JP7319146B2 - モータドライバ装置及び半導体装置 - Google Patents

モータドライバ装置及び半導体装置 Download PDF

Info

Publication number
JP7319146B2
JP7319146B2 JP2019159863A JP2019159863A JP7319146B2 JP 7319146 B2 JP7319146 B2 JP 7319146B2 JP 2019159863 A JP2019159863 A JP 2019159863A JP 2019159863 A JP2019159863 A JP 2019159863A JP 7319146 B2 JP7319146 B2 JP 7319146B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
zero
electromotive force
drive
back electromotive
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2019159863A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2021040404A (ja
Inventor
尚 杉江
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohm Co Ltd
Original Assignee
Rohm Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohm Co Ltd filed Critical Rohm Co Ltd
Priority to JP2019159863A priority Critical patent/JP7319146B2/ja
Publication of JP2021040404A publication Critical patent/JP2021040404A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7319146B2 publication Critical patent/JP7319146B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

本発明は、モータドライバ装置及び半導体装置に関する。
ブラシレス直流モータなど、ブラシによる転流機構を有しないモータでは、ロータの位置に応じて、コイルに供給する電流の向きを切り替える必要がある。ブラシレス直流モータの駆動方式として、ホール素子から得られるロータの位置情報を利用する方式と、ホール素子を利用せずにコイルに生ずる逆起電力（誘起電圧）のゼロクロス点に基づいてロータの位置を推定するセンサレス方式と、が広く知られている。
三相ブラシレスモータの制御方法としては、１２０度通電方式（矩形波駆動）と１８０度通電方式（正弦波駆動）が広く用いられる。１２０度通電方式は相対的に制御が容易であるという利点を持つのに対し、１８０度通電方式は相対的に静粛性及び振動特性が良いという利点を持つ。
センサレス方式において逆起電力を検出するためにはコイルに流れる電流をゼロにする必要がある。１２０度通電方式では、各相のコイルに対し非通電区間が設定されるため、それを利用することで容易に逆起電力を検出可能である。これに対し、１８０度通電方式では各コイルに常に電流が流れているため、１２０度通電方式のように非通電区間を利用することができない。そこで、１８０度通電方式では、逆起電力のゼロクロス点が発生するであろう時刻を含むウィンドウ区間を設定し、ウィンドウ区間においてドライバの出力を強制的にハイインピーダンス状態とする方式（以下、ウィンドウ駆動方式と称する）が用いられる（例えば下記特許文献１及び２参照）。しかしながら、ウィンドウ区間の設定は１８０度通電方式の本来の利点である静粛性等を損なうおそれがある。
これを考慮し、ドライバの出力を強制的にハイインピーダンス状態とする必要の無い方式（以下、ウィンドウレス駆動方式と称する）も提案されている。ウィンドウレス駆動方式では、少なくともコイルの端子電圧を利用して、コイルの流れる電流の極性反転タイミング（電流の流れる向きが反転するタイミング）を検出する（例えば下記特許文献３及び４参照）。電流の極性を周期的に検出（サンプリング）することで電流の位相情報を取得して、取得した位相情報を元にパルス幅変調された駆動制御信号を生成できる。そして、駆動制御信号に基づくデューティを有する駆動電圧を各相のコイルに供給することでモータをセンサレス駆動することが可能である。
特開２０１０－４７３３号公報 国際公開第２００９／１５０７９４号 特許第６２３１３５７号明細書 特開平１０－３４１５８８号公報
ウィンドウ駆動方式又はウィンドウレス駆動方式にてモータを駆動制御できるモータドライバ装置において、ウィンドウレス駆動方式に関わる動作に改善の余地があった。一例として、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移をスムーズに行いたいという要請に対し改善の余地があった。他の例として、ウィンドウレス駆動方式における駆動制御の適正化に対し改善の余地があった。
本発明は、ウィンドウレス駆動方式に関わる動作の改善に寄与する（例えば、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式へのスムーズな遷移に寄与する、又は、ウィンドウレス駆動方式における駆動制御の適正化に寄与する）モータドライバ装置及び半導体装置を提供することを目的とする。
本発明に係るモータドライバ装置は、直流モータをスイッチング駆動するモータドライバ装置であって、前記直流モータの所定相のコイルに対する通電を停止させるウィンドウ区間において前記所定相のコイルに生じる逆起電力のゼロクロスタイミングを検出し、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて前記モータの駆動制御を行う第１駆動方式、又は、前記所定相のコイルに流れる駆動電流のゼロクロスタイミングと前記所定相のコイルに印加される駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記モータの駆動制御を行う第２駆動方式にて、前記モータの駆動制御を行う駆動制御部を備え、前記駆動制御部は、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御を行っているときにも、前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力のゼロクロスタイミングを検出可能に構成されている構成（第１の構成）である。
上記第１の構成に係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記モータの駆動方式を前記第１駆動方式から前記第２駆動方式に切り替えた後、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に切り替えるべきことを示す遷移指示信号を受けると、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式に維持したまま前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを用いた所定の調整動作を行い、前記調整動作の完了後に前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に遷移させる構成（第２の構成）であっても良い。
上記第２の構成に係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス検出部と、前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングに基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号を生成する信号処理部と、を備え、前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられ、前記信号処理部は、前記調整動作において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングと前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差を低減する構成（第３の構成）であっても良い。
上記第３の構成に係るモータドライバ装置において、前記信号処理部は、前記調整動作において、前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングとの位相差である進角を調整することで、前記位相誤差を低減する構成（第４の構成）であっても良い。
上記第４の構成に係るモータドライバ装置において、前記信号処理部において、前記位相誤差の大きさが所定の閾値以下となると前記調整動作は完了する構成（第５の構成）であっても良い。
上記第１の構成に係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御を行っているときにおいて、所定のオープン条件が成立したとき、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式に維持したまま前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを用いた所定動作を行う構成（第６の構成）であっても良い。
上記第６の構成に係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス検出部と、前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングに基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号を生成する信号処理部と、を備え、前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられ、前記信号処理部は、前記所定動作において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングと前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差を低減する構成（第７の構成）であっても良い。
上記第７の構成に係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記位相誤差の大きさが所定の閾値以下となると、前記所定動作を完了させ、前記第２駆動方式にて前記モータを駆動制御し且つ前記ウィンドウ区間を非設定とする状態に戻る
構成（第８の構成）であっても良い。
上記第７又は第８の構成に係るモータドライバ装置において、前記信号処理部は、前記所定動作において、前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングとの位相差である進角を調整することで、前記位相誤差を低減する構成（第９の構成）であっても良い。
上記第６の構成に係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス検出部と、前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングに基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号を生成する信号処理部と、を備え、前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられ、前記駆動制御部は、前記所定動作において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングと前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差を導出し、前記位相誤差の大きさが所定値以上であるとき、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に切り替える構成（第１０の構成）であっても良い。
上記第１～第１０の構成の何れかに係るモータドライバ装置において、前記駆動制御部は、前記第２駆動方式において、前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングとの差分位相が所定の目標位相と一致するように、前記モータの駆動制御を行う構成（第１１の構成）であっても良い。
上記第１～第１１の構成の何れかに係るモータドライバ装置において、磁気ディスク装置の磁気ディスクを回転させるスピンドルモータを前記直流モータとしてスイッチング駆動する構成（第１２の構成）である。
本発明に係る半導体装置は、上記第１～第１２の構成の何れかに係るモータドライバ装置を形成する半導体装置であって、前記モータドライバ装置は集積回路を用いて形成される構成（第１３の構成）である。
本発明によれば、ウィンドウレス駆動方式に関わる動作の改善に寄与する（例えば、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式へのスムーズな遷移に寄与する、又は、ウィンドウレス駆動方式における駆動制御の適正化に寄与する）モータドライバ装置及び半導体装置を提供することが可能となる。
本発明の第１実施形態に係るハードディスク装置の機構に関わる概略構成図である。 本発明の第１実施形態に係るハードディスク装置の電気的な概略ブロック図である。 本発明の第１実施形態に係るハードディスク装置に搭載されるドライバＩＣの外観斜視図である。 本発明の第１実施形態に係るＳＰＭ及びＳＰＭドライバの構成図である。 本発明の第１実施形態に係り、ＳＰＭにおけるＵ相のコイルに生じる逆起電力の波形と、それに関連する信号波形を示す図である。 本発明の第１実施形態に係り、時系列上に複数のフレームが並ぶ様子を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る駆動制御部の内部構成図である。 本発明の第１実施形態に係り、駆動電流ゼロクロス信号の生成に関わる構成図である。 本発明の第１実施形態に係り、図７に示される２つのセレクタの選択状態図である。 本発明の第１実施形態に係り、ウィンドウ信号の生成方法例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るＷＬＥ生成部を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るウィンドウ駆動方式の基本動作を示す図である。 図７に示される位相制御部の一構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るウィンドウレス駆動方式の基本動作を示す図である。 本発明の第１実施形態に係り、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移シーケンスを示す図である。 本発明の第１実施形態に係る位相誤差制御部を示す図である。 本発明の第１実施形態に係り、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移シーケンスを示す図である。 本発明の第１実施形態に係る位相誤差の説明図である。 本発明の第１実施形態に係る進角の説明図である。 本発明の第１実施形態に係る調整動作のフローチャートである。 参考方法に係り、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移シーケンスを示す図である。 本発明の第２実施形態に係り、セレクタの入出力信号を示す図（ａ）、セレクタの選択状態図（ｂ）、及び、ウィンドウ区間の設定に関わるシーケンス図（ｃ）である。
