JP2012152033A - センサレスブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低回転時であってもロータの回転位置を確実に検出でき、従来よりも低回転駆動を可能にしたセンサレスブラシレスモータの駆動装置を提供する。
【解決手段】電機子巻線の三相の端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５ＷにＰＷＭ方式によりデューティ比を可変とした電源電圧Ｖｃｃを供給するインバータ回路２と、ＰＷＭ信号ＳＰを生成するＰＷＭ生成回路３と、ＰＷＭ信号ＳＰの特定位相で動作し端子に誘起される誘起電圧に基づいて回転位置を検出する位置検出回路３と、回転位置に基づき通電時間帯のタイミングを制御するインバータ制御回路４とを備えるセンサレスブラシレスモータ９の駆動装置１であって、インバータ制御回路４およびインバータ回路２における伝達遅延時間に応じてＰＷＭ信号ＳＰを遅延させた位置検出用ＰＷＭ信号ＰＳＤを生成するＰＷＭ遅延回路６をさらに備え、位置検出回路３は位置検出用ＰＷＭ信号ＰＳＤの特定位相で動作する。
【選択図】図１

Description

本発明は、パルス幅変調方式により電源電圧を供給するインバータ回路と、ステータの電機子巻線に誘起される誘起電圧を検知してロータの回転位置を検出する位置検出回路と、を備えるセンサレス方式のブラシレスモータの駆動装置に関する。

直流ブラシレスモータの一方式として、ロータの回転位置を検出するセンサを備えていないセンサレス方式のモータが実用化されている。このセンサレスブラシレスモータでは、ステータの電機子巻線の端子に非通電時間帯に誘起される誘起電圧を検知することでロータの磁極対との相対的な回転位置関係を検出する位置検出回路が設けられる。検出した回転位置に基づいて、電源制御装置は電機子巻線に電源電圧を供給する通電時間帯を設定する。電源回路は、インバータ回路により構成されるのが一般的であり、設定された通電時間帯にしたがい電機子巻線に電源電圧を供給して通電する。三相の電機子巻線を有するモータでは、ロータの回転位置に応じて電気角の１２０°ピッチで通電相を順次切り替える駆動方式が多用され、１２０°を越えて複数相への通電をオーバーラップさせることも行われている。また、出力トルクを調整するために、電源回路はパルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりデューティ比を可変に制御する場合が多い。

上述の位置検出回路が検知する誘起電圧は、非通電時間帯の電機子巻線にロータの磁極対からの磁束が鎖交することで発生する。したがって、誘起電圧は、電機子巻線とロータとの相対回転位置関係に依存して変化し、回転位置を検出する指標となり得る。ただし、誘起電圧が発生する相は、通電相の切り替えとともに順次切り替わってゆく。この誘起電圧を検知する回路方式として、三相合成方式および三相独立方式の２方式が従来から用いられている。どちらの方式においても、比較器を用いて誘起電圧を基準電圧と比較し、比較結果の変化タイミングを以ってロータの基準回転位置とするのが一般的になっている。基準電圧としては、電源電圧の半分の中間レベル値や、Ｙ結線された電機子巻線の中性点電圧が用いられる。

センサレスブラシレスモータにおけるこの種の位置検出装置の一例が特許文献１に開示されている。特許文献１のブラシレスモータの駆動装置は、固定子巻線（電機子巻線）の端子と制御手段との間にローパスフィルタ回路を有し、Ｙ結線された固定子巻線の中性点と制御手段との間に平滑回路を有し、制御手段内に比較器を有して構成されている。これにより、高周波成分であるＰＷＭ信号をローパスフィルタ回路で除去して端子の誘起電圧を良好に検出し、一方、中性点の電位は平滑回路の作用により常に検出信号の中心の基準電圧となり、制御手段は正常な位置検出信号を得ることができる、とされている。

特開平７−２２２４８７号公報

ところで、センサレスブラシレスモータでは、ロータの回転速度を遅く制御すると、固定子巻線に鎖交する磁束の変化が減少して誘起電圧の絶対値が減少する。さらに、ＰＷＭ制御のデューティ比を小さく制御するので、端子に発生する誘起電圧の時間幅もオンデューティ期間に一致して短くなる。この２つの要因の相乗作用により、特許文献１の駆動装置ではローパスフィルタ回路の出力が極端に小さくなり、高精度な位置検出が難しくなるという問題点が生じる。

これに対しローパスフィルタ回路を有さない一般的な従来構成では、ロータの回転速度が低下しても誘起電圧は極端には減少しないが、オンデューティ期間のみの時間幅が短い間欠的な波形となる。したがって、比較器の比較結果の出力も間欠的な波形となり、出力を読み取るタイミングが良好であれば位置検出はできる。位置検出回路で比較器の出力を読み取るタイミングは、通常はパルス幅変調信号の立ち下がり位相、すなわちオンデューティ期間の終了時とされている。その理由は、インバータ制御回路およびインバータ回路は伝達遅延時間を有するので、伝達遅延時間分だけ遅れた比較器におけるオンデューティ期間に発生する出力変化を読み取るのに好適だからである。

