前記インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御器と、
   を備え、
   前記制御器は、
   前記オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、前記三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
   電力変換装置。
2. 前記制御器は、
   搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
   前記電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが、前記複数の半導体スイッチング素子のうち、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、下ベタ２相変調を採用し、
   前記電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが、前記複数の半導体スイッチング素子のうち、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、前記電圧変調方式として、上ベタ２相変調を採用し、
   前記制御器は、
   前記下ベタ２相変調を採用する場合、前記電圧指令値のうちの最小の電圧指令値が前記搬送波の最小値と一致するように、前記電圧指令値を等しくシフトし、３相の中で電圧指令値が最小である最小相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、前記搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させ、
   前記上ベタ２相変調を採用する場合、前記電圧指令値のうちの最大の電圧指令値が前記搬送波の最大値と一致するように、前記電圧指令値を等しくシフトし、３相の中で電圧指令値が最大である最大相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、前記搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御器は、
   前記搬送波をのこぎり波とし、
   前記下ベタ２相変調が採用される下ベタ２相変調区間の中央で、前記搬送波反転相を前記一方の相から前記他方の相に切り替え、
   前記上ベタ２相変調が採用される上ベタ２相変調区間の中央で、前記搬送波反転相を前記一方の相から前記他方の相に切り替える
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御器は、
   搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
   ３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相の搬送波の周波数は、前記中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるように設定する
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御指令値は、前記三相交流電圧が印加されるモータに通電される電流指令値であり、
   前記制御器は、前記電流指令値が予め設定される閾値以下である場合には、
   前記下ベタ２相変調が採用される下ベタ２相変調区間では、前記最小相以外の残りの２相において、搬送波の位相を同相とし、
   前記上ベタ２相変調が採用される上ベタ２相変調区間では、前記最大相以外の残りの２相において、搬送波の位相を同相とする
   請求項２または３に記載の電力変換装置。
6. 前記制御指令値は、前記三相交流電圧が印加されるモータに通電される電流指令値であり、
   前記制御器は、
   前記電流指令値が予め設定される閾値以下である場合には、前記中間相の搬送波の周波数は、前記中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数と一致するように設定する
   請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記電流指令値を前記モータに通電される定格電流値に設定した場合において、搬送波を反転させたときの前記コンデンサに流れる電流の最大値を第１の最大値とし、搬送波を同相としたときの前記コンデンサに流れる電流の最大値を第２の最大値としたとき、
   前記閾値は、前記第１の最大値の前記第２の最大値に対する比と、前記定格電流値とに基づいて設定される
   請求項５に記載の電力変換装置。
8. 前記制御指令値は、前記三相交流電圧が印加されるモータの制御指令値であり、
   前記モータは、永久磁石同期モータであり、
   前記制御器は、
   前記永久磁石同期モータの回転位置に基づいて、前記電流ベクトルの位相を求める
   請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置を備えた
   電動パワーステアリング装置。

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