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、素子又は部位等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、素子又は部位等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“ＢＺＸ１”によって参照される実測ＢＥＭＦゼロクロス信号は（図７参照）、実測ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ１と表記されることもあるし、信号ＢＺＸ１と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。
まず、本発明の実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。
ＩＣとは集積回路（Integrated Circuit）の略称である。グランドとは、基準となる０Ｖ（ゼロボルト）の電位を有する導電部を指す又は０Ｖの電位そのものを指す。０Ｖの電位をグラント電位と称することもある。本発明の実施形態において、特に基準を設けずに示される電圧は、グランドから見た電位を表す。
レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。任意の信号又は電圧について、信号又は電圧がハイレベルにあるとは信号又は電圧のレベルがハイレベルにあることを意味し、信号又は電圧がローレベルにあるとは信号又は電圧のレベルがローレベルにあることを意味する。
任意の信号又は電圧において、ローレベルからハイレベルへの切り替わりをアップエッジと称し、ローレベルからハイレベルへの切り替わりのタイミングをアップエッジタイミングと称する。同様に、任意の信号又は電圧において、ハイレベルからローレベルへの切り替わりをダウンエッジと称し、ハイレベルからローレベルへの切り替わりのタイミングをダウンエッジタイミングと称する。
ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。ＦＥＴに分類されないトランジスタについても同様である。ＭＯＳＦＥＴは、特に記述無き限り、エンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴであると解して良い。ＭＯＳＦＥＴは“metal-oxide-semiconductor field-effect transistor”の略称である。任意のトランジスタについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。
ハイレベル又はローレベルの信号レベルをとる任意の信号について、当該信号のレベルがハイレベルとなる区間をハイレベル区間と称し、当該信号のレベルがローレベルとなる区間をローレベル区間と称する。ハイレベル又はローレベルの電圧レベルをとる任意の電圧についても同様である。
＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る磁気ディスク装置としてのハードディスク装置（以下ＨＤＤ装置と称する）１の機構に関わる概略構成図である。
ＨＤＤ装置１は、記録媒体である磁気ディスク１０と、磁気ディスク１０に対して情報の書き込み及び読み込みを行う磁気ヘッド１１（以下ヘッド１１とも称されうる）と、磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向に対して移動自在に支持するアーム１２と、磁気ディスク１０を支持及び回転させるスピンドルモータ１３（以下ＳＰＭ１３とも称されうる）と、アーム１２を回転駆動及び位置決めすることで磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向に対して移動させ且つ位置決めするボイスコイルモータ１４（以下ＶＣＭ１４とも称されうる）と、を備える。
ＨＤＤ装置１は、更に、一対の圧電素子１５と、ロードビーム１６と、磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０から離間した所定の退避位置に保持するランプ部１７と、を備える。アーム１２の先端にロードビーム１６が取り付けられ、ロードビーム１６の先端に磁気ヘッド１１が取り付けられる。アーム１２の先端部におけるロードビーム１６の取り付け部付近に一対の圧電素子１５が配置される。一対の圧電素子１５に対して互いに逆位相の電圧を加えることで、一対の圧電素子１５が互いに逆位相で伸縮し、ロードビーム１６の先端の磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向において変位させることができる。
このように、ＨＤＤ装置１では、いわゆる２段アクチュエータ方式が採用されている。ＶＣＭ１４は、アーム１２を駆動することで磁気ディスク１０上において磁気ヘッド１１を荒く位置決めする（相対的に荒い分解能で位置決めする）粗動アクチュエータとして機能し、一対の圧電素子１５は、アーム１２の位置を基準にして磁気ヘッド１１の位置を調整することで磁気ディスク１０上において磁気ヘッド１１を精密に位置決めする（ＶＣＭ１４よりも細かい分解能で位置決めする）微動アクチュエータとして機能する。以下では、一対の圧電素子１５から成るアクチュエータを、マイクロアクチュエータの略称“ＭＡ”を用い、ＭＡ１５と称する。
磁気ディスク１０と、磁気ヘッド１１と、ＭＡ１５及びロードビーム１６が取り付けられたアーム１２と、ＳＰＭ１３と、ＶＣＭ１４と、ランプ部１７は、ＨＤＤ装置１の筐体内に収められる。尚、ＶＣＭ１４又はＭＡ１５による磁気ヘッド１１の移動、変位に関し、磁気ディスク１０の半径方向における移動、変位とは、円盤形状を有する磁気ディスク１０の外周と中心とを結ぶ方向における移動、変位を意味するが、ＶＣＭ１４又はＭＡ１５による磁気ヘッド１１の移動、変位が、磁気ディスク１０の半径方向における移動、変位に加えて、他の方向（例えば磁気ディスク１０の外周の接線方向）における移動、変位の成分を含むこともある。
図２は、ＨＤＤ装置１の電気的な概略ブロック図である。ＨＤＤ装置１には、電気的な構成部品として、ドライバＩＣ３０、信号処理回路２１、ＭＰＵ（micro-processing unit）２２及び電源回路２３が設けられている。電源回路２３は、ドライバＩＣ３０及び信号処理回路２１、ＭＰＵ２２を駆動するための電源電圧を、それらに供給する。ＭＰＵ２２は、信号処理回路２１及びドライバＩＣ３０の夫々に対し、双方向通信が可能な形態で接続されている。
信号処理回路２１は、磁気ディスク１０への情報の書き込み時には、当該情報を書き込むための記録信号を磁気ヘッド１１に出力し、磁気ディスク１０から情報を読み出す時には、磁気ディスク１０から読み出された信号に対して必要な信号処理を施し、これによって得られた信号をＭＰＵ２２に送る。ＭＰＵ２２は、信号処理回路２１の制御を通じて磁気ヘッド１１による情報の書き込み動作及び読み込み動作を制御する。
ドライバＩＣ３０は、図３に示すような、半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（ドライバ装置）である。尚、図３に示されるドライバＩＣ３０のピン数（外部端子の数）は例示に過ぎない。ドライバＩＣ３０には、ＳＰＭ１３を駆動制御するためのＳＰＭドライバ３３、ＶＣＭ１４を駆動制御するためのＶＣＭドライバ３４及びＭＡ１５を駆動制御するためのＭＡドライバ３５が設けられる他、ＭＰＵ２２及びドライバＩＣ３０間の双方向通信を可能とするためのＩＦ回路（インターフェース回路）３２や、ＩＦ回路３２を通じてＭＰＵ２２から受けた制御データに基づきドライバ３３～３５の動作を制御する制御回路３１などが設けられる。
ＭＰＵ２２は、ドライバＩＣ３０のＳＰＭドライバ３３を制御することによりＳＰＭ１３の駆動制御を通じて磁気ディスク１０の回転制御を行い、ドライバＩＣ３０のＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御することによりＶＣＭ１４及びＭＡ１５の駆動制御を通じて磁気ヘッド１１の移動制御及び位置決めを行う。磁気ディスク１０の各箇所には磁気ディスク１０上の各々の位置を示す位置情報が記録されており、磁気ディスク１０上に磁気ヘッド１１が位置しているとき、この位置情報は磁気ヘッド１１により読み取られて、信号処理回路２１を通じてＭＰＵ２２に伝達される。ＭＰＵ２２は当該位置情報に基づいてＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御でき、この制御を通じて、ＶＣＭドライバ３４がＶＣＭ１４に必要な駆動電流を供給することで磁気ヘッド１１の第１段階の位置決めが実現され且つＭＡドライバ３５がＭＡ１５に必要な電圧を供給することで磁気ヘッド１１の第２段階の位置決めが実現される。尚、磁気ヘッド１１が磁気ディスク１０上に位置しているとは、磁気ヘッド１１が微小な空間を隔てて磁気ディスク１０の上方に位置していることを意味する。
磁気ヘッド１１が磁気ディスク１０の外周の外側に位置している場合など、磁気ヘッド１１にて位置情報が読み出されていない状態においては、ＭＰＵ２２は、位置情報に頼らずにＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御できる。例えば、磁気ヘッド１１をランプ部１７における退避位置から磁気ディスク１０上に移動させる場合、ＭＰＵ２２は、その移動に適した所定の駆動電流をＶＣＭ１４に供給することを指示する信号をドライバＩＣ３０に出力すれば良く、これによりＶＣＭドライバ３４は当該信号に基づく所定の駆動電流をＶＣＭ１４に供給する。磁気ヘッド１１にて位置情報が読み出されていない状態において、磁気ヘッド１１の精密な位置制御は不要となるため、一対の圧電素子１５に対する供給電圧はゼロとされて良い又は固定電圧とされて良い。
図４に、ＳＰＭ１３及びＳＰＭドライバ３３の内部構成とそれらの接続関係を示す。ドライバＩＣ３０に設けられた外部端子には、端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗ及びＴＭＣＴが含まれる。ＳＰＭ１３は、スター結線されたＵ相のコイル１３ｕ、Ｖ相のコイル１３ｖ及びＷ相のコイル１３ｗから成る三相ブラシレス直流モータである。ＳＰＭ１３は、ステータと永久磁石を備えたロータとを有し、ステータにコイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗが設けられる。コイル１３ｕの一端、コイル１３ｖの一端、コイル１３ｗの一端は、夫々、外部端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに接続され、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗの他端同士は中性点１３ｎにて共通接続されている。中性点１３ｎは外部端子ＴＭＣＴに接続される。外部端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗは出力端子とも称され得る。尚、以下の説明において、単にロータと記した場合、それはＳＰＭ１３のロータを指すものとする。また、ＳＰＭ１３の回転とはＳＰＭ１３を構成するロータの回転を意味する。
ＳＰＭドライバ３３は、Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕと、Ｖ相のハーフブリッジ回路５０ｖと、Ｗ相のハーフブリッジ回路５０ｗと、プリドライバ回路５１と、ＢＥＭＦコンパレータ部５２と、駆動制御部１００とを備え、ウィンドウ駆動方式又はウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３をセンサレス駆動する。この際、ＳＰＭドライバ３３はＳＰＭ１３を１８０度通電方式（正弦波駆動）にて駆動して良い。尚、ＢＥＭＦは“back electromotive force”の略称である。
ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの夫々は、電源電圧ＶＰＷＲが加わるラインとグランドとの間に直列に接続されたハイサイドトランジスタＴｒＨ及びローサイドトランジスタＴｒＬから成る。トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。電源電圧ＶＰＷＲは所定の正の直流電圧であり、ここでは例として１２Ｖ（ボルト）であるとする。
より具体的には、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの夫々において、トランジスタＴｒＨのドレインは、電源電圧ＶＰＷＲが印加される第１電源端子に接続されて電源電圧ＶＰＷＲの供給を受け、トランジスタＴｒＨのソースとトランジスタＴｒＬのドレインはノードＮＤにて共通接続され、トランジスタＴｒＬのソースは第２電源端子として機能するグランドに接続されている。ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおけるノードＮＤは、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに接続される。故に、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおけるノードＮＤは、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗを介して、コイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの一端に接続されることになる。コイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの一端における電圧に相当する、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに加わる電圧を、夫々、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにて表す。プリドライバ回路５１並びにハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗにより、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに印加されることになる。また、中性点１３ｎに加わる電圧をＶＣＴにて表す。