しかしながら、ローパスフィルタ回路を有さない構成であっても、低回転時にデューティ比が極端に減少してオンデューティ期間が伝達遅延時間よりも小さくなると、もはや位置検出はできなくなる。なぜなら、比較器におけるオンデューティ期間の全体が、パルス幅変調信号の立ち下がり位相よりも後まで遅延してしまい、実質的に位置検出回路で比較器の出力を読み取るタイミングがなくなるからである。

本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、低回転時であってもロータの回転位置を確実に検出でき、従来よりも低回転駆動を可能にしたセンサレスブラシレスモータの駆動装置を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する請求項１に係るセンサレスブラシレスモータの駆動装置の発明は、三相の電機子巻線を有するステータおよび磁極対を有するロータを備えるセンサレスブラシレスモータの前記電機子巻線の三相の端子に、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりデューティ比を可変とした電源電圧を供給するインバータ回路と、指示されたデューティ比、または指示されたモータ回転数に相当するデューティ比のパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ生成回路と、前記パルス幅変調信号の特定位相で動作し、前記電源回路から前記電源電圧が供給されない非通電時間帯に前記端子に誘起される誘起電圧を検知し、前記誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位置を検出する位置検出回路と、前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づいて各相の前記端子に前記電源電圧を供給する通電時間帯を設定し、前記通電時間帯および前記パルス幅変調信号に基づく通電制御信号を前記インバータ回路に送出するインバータ制御回路と、を備えるセンサレスブラシレスモータの駆動装置であって、前記インバータ制御回路および前記インバータ回路における伝達遅延時間に応じて、前記パルス幅変調信号を遅延させた位置検出用パルス幅変調信号を生成するＰＷＭ遅延回路をさらに備え、前記位置検出回路は、前記位置検出用パルス幅変調信号の特定位相で動作することを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１において、前記ＰＷＭ遅延回路における前記位置検出用パルス幅変調信号の遅延量を、前記パルス幅変調信号に対する前記誘起電圧の伝達遅延時間に略一致させたことを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２において、前記位置検出回路は、前記誘起電圧が入力される入力側にフィルタ部を有し、前記ＰＷＭ遅延回路は、前記フィルタ部における伝達遅延時間をも考慮した位置検出用パルス幅変調信号を生成することを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか一項において、前記ＰＷＭ遅延回路における前記位置検出用パルス幅変調信号の遅延量を、設定により可変に調整できるようにしたことを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４のいずれか一項において、前記ＰＷＭ生成回路の前記パルス幅変調信号の立ち下がり位相は前記電源電圧の立ち下がりタイミングを制御し、前記位置検出回路は、前記位置検出用パルス幅変調信号の立ち下がり位相で動作することを特徴とする。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５のいずれか一項において、前記インバータ制御回路は、前記通電時間帯および前記パルス幅変調信号に加え、前記インバータ回路および前記位置検出回路における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮した通電制御信号を前記インバータ回路に送出することを特徴とする。

本明細書では、ＰＷＭ周波数の１周期内で電源電圧を供給する時間幅をオンデューティ期間と称し、電気角の概ね１２０°程度にわたる多数のオンデューティ期間で特定の相に継続的に電源電圧を供給する時間幅を通電時間帯と称する。通常、オンデューティ期間は通電時間帯よりも桁違いに短い。

請求項１に係るセンサレスブラシレスモータの駆動装置の発明では、インバータ回路とＰＷＭ生成回路と位置検出回路とインバータ制御回路とを備え、伝達遅延時間に応じてパルス幅変調信号を遅延させた位置検出用パルス幅変調信号を生成するＰＷＭ遅延回路をさらに備え、位置検出回路は位置検出用パルス幅変調信号の特定位相で動作する。つまり、位置検出回路の動作タイミングは、パルス幅変調信号に対する位置検出用パルス幅変調信号の遅延量だけ遅くなる。一方、非通電時間帯に端子に誘起される誘起電圧は、インバータ制御回路およびインバータ回路における伝達遅延時間だけ遅れたオンデューティ期間に発生する。ここで、前記遅延量と伝達遅延時間とが対応しているので、位置検出回路は誘起電圧が発生しているオンデューティ期間内にタイムリーに動作する。したがって、低回転時にデューティ比を減少させてオンデューティ期間が短くなっても、位置検出回路はロータの回転位置を確実に検出でき、従来よりも低回転駆動が可能になる。

請求項２に係る発明では、ＰＷＭ遅延回路における位置検出用パルス幅変調信号の遅延量が、パルス幅変調信号に対する誘起電圧の伝達遅延時間に略一致している。したがって、位置検出回路は、誘起電圧が発生しているオンデューティ期間の終了直前に動作し、デューティ比がゼロに近づくまでロータの回転位置を確実に検出でき、従来よりも低回転駆動が可能になる。

請求項３に係る発明では、位置検出回路は入力側にフィルタ部を有し、ＰＷＭ遅延回路はフィルタ部における伝達遅延時間をも考慮した位置検出用パルス幅変調信号を生成する。誘起電圧に含まれるリップルやノイズを抑制するなどの目的でフィルタ部を設けたときには、フィルタ部における伝達遅延時間をも考慮して位置検出回路の動作タイミングを適正化でき、デューティ比を減少させてもロータの回転位置を確実に検出できる。

請求項４に係る発明では、ＰＷＭ遅延回路における位置検出用パルス幅変調信号の遅延量を、設定により可変に調整できるようにしている。インバータ回路の定格および仕様などの特性やモータ本体の条件などにより伝達遅延時間は変化し、また、位置検出回路の入力側のフィルタ部の伝達遅延時間も変化し得る。したがって、遅延量を可変に調整できるようにしておくと１種類のＰＷＭ遅延回路で変化に対応できて好ましい。

請求項５に係る発明では、ＰＷＭ生成回路のパルス幅変調信号の立ち下がり位相は電源電圧の立ち下がりタイミングを制御し、位置検出回路は、位置検出用パルス幅変調信号の立ち下がり位相で動作する。つまり、パルス幅変調信号の立ち下がり位相はオンデューティ期間の終了を意味し、位置検出回路は、パルス幅変調信号よりも遅れて発生する誘起電圧のオンデューティ期間に動作して、ロータの回転位置を確実に検出できる。

請求項６に係る発明では、インバータ制御回路は、通電時間帯およびパルス幅変調信号に加え、インバータ回路および位置検出回路における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮した通電制御信号をインバータ回路に送出する。本発明は、進み角の制御を行うインバータ制御回路と組み合わせて実施することができ、請求項１〜５と同じ効果が生じる。また、進み角を加減調整することにより、通電時間帯のタイミングを適正化して、良好なモータ効率を得ることができる。

第１実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の全体装置構成を説明する図である。 第1実施形態の駆動装置で、インバータ制御回路によりセンサレスブラシレスモータの通電および非通電時間帯を制御する方法を説明する一覧表の図である。 図２に示される制御により各相端子に発生する電圧波形を例示した図である。 図３中の電気角３０°に相当する点Ｐ１の前後の各部電圧波形に基づいて、ロータの基準回転位置を検出する作用を説明する図である。 従来の駆動装置で各部電圧波形に基づいて、ロータの基準回転位置を検出する作用を説明する図である。 第１実施形態で、デューティ比が減少したときにロータの基準回転位置を検出する作用を説明する図である。 従来の駆動装置で、デューティ比が減少したときにロータの基準回転位置を検出できなくなる作用を説明する図である。 第２実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の全体装置構成を説明する図である。 第３実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の全体装置構成を説明する図である。

本発明の第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の構成および駆動動作について、図１〜図４および図６を参考にして説明する。図１は、第１実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１の全体装置構成を説明する図である。駆動装置１は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式（以降はパルス幅変調をＰＷＭと略記）により電源電圧のデューティ比を可変とするインバータ回路２を用いてセンサレスブラシレスモータ９を駆動する装置である。

センサレスブラシレスモータ９は、Δ結線された三相の電機子巻線９２、９３、９４を有するステータ９１、および図略の磁極対を有するロータを備え、ロータの回転位置を検出するセンサを備えていない。ステータ９１には、Ｕ相端子９５Ｕ、Ｖ相端子９５Ｖ、およびＷ相端子９５Ｗが設けられている。Ｕ相端子９５ＵとＶ相端子９５Ｖの間にはＵＶ間電機子巻線９２が接続され、同様に、Ｖ相端子９５ＶとＷ相端子９５Ｗの間にはＶＷ間電機子巻線９３、Ｗ相端子９５ＷとＵ相端子９５Ｕの間にはＷＵ間電機子巻線９４が接続されている。本第１実施形態では、ステータ９１の電機子巻線９２、９３、９４の極数、およびロータの磁極対の数量に特別な制約はない。

駆動装置１は、インバータ回路２、位置検出回路３、インバータ制御回路４、ＰＷＭ生成回路５、およびＰＷＭ遅延回路６により構成されている。インバータ回路２の入力端子２１および接地端子Ｅには図略の直流電源装置が接続されており、電源電圧Ｖｃｃが供給されるようになっている。

インバータ回路２は、図示されるように三相ブリッジ回路で構成されている。詳述すると、入力端子２１と接地端子Ｅとの間に、Ｕ相電源側スイッチング素子２２ＵとＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕとが直列接続され、両素子２２Ｕ、２３Ｕ間にＵ相出力端子２４Ｕが設けられている。同様に、Ｖ相電源側スイッチング素子２２ＶとＶ相接地側スイッチング素子２３Ｖとの間にＶ相出力端子２４Ｖが設けられ、Ｗ相電源側スイッチング素子２２ＷとＷ相接地側スイッチング素子２３Ｗとの間にＷ相出力端子２４Ｗが設けられている。各スイッチング素子２２Ｕ〜２２Ｗ、２３Ｕ〜２３Ｗには、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いることができ、通電制御信号ＳＣにより導通状態および遮断状態に切り替え制御できるように構成する。各相出力端子２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗはそれぞれ、電源線２５Ｕ、２５Ｖ、２５Ｗによりステータ９１の各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗに接続されている。