出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗを通じてコイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗに流れる電流を、駆動電流又はコイル電流と称し、夫々、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにて参照する。駆動電流Ｉｕについて、ハーフブリッジ回路５０ｕのノードＮＤから出力端子ＯＵＴｕを介しコイル１３ｕに向けて流れる駆動電流Ｉｕの極性を正と定義し、その逆の極性を負と定義する。駆動電流Ｉｖ及びＩｗについても同様に極性を定義する。
ＢＥＭＦコンパレータ部５２は、電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの内の少なくとも１つを、電圧ＶＣＴと比較することにより、比較結果信号ＣＭＰＯＵＴを生成して駆動制御部１００に出力する。比較結果信号ＣＭＰＯＵＴは、電圧Ｖｕ及びＶＣＴの大小関係を示す信号ＣＭＰＯＵＴｕと、電圧Ｖｖ及びＶＣＴの大小関係を示す信号ＣＭＰＯＵＴｖと、電圧Ｖｗ及びＶＣＴの大小関係を示す信号ＣＭＰＯＵＴｗの内、１以上の信号を含む。ここでは、比較結果信号ＣＭＰＯＵＴに少なくとも信号ＣＭＰＯＵＴｕが含まれているものとする。尚、端子ＴＭＣＴは必須ではなく、端子ＴＭＣＴが存在しない場合にあっては、電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを合成することで得た電圧（電圧ＶＣＴを模した電圧）を電圧ＶＣＴとして用いて、比較結果信号ＣＭＰＯＵＴを生成するようにしても良い。
駆動制御部１００には、比較結果信号ＣＭＰＯＵＴに加えて、電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを表す信号又は電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに応じた信号が供給され、更に、各ハーフブリッジ回路における各トランジスタのゲート－ソース間電圧に応じた信号（図４ではＶｇｓにて表現）が供給されている。駆動制御部１００は、それらの信号に基づき、ハーフブリッジ回路５０ｕに対する駆動制御信号ＤＲＶｕ、ハーフブリッジ回路５０ｖに対する駆動制御信号ＤＲＶｖ及びハーフブリッジ回路５０ｗに対する駆動制御信号ＤＲＶｗを生成及び出力する。また、ＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクを指定するトルク指令信号Ｔｒｑ＊がＭＰＵ２２からＩＦ回路３２（図２参照）を介して駆動制御部１００に与えられており、駆動制御部１００は、トルク指令信号Ｔｒｑ＊にて指定されたトルクがＳＰＭ１３にて発生するよう、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。この際、所定の波形データを参照して、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗに正弦波状の電流が流れるよう、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成して良い。駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗの夫々はパルス幅が可変の二値信号であり、ハイレベル又はローレベルをとる。
プリドライバ回路５１は、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに従ってハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗ内の各トランジスタのゲート電位を制御することで各ハーフブリッジ回路の状態を制御する。これにより、電源電圧ＶＰＷＲを駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに従ってスイッチングした電圧が電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗとして出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに加わって、ＳＰＭ１３がスイッチング駆動されることになる。尚、ハーフブリッジ回路５０ｕのトランジスタＴｒＨ、ＴｒＬのゲート信号（ゲートに加わる電圧信号）を夫々記号“ＧＨｕ”、“ＧＬｕ”にて参照し、ハーフブリッジ回路５０ｖのトランジスタＴｒＨ、ＴｒＬのゲート信号を夫々記号“ＧＨｖ”、“ＧＬｖ”にて参照し、ハーフブリッジ回路５０ｗのトランジスタＴｒＨ、ＴｒＬのゲート信号を夫々記号“ＧＨｗ”、“ＧＬｗ”にて参照する。
ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの内の任意の１つである対象ハーフブリッジ回路において、トランジスタＴｒＨがオンであって且つトランジスタＴｒＬがオフとなっている状態を出力ハイ状態と称し、トランジスタＴｒＨがオフであって且つトランジスタＴｒＬがオンとなっている状態を出力ロー状態と称する。トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのオン抵抗がゼロであると仮定すると、例えばハーフブリッジ回路５０ｕにおいて、出力ハイ状態であればハイサイドトランジスタＴｒＨを介して電源電圧ＶＰＷＲが出力端子ＯＵＴｕに加わり、出力ロー状態であればローサイドトランジスタＴｒＬを介してグランドの電位が出力端子ＯＵＴｕに加わる（但し過渡状態を無視）。ハーフブリッジ回路５０ｖ及び５０ｗについても同様である。
上記対象ハーフブリッジ回路はハイインピーダンス状態とされることもある。対象ハーフブリッジ回路におけるハイインピーダンス状態は、対象ハーフブリッジ回路のトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬが共にオフとされている状態であり、これにより、対象ハーフブリッジ回路による、対応するコイルへの通電が停止される。例えば、ハーフブリッジ回路５０ｕがハイインピーダンス状態とされるとき、ハーフブリッジ回路５０ｕのトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬが共にオフ状態とされるので、ハーフブリッジ回路５０ｕによるコイル１３ｕへの通電が停止される。ハーフブリッジ回路５０ｖ及び５０ｗについても同様である。
また、駆動制御部１００は、ＳＰＭ１３の何れかの相のコイルに発生する逆起電力に関する信号ＳＢＥＭＦ（例えば、コイル１３ｕに発生する逆起電力のゼロクロスタイミングを特定する信号）をＩＦ回路３２（図２参照）を介してＭＰＵ２２に出力する。ＭＰＵ２２は、信号ＳＢＥＭＦに基づいてトルク指令信号Ｔｒｑ＊を調整することができる（即ちＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクを調整することができる）。信号ＳＢＥＭＦはＳＰＭ１３の回転速度の情報を含んでいるため（詳細は後述）、駆動制御部１００とＭＰＵ２２により、ＳＰＭ１３の回転速度制御ループが形成されることになる。
ＳＰＭドライバ３３は、ＳＰＭ１３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の内の所定相に注目し、所定相のコイルに発生する逆起電力に基づきウィンドウ駆動方式にてＳＰＭ１３の駆動制御を行うことができ、所定相のコイルに流れる駆動電流及び所定相のコイルに印加される駆動電圧に基づきウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３の駆動制御を行うことができる。以下では、ウィンドウ駆動方式にてＳＰＭ１３の駆動制御を行うことをウィンドウ駆動と表現することがあり、ウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３の駆動制御を行うことをウィンドウレス駆動と表現することがある。所定相は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内の、任意の１相であっても良いし、任意の２相であっても良い。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の全てが所定相であっても良い。但し、以下では、説明の具体化のため、所定相がＵ相であることを想定する。
図５に、ロータが回転することでＵ相のコイル１３ｕに生じる逆起電力ＢＥＭＦｕの波形（平滑波形）を示す（図５に示される信号ＢＺＸ１、ＢＺＸ２については後述）。逆起電力は誘起電圧と称されることもある。ハーフブリッジ回路５０ｕをハイインピーダンス状態とすることで、差電圧（Ｖｕ－ＶＣＴ）が逆起電力ＢＥＭＦｕとして観測される。逆起電力ＢＥＭＦｕは電圧値が周期的に変化する正弦波状の電圧であり、逆起電力ＢＥＭＦｕの周期はロータの電気角における回転周期と一致する。ここでは、ロータの位置の電気角における位相が０°及び１８０°であるときに逆起電力ＢＥＭＦｕがゼロとなり、且つ、当該位相が９０°であるときに逆起電力ＢＥＭＦｕが負の極値をとり、且つ、当該位相が２７０°であるときに逆起電力ＢＥＭＦｕが正の極値をとるものとする。
また、説明の具体化のため、用語“フレーム”を導入する。１つのフレームは、ロータの位相が０°であるときに開始され、ロータの位相が３６０°に達する直前で終了する区間である（位相が３６０°に達する時点で終了すると解するようにしても良い）。そうすると、時系列上で複数のフレームが連続して並ぶことになり、各フレームはロータの電気角における回転周期と同じ長さを持つ。図６に示す如く、ロータが回転している任意且つ所定のタイミングを起点として第ｎ番目のフレームを“ＦＬ［ｎ］”で表すこともある。ｎは任意の自然数である。
特に図示しないが、ロータが回転することでコイル１３ｖに生じる逆起電力ＢＥＭＦｖ及びコイル１３ｗに生じる逆起電力ＢＥＭＦｗも、逆起電力ＢＥＭＦｕと同じ周期を持ち、逆起電力ＢＥＭＦｕと同様の正弦波状の電圧となる。但し、逆起電力ＢＥＭＦｖ、ＢＥＭＦｗの位相は、逆起電力ＢＥＭＦｕに対して、夫々、１２０°、２４０°だけ遅れている。
図７に駆動制御部１００の内部構成を示す。駆動制御部１００は、ウィンドウ駆動部１１０、ウィンドウレス駆動部１２０、信号処理部１３０及びセレクタ１４０を備える。
ウィンドウ駆動部１１０は、主としてウィンドウ駆動を実現するための機能ブロックであり、逆起電力ゼロクロス検出部１１１を備える。ウィンドウ駆動方式は、コイル１３ｕに対する通電を停止させるウィンドウ区間においてコイル１３ｕに生じる逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを検出し、逆起電力ＢＥＭＦｕの検出ゼロクロスタイミングに基づいてＳＰＭ１３の駆動制御を行う第１駆動方式に相当する。
逆起電力ゼロクロス検出部１１１には、ＢＥＭＦコンパレータ部５２からの比較結果信号ＣＭＰＯＵＴｕと、後述のセレクタ１３３からのウィンドウ信号ＷＤＷとが入力される。ウィンドウ信号ＷＤＷはハイレベル又はローレベルをとる二値信号である。ウィンドウ信号ＷＤＷのハイレベル区間がウィンドウ区間に相当し、ウィンドウ信号ＷＤＷのローレベル区間はウィンドウ区間に属さない（即ちウィンドウ区間外である）。ウィンドウ区間ではハーフブリッジ回路５０ｕがハイインピーダンス状態とされる。上述したように比較結果信号ＣＭＰＯＵＴｕは電圧Ｖｕ及びＶＣＴの大小関係を表す二値信号である。ここでは、“Ｖｕ＞ＶＣＴ”のときに信号ＣＭＰＯＵＴｕがハイレベルとなり、“Ｖｕ＜ＶＣＴ”のときに信号ＣＭＰＯＵＴｕはローレベルとなるものとする。
逆起電力ゼロクロス検出部１１１は、比較結果信号ＣＭＰＯＵＴｕ及びウィンドウ信号ＷＤＷに基づいて逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを検出し、検出したゼロクロスタイミングを表す実測ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ１を出力する。逆起電力ゼロクロス検出部１１１は、信号ＢＺＸ１のレベルを原則としてローレベルに維持し、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを検出するたびに微小時間だけ信号ＢＺＸ１をハイレベルとする（即ち信号ＢＺＸ１にパルスを発生させる）。検出されるべき逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングは、逆起電力ＢＥＭＦｕが正から負に切り替わるタイミングであっても良いし、逆起電力ＢＥＭＦｕが負から正に切り替わるタイミングであっても良いが、ここでは前者のタイミングが信号ＢＺＸ１にて表されるものとし、以下、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングとは、特に記述なき限り、逆起電力ＢＥＭＦｕが正から負に切り替わるタイミングを指すものとする。故に、逆起電力ゼロクロス検出部１１１は、ウィンドウ区間内において信号ＣＭＰＯＵＴｕがハイレベルからローレベルに切り替わるタイミング（即ち“Ｖｕ＞ＶＣＴ”から“Ｖｕ＜ＶＣＴ”に切り替わるタイミング）にて微小時間だけ信号ＢＺＸ１をハイレベルとし、ウィンドウ区間外を含め、それ以外では信号ＢＺＸ１のレベルをローレベルに維持する（図５参照）。
ウィンドウレス駆動部１２０は、主としてウィンドウレス駆動を実現するための機能ブロックであり、駆動電流ゼロクロス検出部１２１、位相制御部１２２及び信号生成部１２３を備える。ウィンドウレス駆動方式は、コイル１３ｕに流れる駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミング及びコイル１３ｕに印加される駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングに基づいてＳＰＭ１３の駆動制御を行う第２駆動方式に相当する。駆動電圧ＶｕＤＲＶは、ウィンドウ区間外においてＳＰＭドライバ３０によりコイル１３ｕの両端子間に印加される電圧であり、ウィンドウ区間外の差電圧（Ｖｕ－ＶＣＴ）に相当する。駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングは後述の駆動電圧ゼロクロス信号ＤＺＸによって表される。
駆動電流ゼロクロス検出部１２１は、出力端子ＯＵＴｕにおける電圧Ｖｕと、ハーフブリッジ回路５０ｕのトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのゲート－ソース間電圧（図７においてＶｇｓｕにて表現）に基づいて駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングを検出し、検出結果を表す駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸを生成及び出力する。
図８に、駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸを生成するための構成例を示す。尚、ハーフブリッジ回路５０ｕにおいて、トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬの夫々にはソースからドレインに向かう方向を順方向とする寄生ダイオードが付加されている（ハーフブリッジ回路５０ｖ及び５０ｗについても同様）。ＳＰＭドライバ３３には、ハーフブリッジ回路５０ｕに対するセンサとしてセンサ６１～６３が設けられる。ハイサイドオフセンサ６１は、トランジスタＴｒＨのゲート信号ＧＨｕのレベルに基づきトランジスタＴｒＨがオフ状態であるか否かを検出して検出結果を示す信号Ｓｉｇ６１を出力し、ローサイドオフセンサ６２は、トランジスタＴｒＬのゲート信号ＧＬｕのレベルに基づきトランジスタＴｒＬがオフ状態であるか否かを検出して検出結果を示す信号Ｓｉｇ６２を出力し、出力センサ６３は、出力端子ＯＵＴｕにおける電圧Ｖｕを所定電圧と比較して比較結果を示す信号Ｓｉｇ６３を出力する。図８の駆動電流ゼロクロス検出部１２１は、信号Ｓｉｇ６１～Ｓｉｇ６３に基づき駆動電流Ｉｕの極性を判定して極性の反転タイミングから駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングを検出し、検出したゼロクロスタイミングを表す駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸを出力する。
駆動電流ゼロクロス検出部１２１は、信号ＣＺＸのレベルを原則としてローレベルに維持し、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを検出するたびに微小時間だけ信号ＣＺＸをハイレベルとする（即ち信号ＣＺＸにパルスを発生させる）。検出されるべき駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングは、駆動電流Ｉｕが正から負に切り替わるタイミングであっても良いし、駆動電流Ｉｕが負から正に切り替わるタイミングであっても良いが、ここでは前者のタイミングが信号ＣＺＸにて表されるものとし、以下、駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングとは、特に記述なき限り、駆動電流Ｉｕが正から負に切り替わるタイミングを指すものとする。故に、駆動電流ゼロクロス検出部１２１は、駆動電流Ｉｕが正から負に切り替わるタイミングにて微小時間だけ信号ＣＺＸをハイレベルとし、それ以外では信号ＣＺＸのレベルをローレベルに維持する。
尚、駆動電流Ｉｕの極性を判定する方法として多くの方法が提案されており、何れの方法を用いて駆動電流Ｉｕの極性を判定しても良い。例えば、特開平１０－３４１５８８号公報に示す如く、ハーフブリッジ回路５０ｕのトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬの双方がオフ状態であるときの電圧Ｖｕに基づいて駆動電流Ｉｕの極性の検出及び極性反転タイミングの検出を行うようにしても良い。或いは例えば、特許第６２３１３５７号公報に示す方法を用いても良い。
位相制御部１２２は、駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸ及び駆動電圧ゼロクロス信号ＤＺＸに基づいて駆動ステート時間ＤＳＴを決定（導出）することにより、ウィンドウレス駆動が行われているときの駆動周波数ｆを調整する。駆動周波数ｆは、電圧Ｖｕ、Ｖｖ又はＶｗの周波数であり、コイル１３ｕに注目したならば電圧Ｖｕの周波数（従って駆動電圧ＶｕＤＲＶの周波数）を表す。駆動周波数ｆは１フレームの長さの逆数に相当する。ウィンドウレス駆動では、駆動ステート時間ＤＳＴにより次フレームの長さが規定される。即ち、ウィンドウレス駆動が行われているとき、位相制御部１２２により、フレームＦＬ［ｉ－１］にて得られている信号ＣＺＸ及びＤＺＸに基づいて駆動ステート時間ＤＳＴが導出され、導出された駆動ステート時間ＤＳＴが次のフレームＦＬ［ｉ］の長さに設定される（ｉは整数）。また、位相制御部１２２にはウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥも入力されている。位相制御部１２２の詳細は後述される。
信号生成部１２３は、位相制御部１２２にて導出された駆動ステート時間ＤＳＴに基づいて、推定ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ２を生成及び出力する。推定ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ２は、駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸ及び駆動電圧ゼロクロス信号ＤＺＸに基づいて（即ち駆動電流Ｉｕ及び駆動電圧ＶｕＤＲＶの各ゼロクロスタイミングに基づいて）逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを推定したものに相当する。ウィンドウレス駆動では、原則としてウィンドウ区間が設定されないので逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングは実測されないが（但し例外あり）、逆起電力ＢＥＭＦｕは駆動電流Ｉｕ及び駆動電圧ＶｕＤＲＶと同期しているため、駆動電流Ｉｕ及び駆動電圧ＶｕＤＲＶの各ゼロクロスタイミングに基づいて逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを推定することができる。
信号生成部１２３は、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが発生すると推定されるタイミングにおいて微小時間だけ信号ＢＺＸ２をハイレベルとし、それ以外において信号ＢＺＸ２のレベルをローレベルに維持する（図５は推定誤差がないと仮定されている）。信号ＢＺＸ１と整合するよう、信号ＢＺＸ２で表されるゼロクロスタイミングは、逆起電力ＢＥＭＦｕが正から負に切り替わるタイミングを推定したものであるとする。但し、逆起電力ＢＥＭＦｕが負から正に切り替わるタイミングが推定されるようにする変形も可能である。
セレクタ１４０は、ウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥ及び調整完了信号ＡＤＪＣＭＰに基づいて、実測ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ１及び推定ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ２の何れか一方を選択し、選択した信号を信号ＢＺＸＳＥＬとして信号処理部１３０に送る。図９（ａ）に示す如く、信号ＷＬＥがハイレベルであれば信号ＡＤＪＣＭＰのレベルに関係なく信号ＢＺＸ２が信号ＢＺＸＳＥＬとして選択される。信号ＷＬＥ及びＡＤＪＣＭＰが共にローレベルであれば信号ＢＺＸ２が信号ＢＺＸＳＥＬとして選択される。信号ＷＬＥがローレベル且つ信号ＡＤＪＣＭＰがハイレベルであれば信号ＢＺＸ１が信号ＢＺＸＳＥＬとして選択される。信号ＡＤＪＣＭＰの初期レベルはハイレベルである。信号ＡＤＪＣＭＰの役割については後述される。セレクタ１４０にて信号ＢＺＸ１が選択されているときにはウィンドウ駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御され、セレクタ１４０にて信号ＢＺＸ２が選択されているときにはウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御される。
信号処理部１３０は、セレクタ１４０から供給される信号ＢＺＸＳＥＬに基づいて、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ及びウィンドウ信号ＷＤＷ等を生成する機能ブロックである。セレクタ１４０の機能により、ウィンドウ駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御されるときには信号ＢＺＸ１に基づいて駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ等が生成され、ウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御されるときには信号ＢＺＸ２に基づいて駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ等が生成されることになる。信号処理部１３０は、駆動クロック信号生成部１３１、ウィンドウ信号生成部１３２、セレクタ１３３、駆動制御信号生成部１３４及び駆動電圧ゼロクロス検出部１３５を備える。
駆動クロック信号生成部１３１は、信号ＢＺＸＳＥＬをｍ逓倍することにより駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫを生成する。ここではｍ＝６であるとする。但し、ｍの値は６に限定されない。
ウィンドウ信号生成部１３２は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに同期してウィンドウ区間を設定するためのウィンドウ信号ＷＤＷ’を生成する。各フレームにおいて、ウィンドウ信号ＷＤＷ’は、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが到来する前にローレベルからハイレベルに切り替えられ、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが検出又は推定されると（即ち、信号ＢＺＸＳＥＬにアップエッジが生じると）ローレベルに戻される。故にウィンドウ信号生成部１３２にて信号ＢＺＸＳＥＬが参照されて良い。例えば、ウィンドウ信号生成部１３２は、図１０に示す如く、過去の信号ＢＺＸＳＥＬのアップエッジタイミングの間隔ｔＩＮＴに基づいて、次回の逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを推定し、推定タイミングＴＥＳＴから所定時間（ｋ×ｔＩＮＴ）だけ前のタイミングにてウィンドウ信号ＷＤＷ’をローレベルからハイレベルに切り替える。その後、信号ＢＺＸＳＥＬにアップエッジが生じるとウィンドウ信号ＷＤＷ’をローレベルに戻す。ｋは１よりも小さな正の所定値（例えば０．０２）である。
セレクタ１３３は、ウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥを受け、信号ＷＬＥがローレベルであればウィンドウ区間が実際に設定されるようウィンドウ信号生成部１３２からのウィンドウ信号ＷＤＷ’をウィンドウ信号ＷＤＷとしてそのまま出力し、信号ＷＬＥがハイレベルであればウィンドウ信号ＷＤＷをローレベルに固定する（図９（ｂ）参照）。ハイレベルのウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥは、ウィンドウレス駆動の実行を許可又は指示する信号として機能する。ローレベルのウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥは、ウィンドウレス駆動の実行を禁止する信号として機能する。故に、信号ＷＬＥのハイレベルからローレベルの切り替わりは、ＳＰＭ１３の駆動方式をウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式に切り替えるべきことを示す第１遷移指示信号として機能すると言える。逆に、信号ＷＬＥのローレベルからハイレベルの切り替わりは、ＳＰＭ１３の駆動方式をウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式に切り替えるべきことを示す第２遷移指示信号として機能すると言える。
図１１を参照し、ＳＰＭドライバ３３には信号ＷＬＥを生成及び出力するＷＬＥ生成部５５が設けられる。ＷＬＥ生成部５５は駆動制御部１００の構成要素に含まれると解しても良い。信号ＷＬＥの初期レベルはローレベルである。例えば、ＷＬＥ生成部５５はＭＰＵ２２からの信号に基づいて信号ＷＬＥのレベルを決定できて良い。或いは例えば、ＷＬＥ生成部５５は、駆動制御部１００内で生成される信号に基づいて信号ＷＬＥのレベルを決定しても良い。より具体的には例えば、ＭＰＵ２２の指示の下、ＳＰＭ１３が回転開始し、ＳＰＭ１３の回転速度が所定の回転速度に向けて上昇する過程においては信号ＷＬＥをローレベル（初期レベル）とし、ＳＰＭ１３の回転速度が一定速度にて安定化される安定状態に至ると信号ＷＬＥをローレベルからハイレベルに切り替えることで、ＳＰＭ１３の駆動方式をウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式に切り替える。その後例えば、ＭＰＵ２２からのＳＰＭ１３の回転停止を指示する所定の回転停止指示信号がＳＰＭドライバ３３にて受信されると、信号ＷＬＥをハイレベルからローレベルに切り替えることでウィンドウ駆動方式に戻し、ウィンドウ駆動方式にてＳＰＭ１３の回転速度をゼロに向けて低下させてゆく。
図７を再度参照し、駆動制御信号生成部１３４は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫと所定の波形データに基づき、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗに正弦波状の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを供給するために出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに印加すべきＵ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧を求め、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧を示す信号をパルス幅変調することで駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗを生成する。この際、駆動制御信号生成部１３４は、トルク指令信号Ｔｒｑ＊に基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧の振幅を決定する。これにより、プリドライバ回路５１を通じて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧をパルス幅変調した電圧であるＵ相、Ｖ相及びＷ相スイッチング電圧が出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに加わって、ＳＰＭ１３の所望の駆動が実現される。
但し、セレクタ１３３からのウィンドウ信号ＷＤＷはプリドライバ回路５１に入力され、ウィンドウ信号ＷＤＷのハイレベル区間（即ちウィンドウ区間）においては、駆動制御信号ＤＲＶｕに関わらずハーフブリッジ回路５０ｕがハイインピーダンス状態とされる。或いは、これと同等の動作が実現されるように、ウィンドウ信号ＷＤＷをプリドライバ回路５１ではなく駆動制御信号生成部１３４に入力するようにしても良い。