インバータ回路２の各スイッチング素子２２Ｕ〜２２Ｗ、２３Ｕ〜２３Ｗの開閉制御により、ステータ９１の各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗは３つの状態をとる。この３つの状態は各相で同様であるので、Ｕ相端子９５を例に説明する。Ｕ相端子９５Ｕは、Ｕ相電源側スイッチング素子２２Ｕが導通状態でＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕが遮断状態のとき電源電圧Ｖｃｃに拘束され、Ｕ相電源側スイッチング素子２２Ｕが遮断状態でＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕが導通状態のときゼロ電圧に拘束され、Ｕ相電源側スイッチング素子２２Ｕおよび接地側スイッチング素子２３Ｕがともに遮断状態のときハイインピダンス状態になる。

ハイインピダンス状態のＵ相端子９５Ｕには、誘起電圧ＶＵｉが誘起される。このＵ相誘起電圧ＶＵｉは、Ｕ相端子９５Ｕに接続されたＵＶ間電機子巻線９２およびＷＵ間電機子巻線９４にロータの磁極対からの磁束が鎖交することで発生する。したがって、Ｕ相誘起電圧ＶＵｉは、ＵＶ間およびＷＵ間電機子巻線９２、９４とロータとの相対回転位置関係に依存して変化し、回転位置を検出する指標となり得る。なお、Ｕ相電源側スイッチング素子２２ＵおよびＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕがともに導通状態になる制御は禁止されて、電源電圧短絡故障が防止されている。

位置検出回路３は、三相の合成抵抗３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ、比較器３４、および位置検出部３７で構成されている。三相の合成抵抗３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗは、抵抗値Ｒが互いに等しく、それぞれ各相の電源線２５Ｕ、２５Ｖ、２５Ｗと共通の合成点３２との間に接続されている。つまり、三相の合成抵抗３１Ｕ、３１Ｖ、３１ＷはＹ結線され、合成点３２はＹ結線中性点になっている。後述するように、合成点３２には、ステータ９１の各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉを合成した合成電圧Ｖｍｉｘが発生する。合成点３２は、比較器３４の正側入力端子＋に接続されて、合成電圧Ｖｍｉｘが入力される。

一方、比較器３４の負側入力端子−には、直流電源装置の電源電圧Ｖｃｃを等しい抵抗値ｒで半分に分圧した中間レベル値ＶＭ（＝Ｖｃｃ／２）が基準電圧として入力されている。比較器３４は、正側入力端子＋に入力された合成電圧Ｖｍｉｘを負側入力端子−の中間レベル値ＶＭと大小比較して位置信号ＳＸを出力する。つまり、比較器３４の出力端子３５で、合成電圧Ｖｍｉｘが中間レベル値ＶＭよりも小さいと位置信号ＳＸはローレベルＬとなり、合成電圧Ｖｍｉｘが中間レベル値ＶＭ以上になると位置信号ＳＸはハイレベルＨになる。比較器３４の出力端子３５は、位置検出部３７に接続されて、位置信号ＳＸが入力される。

位置検出部３７は、後に波形例を参考にして詳述するように、位置検出用パルス幅変調信号（位置検出用ＰＷＭ信号）ＳＰＤの立ち下がり位相で動作する。位置検出部３７は、比較器３４の位置信号ＳＸを入力とし、ローレベルＬとハイレベルＨの変化タイミングを以ってロータの基準回転位置を検出する。また、複数個の基準回転位置を検出した時間差から、ロータの回転速度を検出する。

ＰＷＭ生成回路５は、矩形波のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）ＳＰを生成する回路である。ＰＷＭ信号ＳＰのＰＷＭ周波数は、固定値であっても可変に制御されてもよい。ＰＷＭ信号ＳＰのデューティ比は、外部装置からの指示にしたがうか、あるいは、モータ回転数の指示を受けて内部で求める。後者の場合には、モータ回転数とデューティ比の関係を予め把握しておく。例えば、モータ９の負荷のイナーシャが一定の場合、モータ回転数を増加するためにデューティ比を増やすという正の相関関係を予め求めておく。ＰＷＭ信号ＳＰは、インバータ制御回路４およびＰＷＭ遅延回路６に送出される。

インバータ制御回路４は、位置検出回路３の位置検出部３７で検出したロータの基準回転位置および回転速度の信号を取得し、ＰＷＭ生成回路５からＰＷＭ信号ＳＰを取得する。インバータ制御回路４は、取得した信号にしたがい、インバータ回路２の各スイッチング素子２２Ｕ〜２２Ｗ、２３Ｕ〜２３Ｗを開閉制御する通電制御信号ＳＣを設定して送出する。

ＰＷＭ遅延回路６は、位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤを生成する回路である。ＰＷＭ遅延回路６は、ＰＷＭ生成回路５からＰＷＭ信号ＳＰを取得し、これを所定の遅延量ΔＴ１だけ遅延して位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤとする。遅延量ΔＴ１は、設定により可変に調整できるようになっている。具体的には、ＰＷＭ信号ＳＰに対する誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉの伝達遅延時間に略一致するように遅延量ΔＴ１を設定する。位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤは、位置検出回路３の位置検出部３７に送出される。