駆動電圧ゼロクロス検出部１３５は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに基づいて駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングを検出し、駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングを表す駆動電圧ゼロクロス信号ＤＺＸを生成する。検出されるべき駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングは、駆動電圧ＶｕＤＲＶが正から負に切り替わるタイミングであっても良いし、駆動電圧ＶｕＤＲＶが負から正に切り替わるタイミングであっても良いが、ここでは前者のタイミングが信号ＤＺＸにて表されるものとし、以下、駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングとは、特に記述なき限り、駆動電圧ＶｕＤＲＶが正から負に切り替わるタイミングを指すものとする。駆動電圧ゼロクロス検出部１３５は、駆動電圧ＶｕＤＲＶが正から負に切り替わるタイミングにて微小時間だけ信号ＤＺＸをハイレベルとし、それ以外では信号ＤＺＸのレベルをローレベルに維持する。
信号処理部１３０では、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに基づいて出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに印加すべきＵ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧が決定されるのであるから、当然に、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫから駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングが求まる。例えば、駆動制御信号ＤＲＶｕのデューティ（信号ＤＲＶｕの１周期を占める、信号ＤＲＶｕのハイレベル区間の割合）が、当該デューティの可変範囲の中央値をとるタイミングを導出することで、駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングを特定しても良い。この場合、検出部１３５は駆動制御信号ＤＲＶｕに基づいて駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングを検出すると解しても良い。
本実施形態に係る駆動制御部１００において、ウィンドウ駆動部１１０及びウィンドウレス駆動部１２０は常時動作する。即ち、ウィンドウ駆動部１１０による信号ＢＺＸ１の生成動作は、ウィンドウ駆動が行われているときだけではなくウィンドウレス駆動が行われているときにも実行される（但し、ウィンドウ信号ＷＤＷがローレベルに固定されているときの信号ＢＺＸ１は有意な情報を持たない）。ウィンドウレス駆動部１２０による信号ＢＺＸ２の生成動作は、ウィンドウレス駆動が行われているときだけではなくウィンドウ駆動が行われているときにも実行される。
［ウィンドウ駆動方式］
図１２は、ウィンドウ駆動方式の基本動作を示す図である。図１２において、上から順に、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ、信号ＢＺＸＳＥＬ、ＤＲＶＣＬＫ、ＷＤＷ、ＧＨｕ、ＧＨｖ、ＧＨｗ、ＧＬｕ、ＧＬｖ及びＧＬｗの波形が示されている（図４及び図７も適宜参照）。ウィンドウ駆動では“ＢＺＸＳＥＬ＝ＢＺＸ１”となる。尚、本図の理解を容易とするために、縦軸及び横軸は適宜拡大又は縮小されており、各波形も適宜簡略化されている。
図１２の例では、正弦波状の波形データＳＩＮを利用して、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが互いに１２０度ずつシフトした正弦波電流となるように、ＳＰＭ１３が駆動される。図１２において、Ｔｐ１は、信号ＢＺＸＳＥＬにおける隣接したアップエッジの間隔であり、逆起電力ＢＥＭＦｕにおける隣接したゼロクロスタイミングの間隔に相当する。
駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫは信号ＢＺＸＳＥＬをｍ逓倍することにより生成され（ここでは“ｍ＝６”）、図１２の例では“Ｔｐ２＝Ｔｐ１／ｍ”を周期にして駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫにパルス（アップエッジ）が生じている。また、上述の波形データＳＩＮは、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに同期して生成される。従って、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは信号ＢＺＸＳＥＬに同期して制御されることになる。尚、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫには、図示のように、信号ＢＺＸＳＥＬに対して所定の遅延Ｔｄが与えられても良い。この遅延Ｔｄを調節することによりＳＰＭ１３の駆動を最適化することが可能となる。
ゲート信号ＧＨｕ、ＧＨｖ、ＧＨｗ、ＧＬｕ、ＧＬｖ及びＧＬｗは、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに同期して生成される。尚、ハーフブリッジ回路５０ｕにおいて、ゲート信号ＧＨｕがハイレベル、ローレベルであればトランジスタＴｒＨは夫々オン状態、オフ状態となり、ゲート信号ＧＬｕがハイレベル、ローレベルであればトランジスタＴｒＬは夫々オン状態、オフ状態となる。ハーフブリッジ回路５０ｖ及び５０ｗについても同様である。図１２では明示されていないが、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおいて、トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬの実際のゲート信号は、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが正弦波状となるようにパルス幅変調される。
ウィンドウ信号ＷＤＷは、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが到来する前にハイレベルとされる。ウィンドウ信号ＷＤＷのハイレベル期間（図１２のハッチング領域に対応）において、駆動制御信号生成部１３４又はプリドライバ回路５１によりゲート信号ＧＨｕ及びＧＬｕの双方がローレベルとされ、Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕが出力ハイインピーダンス状態とされる。その結果、逆起電力ＢＥＭＦｕを観測することが可能となる。逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが到来し、信号ＢＺＸＳＥＬにアップエッジが生じると、ウィンドウ信号ＷＤＷがローレベルに戻される。
尚、ロータが完全に停止しているときにはウィンドウ駆動方式を利用することができない。そのため、ＳＰＭ１３の始動時には、まず公知の強制転流方式でロータにある程度の回転力を与えた後、ウィンドウ駆動方式に遷移すれば良い。
［ウィンドウレス駆動方式］
図１３は、ウィンドウレス駆動部１２０に含まれる位相制御部１２２の一構成例を示す図である。図１３の位相制御部１２２は、加算器１２２ａ、減算器１２２ｂ、ＰＩ制御部１２２ｃ及び目標位相設定部１２２ｄを備える。
加算器１２２ａには、駆動電圧ゼロクロス信号ＤＺＸと目標位相ＴＰ＿ＣＤが入力される。駆動電圧ゼロクロス信号ＤＺＸは駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングを表しているので、駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相情報を含んでいる。加算器１２２ａは、信号ＤＺＸにて表される駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相に対して目標位相ＴＰ＿ＣＤを加算し、その加算結果の位相を減算器１２２ｂに出力する。
減算器１２２ｂには、加算器１２２ａの出力に加えて、駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸが入力されている。駆動電流ゼロクロス信号ＣＺＸは駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングを表しているので、駆動電流Ｉｕの位相情報を含んでいる。減算器１２２ｂは、駆動電流Ｉｕの位相から、加算器１２２ａより出力される上記加算結果の位相を減算することで、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを導出する。
ＰＩ制御部１２２ｃは、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤの入力を受け、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤをゼロに向かわせる比例積分制御を行うことで上述の駆動ステート時間ＤＳＴを導出する。但し、この比例積分制御は、ウィンドウレス駆動が行われているときにのみ有効に機能する。尚、比例積分制御における比例係数及び積分係数は、ＭＰＵ２２からの信号に基づき任意に設定可能であって良い。
目標位相設定部１２２ｄは、加算器１２２ａに入力される目標位相ＴＰ＿ＣＤを設定する機能ブロックであり、ラッチ部１２２ｄ＿１、固定位相格納部１２２ｄ＿２及びセレクタ１２２ｄ＿３を備える。
ラッチ部１２２ｄ＿１は、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ及びウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥの入力を受け、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移時、即ち信号ＷＬＥがローレベルからハイレベルに切り替わるタイミングにおいて、その遷移の直前における差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを取り込み且つ保持する。尚、ラッチ部１２２ｄ＿１の初期の保持位相はゼロであって良い。ラッチ部１２２ｄ＿１の導入意義については後述される。
固定位相格納部１２２ｄ＿２は固定位相（例えば０）を格納している。その固定位相は、ＭＰＵ２２からの信号に基づき任意に設定可能であって良い。
セレクタ１２２ｄ＿３は、ラッチ部１２２ｄ＿１に保持される位相及び固定位相格納部１２２ｄ＿２に格納された固定位相の何れかを、目標位相選択信号ＴＳＥＬに応じて選択し、選択した位相を目標位相ＴＰ＿ＣＤとして出力する。ここでは、セレクタ１２２ｄ＿３は、信号ＴＳＥＬがハイレベルであればラッチ部１２２ｄ＿１に保持される位相（ＥＲＲ＿ＣＤ）を選択及び出力し、信号ＴＳＥＬがローレベルであれば固定位相格納部１２２ｄ＿２に格納された固定位相を選択及び出力するものとする。目標位相選択信号ＴＳＥＬのレベルはＭＰＵ２２からの信号に基づき決定されて良い。
このように、目標位相設定部１２２ｄは、ラッチ部１２２ｄ＿１のほかに、固定値格納部１２２ｄ＿２とセレクタ１２２ｄ＿３を備えているので、目標位相ＴＰ＿ＣＤとして固定位相を選択することも可能となっている。
図１４はウィンドウレス駆動方式の基本動作を示す図である。図１４の左側には、トルク指令信号Ｔｒｑ＊が固定されているという前提の下、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭと差分位相ＥＲＲ＿ＣＤとの関係が示されている。図１４の右側には、目標位相ＴＰ＿ＣＤがゼロであるという前提の下、“ＥＲＲ＿ＣＤ＞０”のケース、“ＥＲＲ＿ＣＤ＝０”のケース及び“ＥＲＲ＿ＣＤ＜０”のケースの夫々における、逆起電力ＢＥＭＦｕ（実線波形に対応）、駆動電流Ｉｕ（破線波形に対応）及び駆動電圧ＶｕＤＲＶ（一点鎖線波形に対応）の波形（平滑波形）が示されている。
目標位相ＴＰ＿ＣＤがゼロであるとした場合において、
駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングが駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングよりも早いとき（即ち、駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相から見て駆動電流Ｉｕの位相が進んでいるとき）、“ＥＲＲ＿ＣＤ＞０”となり、
駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングが駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングよりも遅いとき（即ち、駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相から見て駆動電流Ｉｕの位相が遅れているとき）、“ＥＲＲ＿ＣＤ＜０”となり、
駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングが駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングと一致しているとき（即ち、駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相が駆動電流Ｉｕの位相と一致しているとき）、“ＥＲＲ＿ＣＤ＝０”となる。
ウィンドウレス駆動方式では、“ＥＲＲ＿ＣＤ＞０”であるとき、駆動周波数ｆを低下させることで（即ち駆動ステート時間ＤＳＴを増加させることで）ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭを低下させ、逆に“ＥＲＲ＿ＣＤ＜０”であるときには、駆動周波数ｆを上昇させることで（即ち駆動ステート時間ＤＳＴを減少させることで）ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭを増大させる。
このように、ウィンドウレス駆動方式では、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤがゼロとなるように、即ち、駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングと駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングとの差分位相が目標位相ＴＰ＿ＣＤと一致するように駆動周波数ｆを調整し、これによってＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭを適正化する。尚、回転速度ＲＰＭが高すぎるとＳＰＭ１３の脱調が生じやすくなり、回転速度ＲＰＭが低すぎるとＳＰＭ１３の駆動の効率が低下する。駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングと駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングとの差分位相は、それら２つのゼロクロスタイミング間の時間差を位相の単位にて表現した量であって、換言すれば駆動電流Ｉｕの位相と駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相との差分位相であり、ここでは駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相から見た駆動電流Ｉｕの位相である。