次に、上述のように構成された第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１によるモータ９の駆動動作について説明する。図２は、第1実施形態の駆動装置１で、インバータ制御回路４によりセンサレスブラシレスモータ９の通電および非通電時間帯を制御する方法を説明する一覧表の図である。図示されるように、インバータ制御回路４は６つの期間１）〜６）に分けて、各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの状態制御を行う。一覧表中の各欄は、該当する期間における各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの状態を示している。表中の「Ｈｉ−Ｚ」はハイインピダンス状態を示し、「Ｌ」はゼロ電圧拘束状態を示し、「ＰＷＭ」はＰＷＭ制御状態を示している。

例えば期間１）において、Ｕ相端子の欄は「Ｈｉ−Ｚ」であり、インバータ回路２のＵ相電源側スイッチング素子２２ＵおよびＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕの両方が遮断状態とされて、Ｕ相端子９５Ｕがハイインピダンス状態であることを示している。また、Ｖ相端子の欄は「Ｌ」であり、インバータ回路２のＶ相電源側スイッチング素子２２Ｖが遮断状態とされＶ相接地側スイッチング素子２３Ｖが導通状態とされて、Ｖ相端子９５Ｖがゼロ電圧に拘束されていることを示している。また、Ｗ相端子の欄は「ＰＷＭ」であり、インバータ回路２のＷ相接地側スイッチング素子２３Ｗが遮断状態とされＷ相電源側スイッチング素子２２Ｗが指令されたＰＷＭ周波数およびデューティ比で導通状態および遮断状態に切り替え制御されることを示している。これにより、Ｗ相端子９５Wには、電源電圧Ｖｃｃとゼロ電圧に振動する矩形波が発生する。したがって、Ｗ相端子９５WとＶ相端子９５Ｖの間に接続されたＶＷ間電機子巻線９３がＰＷＭ制御により通電される。また、期間１）はＵ相端子９５Ｕの非通電時間帯となり、Ｕ相誘起電圧ＶＵｉの検知が可能になっている。

同様に期間２）において、Ｕ相端子の欄は「ＰＷＭ」であり、Ｕ相端子９５Ｕには指令されたＰＷＭ周波数およびデューティ比で電源電圧Ｖｃｃとゼロ電圧に振動する矩形波が発生する。また、Ｖ相端子の欄は「Ｌ」であり、Ｖ相端子９５Ｖのゼロ電圧への拘束が継続することを示している。また、Ｗ相端子の欄は「Ｈｉ−Ｚ」であり、Ｗ相端子９５Ｗがハイインピダンス状態であることを示している。これにより、Ｕ相端子９５ＵとＶ相端子９５Ｖの間に接続されたＵＶ間電機子巻線９２がＰＷＭ制御により通電される。また、期間２）はＷ相端子９５Ｗの非通電時間帯となり、Ｗ相誘起電圧ＶＷｉの検知が可能になっている。以下同様に、期間３）〜６）でそれぞれ、順番に各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの状態、通電される電機子巻線、および誘起電圧の検知が可能な相端子が変更制御される。

期間１）〜６）はそれぞれ電気角の６０°に相当するので、電源制御部４は期間１）〜６）が互いに等期間となるように制御する。また、期間６）に続いて期間１）に戻り、繰り返して同様に制御する。

図２に示されるようにセンサレスブラシレスモータ９の通電および非通電時間帯を制御すると、図３に例示される端子電圧波形が発生する。図３は、図２に示される制御により各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗに発生する電圧波形を例示した図である。図３の横軸は共通の時間軸でかつ期間１）〜６）は図２に対応しており、波形は上から順番にＵ相端子電圧ＶＵ、Ｖ相端子電圧ＶＶ、Ｗ相端子電圧ＶＷを示している。図中のＵ相端子電圧ＶＵで、期間２）および期間３）に発生している矩形波の繰り返しはＰＷＭ制御による通電時間帯を示し、期間５）および期間６）はゼロ電圧拘束による通電時間帯を示している。また、Ｕ相端子電圧ＶＵで、期間１）に発生している増加の傾斜とＰＷＭ制御が重なった波形、および期間４）に発生している減少の傾斜とＰＷＭ制御が重なった波形は、非通電時間帯の誘起電圧ＶＵｉを示している。図中のＶ相端子電圧ＶVおよびＷ相端子電圧ＶＷについても、期間１）〜６）が異なることを除いて同様の見方をすることができる。

また、各相端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷには、各スイッチング素子２２Ｕ〜２２Ｗ、２３Ｕ〜２３Ｗの開閉による逆起電力波形Ｚが発生して、各期間１）〜６）の境目に重畳している。図中で逆起電力波形Ｚは或る程度の時間幅を有しているが、実際には瞬間的な波形である。したがって、逆起電力波形Ｚにより、通電時間帯および非通電時間帯の始点および終点を検知できる。

一方、位置検出回路３の合成点３２には、各相の誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉを合成した合成電圧Ｖｍｉｘが発生する。合成電圧Ｖｍｉｘは、各相の誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉが増加および減少する波形に、逆起電力波形Ｚが重畳した波形となる。図３の波形例では、合成電圧Ｖｍｉｘは、期間１）のＵ相誘起電圧ＶＵｉの増加、期間２）のＷ相誘起電圧ＶＷｉの減少、期間３）のＶ相誘起電圧ＶＶｉの増加、期間４）のＵ相誘起電圧ＶＵｉの減少、期間５）のＷ相誘起電圧ＶＷｉの増加、および期間６）のＶ相誘起電圧ＶＶｉの減少が連なり、各期間１）〜６）の境目に逆起電力波形Ｚが重畳した波形となる。

この合成電圧Ｖｍｉｘが位置検出回路３の比較器３４の正側入力端子＋に入力される。比較器３４の出力端子３５では、合成電圧Ｖｍｉｘの波形が中間レベル値ＶＭと交差するタイミングで、位置信号ＳＸのローレベルＬとハイレベルＨが切り替わる。位置検出部３７は、このローレベルＬとハイレベルＨが切り替わるタイミング、すなわち図３で誘起電圧ＶＵｉ〜ＶＷｉの波形が中間レベル値ＶＭと交差する点Ｐ１〜Ｐ６を以ってロータの基準回転位置を検出する。ここで、誘起電圧ＶＵｉ〜ＶＷｉが電源電圧Ｖｃｃの中間レベル値ＶＭになることは、電機子巻線９２〜９４の正面にロータの磁極対の中間点が位置していることを意味している。したがって、例えば点Ｐ１〜Ｐ６をそれぞれ、電気角の３０°、９０°、１５０°２１０°、２７０°、および３３０°とすることができる。また、点Ｐ１〜Ｐ６の発生時間間隔からロータの回転速度を検出することができる。なお、位置検出部３７内では、逆起電力波形Ｚはマスキングされて影響を受けないようになっている。

図４は、図３中の電気角３０°に相当する点Ｐ１の前後の各部電圧波形に基づいて、ロータの基準回転位置を検出する作用を説明する図である。図４中の横軸は共通の時間軸で図３よりも時間幅方向に拡大されており、波形は上から順番にＰＷＭ信号ＳＰ、位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤ、Ｗ相端子電圧ＶＷ、合成電圧Ｖｍｉｘと中間レベル値ＶＭ、および位置信号ＳＸである。

図示されるＰＷＭ信号ＳＰで、周期Ｔ１、オンデューティ期間Ｔ２であり、デューティ比＝（Ｔ２／Ｔ１）である。ＰＷＭ信号ＳＰは正論理でその立ち上がり位相および立ち下がり位相はそれぞれ電源電圧Ｖｃｃの立ち上がりタイミングおよび立ち下がりタイミングを制御するようになっている。位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤの矩形波形は、ＰＷＭ信号ＳＰよりも遅延量ΔＴ１だけ遅れた同形の波形になっている。また、ＰＷＭ制御状態のＷ相端子９５Ｗには、ＰＷＭ信号ＳＰよりもわずかに遅れたオンデューティ期間で電源電圧Ｖｃｃとゼロ電圧に振動する矩形波形が発生している。

合成電圧Ｖｍｉｘの波形は、ハイインピダンス状態のＵ相端子９５Ｕの誘起電圧ＶＵｉと相似形になり、Ｗ相端子電圧ＶＷよりもわずかに遅れたオンデューティ期間で発生している。ここで、前述したようにＰＷＭ信号ＳＰに対する合成電圧Ｖｍｉｘ（Ｕ相誘起電圧ＶＵｉ）の伝達遅延時間ΔＴ２に略一致するように、位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤの遅延量ΔＴ１が設定されている（ΔＴ１≒ΔＴ２）。合成電圧Ｖｍｉｘの波形は、伝達遅延時間ΔＴ２だけ遅れたオンデューティ期間Ｔ３内に発生し、時間の経過とともに増加している。一方、中間レベル値ＶＭの波形は時間的な変化のない直流波形である。そして、時刻ｔ１で合成電圧Ｖｍｉｘの波形が中間レベル値ＶＭに交差すると、比較器３４内の遅延を経た時刻ｔ２で、出力端子３５の位置信号ＳＸがローレベルＬからハイレベルＨに立ち上がる。この後、位置信号ＳＸは、オンデューティ期間内でハイレベルＨを維持する。

この位置信号ＳＸに対して、位置検出回路３の位置検出部３７は、位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤの立ち下がり位相で動作する。すなわち、図４の時刻ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３で位置信号ＳＸを読み取る。そして、位置検出部３７は、時刻ｔ１１で位置信号ＳＸがローレベルＬであり、時刻ｔ１２で位置信号ＳＸがハイレベルＨに変化していることを認識して、ロータの基準回転位置（３０°）を検出する。

次に、第1実施形態の駆動装置１の効果について、ＰＷＭ遅延回路６を備えない従来の駆動装置と比較して説明する。従来の駆動装置では、ＰＷＭ生成回路のＰＷＭ信号ＳＰが位置検出部に送出され、位置検出部はＰＷＭ信号ＳＰの立ち下がり位相で動作する。図５は、従来の駆動装置で各部電圧波形に基づいて、ロータの基準回転位置を検出する作用を説明する図である。図５も、図４と同じ条件での各部電圧波形である。従来の位置検出部は、ＰＷＭ信号ＳＰの立ち下がり位相で動作するので、第１実施形態の位置検出部３７と比較して遅延量ΔＴ１分だけ早い時刻ｔ２１、ｔ２２、ｔ２３で動作する。図５に示されるように或る程度デューティ比が大きいと、従来の位置検出部は、時刻ｔ２２で位置信号ＳＸがローレベルＬからハイレベルＨに変化していることを認識して、ロータの基準回転位置を検出し、第１実施形態と変わらない作用が生じる。