ウィンドウレス駆動方式では、上述のような駆動周波数ｆの調整を経て推定ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ２が生成されるので、位相制御部１２２及び信号生成部１２３は、駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングと駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングとの差分位相が目標位相ＴＰ＿ＣＤと一致するという前提の下で、駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミング及び駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングに基づき逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを推定し、その推定結果を信号ＢＺＸ２として生成及び出力している、といえる。
［ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移］
図１５は、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移シーケンスを示す図である。タイミングＴＡ１以前では、信号ＷＬＥがローレベルとされていて且つ信号ＡＤＪＣＭＰは初期レベルであるハイレベルとされている。このため、タイミングＴＡ１以前では、セレクタ１４０により信号ＢＺＸ１が選択され（図７及び図９（ａ）参照）、ウィンドウ駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御が行われることで回転速度ＲＰＭが所望の目標値に維持される。また、タイミングＴＡ１よりも前の所定のタイミングにおいて、目標位相選択信号ＴＳＥＬがローレベルからハイレベルに切り替えられる。尚、以下の説明では、特に記述なき限り、信号ＴＳＥＬはハイレベルに固定されているものとする。
ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３を駆動制御している間でも、ウィンドウレス駆動部１２０では差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ（図１５の例では１０μ秒に相当する位相）が逐次導出されている。但し、ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３が駆動制御されているときには、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤに基づきＳＰＭ１３が実際に駆動制御されるわけはないので、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤをゼロに向かわせる比例積分制御は有効に機能しない。
タイミングＴＡ１において、ウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥにアップエッジが生じる。この結果、タイミングＴＡ１を境に、セレクタ１４０の選択及び出力信号ＢＺＸＳＥＬが信号ＢＺＸ１から信号ＢＺＸ２に切り替えられることになり、ＳＰＭ１３の駆動方式がウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式に切り替わる。尚、後述の位相誤差制御部１５０（図１６参照）により、信号ＷＬＥのアップエッジに同期して信号ＡＤＪＣＭＰがハイレベルからローレベルに切り替えられるものとする。信号ＷＬＥは、ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭが安定してからハイレベルに切り替えられることが望ましい。
このように、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移を行うことにより、ＳＰＭ１３の始動直後における安定動作の確保（ウィンドウ駆動方式の利点）と、定常時における静音化及び振動抑制（ウィンドウレス駆動方式の利点）の双方を両立することが可能となる。
ところで、一般に、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移直前における差分位相ＥＲＲ＿ＣＤは、様々な要因（ＳＰＭ１３の駆動状態や製造ばらつきなど）で変動する。そのため、目標位相ＴＰ＿ＣＤが固定値（固定位相）である場合には、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤと目標位相ＴＰ＿ＣＤが大きく乖離している状態から、ウィンドウレス駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御が始まることとなり、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭに意図しない変動を生じるおそれがある。
一方、本実施形態では、目標位相選択信号ＴＳＥＬがハイレベルである場合、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式へ遷移される際に、遷移直前に導出された差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ（図１５の例では１０μ秒に相当する位相）がラッチ部１２２ｄ＿１により取り込まれて目標位相ＴＰ＿ＣＤとして設定される。
従って、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤと目標位相ＴＰ＿ＣＤが完全に一致している状態から、ウィンドウレス駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御を始めることができるので、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移をスムーズに行うことが可能となる。
尚、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭに着目すると、目標位相ＴＰ＿ＣＤが固定値（固定位相）である場合には、図１５の破線６１１又は６１２で示したように、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移に伴い、回転速度ＲＰＭが目標速度から乖離する。これに対して、遷移直前に導出された差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを目標位相ＴＰ＿ＣＤとして設定した場合には、実線６１０のように、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移時にも、回転速度ＲＰＭを目標速度に維持することが可能となる。尚、破線６１１はトルク指令信号Ｔｒｑ＊が可変制御される状況に対応し、破線６１２はトルク指令信号Ｔｒｑ＊が固定される状況に対応している。
［ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移］
図１６に、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移の際に有効に機能する位相誤差制御部１５０を示す。位相誤差制御部１５０は駆動制御部１００に備えられる。位相誤差制御部１５０は信号処理部１３０に設けられると解して良い。位相誤差制御部１５０には、逆起電力ゼロクロス検出部１１１からの実測ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ１及び信号生成部１２３からの推定ＢＥＭＦゼロクロス信号ＢＺＸ２（図７参照）と、ＷＬＥ生成部５５からのウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥ（図１１）と、が入力される。位相誤差制御部１５０から調整完了信号ＡＤＪＣＭＰが出力される。上述したように、ウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥの初期レベルはローレベルであって且つ調整完了信号ＡＤＪＣＭＰの初期レベルはハイレベルである。
図１７は、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移シーケンスを示す図である。図１７に示されるタイミングＴＡ２は図１５のタイミングＴＡ１よりも後のタイミングであって、タイミングＴＡ３はタイミングＴＡ２よりも更に後のタイミングである。図１５のタイミングＴＡ１にて信号ＷＬＥにアップエッジが生じた後、図１７のタイミングＴＡ２に至る直前まで信号ＷＬＥがハイレベルに維持され、タイミングＴＡ２にて信号ＷＬＥにダウンエッジが生じたとする。信号ＷＬＥにダウンエッジが生じると、位相誤差制御部１５０は、信号ＢＺＸ１及びＢＺＸ２に基づく所定の調整動作ＢＢを行う。位相誤差制御部１５０は、調整動作ＢＢが完了するまでは信号ＡＤＪＣＭＰをローレベルに維持し、調整動作ＢＢが完了すると信号ＡＤＪＣＭＰをハイレベルに切り替える。図１７の例では、タイミングＴＡ３にて調整動作ＢＢが完了している。
図１５のタイミングＴＡ１から図１７のタイミングＴＡ２までは、信号ＷＬＥがハイレベルであることからウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御される。調整動作ＢＢの実行区間に相当するタイミングＴＡ２及びＴＡ３間では、信号ＷＬＥがローレベルであるものの、信号ＡＤＪＣＭＰがローレベルであることからウィンドウ駆動方式への遷移は待機され、ウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御される（図９（ａ）も適宜参照）。但し、タイミングＴＡ２及びＴＡ３間では、信号ＷＬＥがローレベルであることから“ＷＤＷ＝ＷＤＷ’”となり、ウィンドウレス駆動方式でＳＰＭ１３が駆動制御されているにも関わらず、各フレームにおいてウィンドウ区間が設定されて逆起電力ゼロクロス検出部１１１により逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが検出される。タイミングＴＡ３以降は、信号ＷＬＥがローレベル且つ信号ＡＤＪＣＭＰがハイレベルとなるので、ウィンドウ駆動方式にてＳＰＭ１３が駆動制御される（図９（ａ）も適宜参照）。
図１６の位相誤差制御部１５０は、上述の調整動作ＢＢにおいて、信号ＢＺＸ１及びＢＺＸ２に基づき位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを導出し、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを低減するよう動作する。位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは後述されるように極性を持つ量である。故に、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの低減とは、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさの低減を意味する。実際には、調整動作ＢＢの開始後、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定の閾値ＴＨＢＢ以下となるまで調整動作ＢＢを継続実行し、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定の閾値ＴＨＢＢ以下となると調整動作ＢＢを完了させて信号ＡＤＪＣＭＰにアップエッジを生じさせる。閾値ＴＨＢＢは、ＭＰＵ２２からの信号に基づき可変設定されても良い（但し、ＴＨＢＢ＞０）。
信号ＢＺＸ１は、ウィンドウ駆動部１１０により検出された逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミング（以下、逆起電力ＢＥＭＦｕの検出ゼロクロスタイミングと称することもある）を表している 一方、信号ＢＺＸ２は、ウィンドウレス駆動部１２０により推定された逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミング（以下、逆起電力ＢＥＭＦｕの推定ゼロクロスタイミングと称することもある）を表している。故に、信号ＢＺＸ１も信号ＢＺＸ２も逆起電力ＢＥＭＦｕの位相情報を含んでいる。但し、信号ＢＺＸ１により表現される逆起電力ＢＥＭＦｕの位相は実測に基づくものであるのに対し、信号ＢＺＸ２により表現される逆起電力ＢＥＭＦｕの位相は推定に基づくものであるので、それらの間には誤差が生じうる。
位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは、逆起電力ＢＥＭＦｕの検出ゼロクロスタイミングと逆起電力ＢＥＭＦｕの推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差であり、信号ＢＺＸ１によりゼロクロスタイミングが規定される逆起電力ＢＥＭＦｕの位相と信号ＢＺＸ２によりゼロクロスタイミングが規定される逆起電力ＢＥＭＦｕの位相との差に相当する。ここで、図１８（ａ）及び（ｂ）に示す如く、信号ＢＺＸ１によりゼロクロスタイミングが規定される逆起電力ＢＥＭＦｕ、信号ＢＺＸ２によりゼロクロスタイミングが規定される逆起電力ＢＥＭＦｕを、夫々、ＢＥＭＦｕ１、ＢＥＭＦｕ２にて参照する。また、逆起電力ＢＥＭＦｕ１の位相、逆起電力ＢＥＭＦｕ２の位相を、夫々、Ｐ１、Ｐ２にて参照する。図１８（ａ）及び（ｂ）には、“Ｐ１≠Ｐ２”であるときの逆起電力ＢＥＭＦｕ１及びＢＥＭＦｕ２の波形（平滑波形）が示されている。
位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは“（Ｐ１－Ｐ２）”又は“（Ｐ２－Ｐ１）”にて表現されるが、ここでは、“ＥＲＲ＿ＢＢ＝Ｐ２－Ｐ１”であるとする。従って、
図１８（ａ）に示す如く、信号ＢＺＸ２にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ２のゼロクロスタイミングが信号ＢＺＸ１にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ１のゼロクロスタイミングよりも早いとき（即ち、逆起電力ＢＥＭＦｕ１の位相から見て逆起電力ＢＥＭＦｕ２の位相が進んでいるとき）、“ＥＲＲ＿ＢＢ＞０”となり、
図１８（ｂ）に示す如く、信号ＢＺＸ２にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ２のゼロクロスタイミングが信号ＢＺＸ１にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ１のゼロクロスタイミングよりも遅いとき（即ち、逆起電力ＢＥＭＦｕ１の位相から見て逆起電力ＢＥＭＦｕ２の位相が遅れているとき）、“ＥＲＲ＿ＢＢ＜０”となるものとする。
尚、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭと、逆起電力ＢＥＭＦｕの検出ゼロクロスタイミング及び推定ゼロクロスタイミング間の時間差とで定まる。故に、特に例えば、調整動作ＢＢが行われるときの回転速度ＲＰＭを略一定とみなすことができるケースでは、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは時間を単位として表現されていても良い。この場合、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは、逆起電力ＢＥＭＦｕの検出ゼロクロスタイミングと逆起電力ＢＥＭＦｕの推定ゼロクロスタイミングとの時間差に相当することになり、上述の閾値ＴＨＢＢも時間を単位とする値（例えば１マイクロ秒）となる。
調整動作ＢＢにおける位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの低減は進角ＡＤＶの調整により実現される。図１９を参照し、進角ＡＤＶとは、信号ＢＺＸ２にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ２のゼロクロスタイミング（推定ゼロクロスタイミング）と信号ＤＺＸにて示される駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングとの位相差を表す。信号ＢＺＸ２にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ２のゼロクロスタイミング（推定ゼロクロスタイミング）と信号ＤＺＸにて示される駆動電圧ＶｕＤＲＶのゼロクロスタイミングとの位相差は、それら２つのゼロクロスタイミング間の時間差を位相の単位にて表現した量であって、換言すれば逆起電力ＢＥＭＦｕ２の位相と駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相との差分位相である。ここでは、進角ＡＤＶは、逆起電力ＢＥＭＦｕ２の位相から見た駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相であるとする（但し、駆動電圧ＶｕＤＲＶの位相から見た逆起電力ＢＥＭＦｕ２の位相とする変形も可能である）。
図２０に調整動作ＢＢのフローチャートを示す。調整動作ＢＢにおいて、位相誤差制御部１５０は、まずステップＳ２１にて信号ＢＺＸ１及びＢＺＸ２を参照し、最新の逆起電力ＢＥＭＦｕ１のゼロクロスタイミングと最新の逆起電力ＢＥＭＦｕ２のゼロクロスタイミングとに基づく最新の位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを導出する。続くステップＳ２２において、位相誤差制御部１５０は、ステップＳ２１にて導出した位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさを所定の閾値ＴＨＢＢと比較し、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが閾値ＴＨＢＢ以下であれば処理をステップＳ１６に進める一方で、そうでなければ処理をステップＳ１３に進める。ステップＳ１３において位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの極性が判定され、“ＥＲＲ＿ＢＢ＞０”であればステップＳ１４に進み、“ＥＲＲ＿ＢＢ＜０”であればステップＳ１５に進む。
ステップＳ１４において、位相誤差制御部１５０は、進角ＡＤＶを所定の調整量ΔＡＤＶだけ減少させる（ΔＡＤＶ＞０）。即ち、フレームＦＬ［ｉ－１］における進角ＡＤＶが“ＡＤＶ［ｉ－１］”であったならば、フレームＦＬ［ｉ］における進角ＡＤＶが“ＡＤＶ［ｉ－１］－ΔＡＤＶ”となるように、信号ＢＺＸＳＥＬ（調整動作ＢＢの実行中は信号ＢＺＸ２）と駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫとのタイミング関係（換言すれば位相関係）を調整する。
ステップＳ１５において、位相誤差制御部１５０は、進角ＡＤＶを所定の調整量ΔＡＤＶだけ増大させる（ここで“ΔＡＤＶ＞０”）。即ち、フレームＦＬ［ｉ－１］における進角ＡＤＶが“ＡＤＶ［ｉ－１］”であったならば、フレームＦＬ［ｉ］における進角ＡＤＶが“ＡＤＶ［ｉ－１］＋ΔＡＤＶ”となるように、信号ＢＺＸＳＥＬ（調整動作ＢＢの実行中は信号ＢＺＸ２）と駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫとのタイミング関係（換言すれば位相関係）を調整する。
ステップＳ１４及びＳ１５における調整は、図１２に示すような遅延Ｔｄに注目すれば、遅延Ｔｄの大きさを調整することに相当する。ステップＳ１４の後、及び、ステップＳ１５の後には、ステップＳ１１に戻り、ステップＳ１１以降の処理がステップＳ１６に至るまで繰り返される。
ステップＳ１６において、位相誤差制御部１５０は、調整完了信号ＡＤＪＣＭＰのレベルをローレベルからハイレベルに切り替えて調整動作ＢＢを完了させる。
尚、１つの調整動作ＢＢの中でステップＳ１４及びＳ１５間の行き来が発生することが無いよう、調整量ΔＡＤＶには適切な値が設定される（例えば、“ＴＨＢＢ＞ΔＡＤＶ＞０”又は“ＴＨＢＢ＞＞ΔＡＤＶ＞０”）。
図２１を参照して調整動作ＢＢの意義を説明する。図２１は、参考方法に係るウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移シーケンスを表している。参考方法では、ウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥにダウンエッジが生じると、調整動作ＢＢを行うことなく、直ちにウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への遷移を行う。尚、図２１では、常に“ＷＤＷ＝ＷＤＷ’”とされて逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが実測されていると仮定している。
今、ウィンドウレス駆動方式において所望の一定の回転速度ＲＰＭ（＝１／ｔｐ）でＳＰＭ１３が回転しており、ゼロではない位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢが存在していたものとする。そうすると、参考方法において信号ＷＬＥにダウンエッジが生じてウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式へ遷移した際、遷移前後において信号ＢＺＸＳＥＬのアップエッジの周期が急峻に変化する（ｔｐからｔｐ’への変化に対応）グリッチが発生する。このようなグリッチにより、回転速度ＲＰＭが実際に一時的に所望速度から変動するような制御が働いたり、必要なトルクがＳＰＭ１３にて得られなかったりすることがある。また、ウィンドウ駆動を行っているときには信号ＢＺＸ１そのもの又は信号ＢＺＸ１に基づく信号を信号ＳＢＥＭＦとして駆動制御部１００からＭＰＵ２２に送り、ウィンドウレス駆動を行っているときには信号ＢＺＸ２そのもの又は信号ＢＺＸ２に基づく信号を信号ＳＢＥＭＦとして駆動制御部１００からＭＰＵ２２に送ることができるが（図４参照）、参考方法では、上記グリッチを含む信号ＳＢＥＭＦがＭＰＵ２２に伝達されることになるため、ＭＰＵ２２及び駆動動制御部１００にて形成される回転速度制御ループが不安定となりうる。
これに対し、本実施形態の構成では、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを必要なだけ低減させてからウィンドウ駆動方式への遷移を行うようにしているため、上記のようなグリッチが発生せず、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式へとスムーズに遷移することが可能となる。
本実施形態の構成では、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移の際に遷移直前の差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを目標位相ＴＰ＿ＣＤに設定するようにしている。このため、その後、ＳＰＭ１３の周辺環境を含め一切の条件が変化しないと仮定したならば、その後の位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢはゼロに維持されることが期待され、調整動作ＢＢは不要となる。しかしながら、実際には、ＳＰＭ１３の周辺温度の変化やＳＰＭ１３の負荷の変化によって、ウィンドウレス駆動の実行中に位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢが発生することも多く、故に、上述の調整動作ＢＢが有益に機能する。勿論、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移の際に遷移直前の差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを目標位相ＴＰ＿ＣＤに設定するといった動作がなされない構成においても、上述の調整動作ＢＢは実施可能であり且つ有益に機能する。
上述の調整動作ＢＢは、信号ＢＺＸ１にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ１のゼロクロスタイミングと信号ＢＺＸ２にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕ２のゼロクロスタイミングとの差が小さくなりさえすれば完了することになるが、そのとき、実際のＳＰＭ１３において、実際の逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングと実際の駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングとが一致している又は近接しているかは不確かである。そこで、調整動作ＢＢが完了してウィンドウ駆動方式に遷移した後、調整動作ＢＢに引き続き以下の調整動作ＢＣを行うようにしても良い。調整動作ＢＣは、ウィンドウ駆動方式の遷移直後において、信号処理部１３０内に設けられる位相調整部（不図示）により実行されると解して良い。
調整動作ＢＣでは、信号ＢＺＸ１及びＣＺＸに基づき位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣを導出し、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣがゼロに向けて低減するよう動作する。相誤差ＥＲＲ＿ＢＢと同様、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣは極性を持つ。故に、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの低減とは、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの大きさ（絶対値）の低減を意味する。実際には、調整動作ＢＣの開始後、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの大きさが所定の閾値ＴＨＢＣ以下となるまで調整動作ＢＣを継続実行し、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの大きさが所定の閾値ＴＨＢＣ以下となると調整動作ＢＣを完了させる。閾値ＴＨＢＣは、ＭＰＵ２２からの信号に基づき可変設定されても良い（但し、ＴＨＢＣ＞０）。
位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣは、信号ＢＺＸ１にて示される逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングと信号ＣＺＸにて示される駆動電流Ｉｕのゼロクロスタイミングとの位相誤差であり、信号ＢＺＸ１によりゼロクロスタイミングが規定される逆起電力ＢＥＭＦｕの位相と信号ＣＺＸによりゼロクロスタイミングが規定される駆動電流Ｉｕの位相との差に相当する。
調整動作ＢＣによる位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの低減は、調整動作ＢＢによる位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの低減方法と同様に、進角ＡＤＶの調整により実現される。即ち、調整動作ＢＣにおいて、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの大きさが所定の閾値ＴＨＢＣよりも大きいのであれば、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣの大きさが所定の閾値ＴＨＢＣ以下となるまで、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＣが低減される向きに進角ＡＤＶを所定の調整量ずつ増大又は減少させれば良い。
＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態及び後述の第３実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２及び第３実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２及び第３実施形態にも適用される。第２実施形態の記載を解釈するにあたり、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い（後述の第３実施形態についても同様）。矛盾の無い限り、第１～第３実施形態の内、任意の複数の実施形態を組み合わせても良い。
第２実施形態では、図７に示されるセレクタ１３３が、図２２（ａ）に示す如くウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥとウィンドウオープン信号ＯＰＥＮとに基づいて選択動作を行うものとする。ウィンドウレスイネーブル信号ＷＬＥは、図１１にも示されたＷＬＥ生成部５５にて生成される。ウィンドウオープン信号ＯＰＥＮはＯＰＥＮ生成部５６にて生成される。ＯＰＥＮ生成部５６は駆動制御部１００内に設けられている。信号ＷＬＥ及びＯＰＥＮの夫々は、ローレベル又はハイレベルをとる二値信号である。
図２２（ｂ）及び（ｃ）に示す如く、第２実施形態に係るセレクタ１３３は、
信号ＷＬＥがローレベルである場合には、信号ＯＰＥＮのレベルに関係なく、ウィンドウ信号生成部１３２からのウィンドウ信号ＷＤＷ’をウィンドウ信号ＷＤＷとしてそのまま出力し、
信号ＷＬＥがハイレベル且つ信号ＯＰＥＮがローレベルである場合には、ウィンドウ信号ＷＤＷをローレベルに固定し、