ところが、ロータを低回転としてデューティ比を減少させると、作用に大きな差異が生じる。図６は、第１実施形態で、デューティ比が減少したときにロータの基準回転位置を検出する作用を説明する図である。また、図７は、従来の駆動装置で、デューティ比が減少したときにロータの基準回転位置を検出できなくなる作用を説明する図である。図６で、オンデューティ期間Ｔ５の減少に伴い、位置信号ＳＸのオンデューティ期間も短くなる。これに伴い、位置信号ＳＸがローレベルＬからハイレベルＨへ立ち上がる時刻ｔ３も遅れる。それでも、位置検出部３７の動作時刻ｔ１２から見て、位置信号ＳＸのオンデューティ期間の終了時の立ち下がり時刻ｔ４の遅延量ΔＴ５はごくわずかであり、位置検出部３７の動作時刻ｔ１２よりも早い時刻ｔ３に位置信号ＳＸが立ち上がっている。したがって、位置検出部３７は時刻ｔ１２で位置信号ＳＸの変化を認識でき、図５と同じ作用が生じる。

一方、図７の従来の駆動装置では、位置信号ＳＸの立ち上がる時刻ｔ３が、位置検出部の動作時刻ｔ２２よりも遅れてしまう。したがって、位置信号ＳＸのオンデューティ期間Ｔ６の全体が、位置検出部の動作時刻ｔ２２の後まで遅延してしまい、実質的に位置検出部で位置信号ＳＸを読み取るタイミングがなくなる。つまり、ロータの基準回転位置を検出できない。結局、従来の駆動装置では、ＰＷＭ信号ＳＰから位置信号ＳＸまでの伝達遅延時間ΔＴ７よりもオンデューティ期間Ｔ６が短くなると基準回転位置を検出できなくなる。

また、図６に示されるように、第１実施形態では、オンデューティ期間Ｔ５が減少して遅延量ΔＴ５と一致するまで基準回転位置を検出できる。遅延量ΔＴ５は、比較器３４内部における遅延時間を意味し、極めて短い時間である。したがって、第１実施形態によれば、デューティ比がゼロに近づくまでロータの回転位置を確実に検出でき、従来よりも低回転駆動が可能になる。

次に、位置検出回路３０の入力側にフィルタ部を有する第２実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置について説明する。図８は、第２実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１０の全体装置構成を説明する図である。図示されるように、第２実施形態では、位置検出回路３の合成点３２と比較器３４との間にフィルタ部７が設けられており、その他の部位の構成は図１の第１実施形態と同じである。

フィルタ部７は、合成点３２の合成電圧Ｖｍｉｘを入力とし、フィルタ出力電圧Ｖｆｉｌを比較器３４の正側入力端子＋に出力している。フィルタ部７はローパスフィルタであり、合成電圧Ｖｍｉｘに含まれるリップルやノイズを除去する作用を有している。合成電圧Ｖｍｉｘに対し、フィルタ出力電圧Ｖｆｉｌは伝達遅延時間を有している。比較器３４の負側入力端子−には、第１実施形態と同様に中間レベル値ＶＭ（＝Ｖｃｃ／２）が基準電圧として入力され、フィルタ出力電圧Ｖｆｉｌと中間レベル値ＶＭとの大小関係が比較される。

一方、ＰＷＭ遅延回路６０における遅延量は、フィルタ部７における伝達遅延時間をも考慮して設定されている。つまり、遅延量は、ＰＷＭ信号ＳＰに対する誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉ（＝合成電圧Ｖｍｉｘ）の伝達遅延時間と、フィルタ部７における伝達遅延時間とを加算した量とされている。

第２実施形態では、比較器３４の正側入力端子＋のフィルタ出力電圧Ｖｆｉｌおよび出力端子３５の位置信号ＳＸが第１実施形態よりもさらに遅延するが、その分だけＰＷＭ遅延回路６０における位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤの遅延量も大きい。したがって、第２実施形態での作用および効果は、図４および図６を用いて説明した第１実施形態の作用および効果と同様になる。

次に、電機子巻線９２Ａ〜９４Ａの結線方式および位置検出回路３００の比較器３４の基準電圧が異なる第３実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置について説明する。図９は、第３実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１１の全体装置構成を説明する図である。図示されるように、第３実施形態では、三相の電機子巻線９２Ａ〜９４ＡはＹ結線とされている。すなわち、Ｕ相端子９５Ｕと中性点９５Ｎの間にＵ相電機子巻線９２Ａが接続され、同様に、Ｖ相端子９５Ｖと中性点９５Ｎの間にＶ相電機子巻線９３Ａ、Ｗ相端子９５Ｗと中性点９５Ｎの間にＷ相電機子巻線９４Ａが接続されている。そして、中性点９５Ｎがモータ９０の外部に引き出されて、比較器３４の負側入力端子−に接続されている。つまり、電機子巻線のＹ結線の中性点電圧ＶＮが、比較器３４の基準電圧となっている。第３実施形態のその他の部分の構成は、第１実施形態と同じである。

第３実施形態で、例えば、Ｕ相端子９５Ｕがハイインピダンス状態、Ｖ相端子９５Ｖがゼロ電圧拘束状態、Ｗ相端子９５ＷがＰＷＭ制御状態であると、電源電圧ＶｃｃがＷ相端子９５ＷとＶ相端子９５Ｖの間に供給される。つまり、Ｗ相電機子巻線９４ＡおよびＶ相電機子巻線９３Ａが通電され、中性点９５Ｎに発生する中性点電圧ＶＮは電源電圧Ｖｃｃの半分、すなわち中間レベル値ＶＭに一致する。したがって、第３実施形態の駆動装置１１の駆動動作は第１実施形態と概ね同じになり、効果も同様であるので、詳細な説明は省略する。

さらに、図９に示される第３実施形態の全体装置構成に第２実施形態と同様のフィルタ部を追加し、フィルタ部の伝達遅延時間を考慮して位置検出用ＰＷＭ信号ＳＰＤの遅延量を設定することもできる。

なお、本発明は、進み角の制御を行うインバータ制御回路と組み合わせて実施することができる。すなわち、インバータ制御回路４は、通電時間帯およびパルス幅変調信号に加え、インバータ回路２および位置検出回路３における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮した通電制御信号ＳＣをインバータ回路２に送出するように構成できる。進み角を加減調整することにより、通電時間帯のタイミングを適正化して、良好なモータ効率を得ることができる。また、本発明は、通電時間帯が電気角の１２０°を越えて複数相への通電をオーバーラップさせる制御方式のインバータ回路を含む構成にも実施できる。本発明は、その他様々な応用、変形が可能である。

１、１０、１１：センサレスブラシレスモータの駆動装置
２：インバータ回路
２１：入力端子
２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電源側スイッチング素子
２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相接地側スイッチング素子
２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相出力端子
２５Ｕ、２５Ｖ、２５Ｗ：電源線
Ｅ：接地端子
３、３０、３００：位置検出回路
３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ：合成抵抗 ３２：合成点
３４：比較器 ３５：出力端子
３７：位置検出部
４：インバータ制御回路
５：ＰＷＭ生成回路
６、６０：ＰＷＭ遅延回路
７：フィルタ部
９、９０：センサレスブラシレスモータ
９１：ステータ
９２、９３、９４：ＵＶ間、ＶＷ間、ＷＵ間電機子巻線
９２Ａ、９３Ａ，９４Ａ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電機子巻線
９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相端子
９５Ｎ：中性点
Ｖｃｃ：電源電圧 ＶＭ：中間レベル値
ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相端子電圧
ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相誘起電圧
Ｖｍｉｘ：合成電圧 ＶＮ：Ｙ結線の中性点電圧
ＳＰ：パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）
ＳＰＤ：位置検出用パルス幅変調信号（位置検出用ＰＷＭ信号）
ＳＣ：通電制御信号 ＳＸ：位置信号

Claims (6)

1. 三相の電機子巻線を有するステータおよび磁極対を有するロータを備えるセンサレスブラシレスモータの前記電機子巻線の三相の端子に、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりデューティ比を可変とした電源電圧を供給するインバータ回路と、
   指示されたデューティ比、または指示されたモータ回転数に相当するデューティ比のパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ生成回路と、
   前記パルス幅変調信号の特定位相で動作し、前記電源回路から前記電源電圧が供給されない非通電時間帯に前記端子に誘起される誘起電圧を検知し、前記誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位置を検出する位置検出回路と、
   前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づいて各相の前記端子に前記電源電圧を供給する通電時間帯を設定し、前記通電時間帯および前記パルス幅変調信号に基づく通電制御信号を前記インバータ回路に送出するインバータ制御回路と、を備えるセンサレスブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記インバータ制御回路および前記インバータ回路における伝達遅延時間に応じて、前記パルス幅変調信号を遅延させた位置検出用パルス幅変調信号を生成するＰＷＭ遅延回路をさらに備え、
   前記位置検出回路は、前記位置検出用パルス幅変調信号の特定位相で動作することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
2. 請求項１において、前記ＰＷＭ遅延回路における前記位置検出用パルス幅変調信号の遅延量を、前記パルス幅変調信号に対する前記誘起電圧の伝達遅延時間に略一致させたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
3. 請求項１または２において、前記位置検出回路は、前記誘起電圧が入力される入力側にフィルタ部を有し、
   前記ＰＷＭ遅延回路は、前記フィルタ部における伝達遅延時間をも考慮した位置検出用パルス幅変調信号を生成することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項において、前記ＰＷＭ遅延回路における前記位置検出用パルス幅変調信号の遅延量を、設定により可変に調整できるようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項において、
   前記ＰＷＭ生成回路の前記パルス幅変調信号の立ち下がり位相は前記電源電圧の立ち下がりタイミングを制御し、
   前記位置検出回路は、前記位置検出用パルス幅変調信号の立ち下がり位相で動作することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項において、
   前記インバータ制御回路は、前記通電時間帯および前記パルス幅変調信号に加え、前記インバータ回路および前記位置検出回路における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮した通電制御信号を前記インバータ回路に送出することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。

Images