信号ＷＬＥがハイレベル且つ信号ＯＰＥＮがハイレベルである場合には、ウィンドウ信号生成部１３２からのウィンドウ信号ＷＤＷ’をウィンドウ信号ＷＤＷとしてそのまま出力する。
即ち、ハイレベルの信号ＷＬＥによりウィンドウレス駆動の実行が許可又は指示されていて実際にウィンドウレス駆動が行われている最中であっても、信号ＯＰＥＮのハイレベル区間においてはウィンドウ区間が設定されて逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが逆起電力ゼロクロス検出部１１１により検出されることになる。
ＯＰＥＮ生成部５６は、信号ＷＬＥのハイレベル区間において、即ちウィンドウレス駆動の実行区間において、所定のオープン条件の成否を逐次判定しており、オープン条件が成立すると信号ＯＰＥＮをローレベルからハイレベルに切り替える（図２２（ｃ）参照）。オープン条件の成立前までは信号ＯＰＥＮはローレベルに維持されている。オープン条件の成立後、所定のクローズ条件が成立すると、ＯＰＥＮ生成部５６は、信号ＯＰＥＮをハイレベルからローレベルに切り替える。
故に、第２実施形態に係る駆動制御部１００では、ウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３を駆動制御しているときにおいて、所定のオープン条件が成立したときにＳＰＭ１３の駆動方式がウィンドウレス駆動方式にて維持されたままでウィンドウ区間が設定されることになる。尚、これについては第１実施形態でも同様であるといえ、第１実施形態では信号ＷＬＥのダウンエッジの発生がオープン条件の成立に相当する。そして、オープン条件の成立後、クローズ条件が成立するまでの間において、第２実施形態に係る駆動制御部１００は、逆起電力ゼロクロス検出部１１１により検出された逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを用い、所定動作Ｊを行うことができる（図２２（ｃ）参照）。
第２実施形態は、以下の実施例ＥＸ２＿１及びＥＸ２＿２を含む。第２実施形態における上記記載は、矛盾無き限り、実施例ＥＸ２＿１及びＥＸ２＿２に適用される。
［実施例ＥＸ２＿１］
実施例ＥＸ２＿１を説明する。実施例ＥＸ２＿１に係る所定動作Ｊは、第１実施形態で述べた調整動作ＢＢである。尚、実施例ＥＸ２＿１では、所定動作Ｊとしての調整動作ＢＢが実行されている間、及び、その前後において、信号ＷＬＥがハイレベルに維持されているものとする。
故に、実施例ＥＸ２＿１に係る位相誤差制御部１５０（図１６参照）は、信号ＷＬＥのレベルの如何によらず、信号ＯＰＥＮのアップエッジに同期して上述の調整動作ＢＢを開始し、これによって上述の位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを低減する。調整動作ＢＢの内容は第１実施形態で示した通りであり、進角ＡＤＶの調整を通じて位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを低減すれば良い。位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定の閾値ＴＨＢＢ以下となると、位相誤差制御部１５０は、所定動作Ｊとしての調整動作ＢＢを完了させる。実施例ＥＸ２＿１では、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定の閾値ＴＨＢＢ以下となることでクローズ条件が成立する。即ち、所定動作Ｊとしての調整動作ＢＢの完了をもってクローズ条件が成立する。故に、所定動作Ｊとしての調整動作ＢＢが完了すると、ウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３を駆動制御し且つウィンドウ区間を非設定とする状態に戻る。
尚、所定動作Ｊとして調整動作ＢＢが実行された場合にあっては、調整動作ＢＢの完了時に調整完了信号ＡＤＪＣＭＰが微小時間だけハイレベルとされるパルスが発生し、当該パルスがＯＰＥＮ生成部５６に伝達されることでクローズ条件の成立がＯＰＥＮ生成部５６にて認識される。
ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移の際に遷移直前の差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを目標位相ＴＰ＿ＣＤに設定することなどにより、適正な状態でウィンドウレス駆動方式へ遷移したとしても、その後の周辺温度の変化やＳＰＭ１３の負荷の変化等により、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢがゼロから乖離してゆくことがある。これは、効率の低下や脱調を引き起こす要因となりうる。実施例ＥＸ２＿１の方法によれば、ウィンドウレス駆動が継続して実行されているときにも、一時的にウィンドウ区間を設定して位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの検出及び低減を図ることができ、ＳＰＭ１３の適正な駆動が維持されるようになる。
オープン条件は、ウィンドウレス駆動が行われているとき、一定の間隔で周期的に成立するものであって良い。この場合例えば、ＯＰＥＮ生成部５６にタイマを設けておいて、一定の間隔でオープン条件の成立を意味するトリガパルスをタイマから発生させれば良い。
オープン条件は、ドライバＩＣ１００に内蔵された又は外付け接続されたセンサの出力に基づいて、成否が判断されるものであっても良い。
ここにおけるセンサは、ドライバＩＣ１００の温度又はＳＰＭ１３の温度を計測する温度センサであって良く、この場合、ＯＰＥＮ生成部５６は温度センサの温度計測値に基づいてオープン条件の成否を判断できる。より具体的には例えば、ＳＰＭ１３の駆動方式がウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式へ遷移したとき、ＯＰＥＮ生成部５６は、遷移直後における温度センサの温度計測値を基準値として保持しておく。その後、ウィンドウレス駆動が行われている最中に、温度センサによる最新の温度計測値を基準値と比較し、最新の温度計測値と基準値との差が所定の判定値（例えば１０℃）以上となると、オープン条件が成立したと判断すれば良い。また、オープン条件が成立したと判断した後、基準値を最新の温度計測値にて更新すると良い。これにより、所定の判定値分の温度変化が生じるたびにオープン条件が成立して、そのたびに位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの低減が図られることになる。
［実施例ＥＸ２＿２］
実施例ＥＸ２＿２を説明する。所定動作Ｊにおいて、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢが導出及びチェックされるものの、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの低減が図られないことがあっても良い。これについて説明する。尚、実施例ＥＸ２＿２では、後述されるように位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢに基づきＳＰＭ１３の駆動方式がウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式に切り替えられるケースを除き、信号ＷＬＥがハイレベルに維持されているものとする。
実施例ＥＸ２＿２において、図１６の位相誤差制御部１５０は、信号ＷＬＥのレベルの如何によらず、信号ＯＰＥＮのアップエッジに応答して第１実施形態にて示した方法により位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを導出する。ここで導出された位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを、特に、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢと称する。判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢは、信号ＯＰＥＮのアップエッジに応答して最初に導出された位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢであり、位相誤差制御部１５０の機能による低減がなされていない状態の位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢである。判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢが導出されるとき、信号ＷＬＥはハイレベルでありウィンドウレス駆動が行われている。
位相誤差制御部１５０は、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさを所定値ＴＨＬＩＭと比較する（０＜ＴＨＢＢ＜ＴＨＬＩＭ）。
判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定値ＴＨＬＩＭ未満であった場合の後の動作は、実施例ＥＸ２＿１と同じである。即ち、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定値ＴＨＬＩＭ未満であるならば、実施例ＥＸ２＿１と同様に、進角ＡＤＶの調整を通じて位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを低減し、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定の閾値ＴＨＢＢ以下となると、所定動作Ｊとしての調整動作ＢＢを完了させる。この場合には、位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定の閾値ＴＨＢＢ以下となることで（即ち所定動作Ｊとしての調整動作ＢＢの完了をもって）クローズ条件が成立し、ウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３を駆動制御し且つウィンドウ区間を非設定とする状態に戻る。
これに対し、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定値ＴＨＬＩＭ以上であった場合には、位相誤差制御部１５０は、調整動作ＢＢによる位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの低減を所定動作Ｊにて行うことなく、所定の位相誤差過大信号をＷＬＥ生成部５５及びＯＰＥＮ生成部５６に送る。ＯＰＥＮ生成部５６が位相誤差過大信号を受けるとクローズ条件が成立する。他方、ＷＬＥ生成部５５は位相誤差過大信号を受けると信号ＷＬＥをハイレベルからローレベルに切り替えることで、ＳＰＭ１３の駆動方式をウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式に切り替える。
即ち、実施例ＥＸ２＿２に係る駆動制御部１００は、所定動作Ｊにおいて、逆起電力ＢＥＭＦｕの検出ゼロクロスタイミングと逆起電力ＢＥＭＦｕの推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢを判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢとして導出する。そして、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定値ＴＨＬＩＭ以上であるとき、ＳＰＭ１３の駆動方式をウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式に切り替える。この際、第１実施形態に示したように調整動作ＢＢを行ってからウィンドウ駆動方式に切り替えるようにして良い。実施例ＥＸ２＿２において、所定動作Ｊは、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの導出動作と、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢに基づいて実行されうるウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式への切り替え動作とを含むと解しても良いし、判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの導出動作のみを含むと解しても良い。
判定位相誤差ＥＲＲ＿ＢＢの大きさが所定値ＴＨＬＩＭ以上となる状況は、環境変化が大きな状況であると推測され、ウィンドウレス駆動方式での駆動は適切でない可能性がある。このため、上述の如くウィンドウ駆動方式に戻して、ウィンドウ駆動方式による安定駆動の利点を優先する。
尚、実施例ＥＸ２＿２において、オープン条件の成否の判断方法は、実施例ＥＸ２＿１と同様であって良い。
＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。
第１実施形態において、ウィンドウレス駆動方式からウィンドウ駆動方式に遷移させる際、調整動作ＢＢを行うのか否かを、ＭＰＵ２２が事前に駆動制御部１００に指定できても良い。調整動作ＢＣについても同様である。第１実施形態では、調整動作ＢＢを行うべき指定が事前になされていることが想定されている。
所定相の逆起電力、駆動電流及び駆動電圧のゼロクロスタイミングを利用してＳＰＭ１３の駆動制御を行う構成について、上述の説明では所定相としてＵ相に注目したが、所定相はＶ相又はＷ相であっても良いし、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内の２以上の相の夫々が所定相であっても良い。
駆動制御信号生成部１３４（図７参照）は、トルク指令信号Ｔｒｑ＊も参照して駆動制御信号（ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗ）を生成するようにしているが、ＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクが予め定まっているようなケースでは、トルク指令信号Ｔｒｑ＊は不要となりうる。
ＳＰＭ１３が３相分のコイルにて構成される例を上述したが、ＳＰＭ１３が３相とは異なる複数相分のコイルにて構成されることがあっても良い。
ドライバＩＣ３０の各構成要素は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いてドライバＩＣ３０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。また、ＳＰＭドライバ３３単体を半導体集積回路の形態で形成し、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置を構成するようにいても良い。
上述の実施形態では、ＨＤＤ装置１のＳＰＭ１３に対するモータドライバ装置（ドライバＩＣ３０）に本発明を適用する例を挙げているが、モータ（特に例えば直流モータ、ブラシレス直流モータ）をセンサレス駆動する任意のモータドライバ装置に本発明を広く適用可能であり、例えば空冷用のファンモータを駆動するためのモータドライバ装置に本発明を適用しても良い。
論理値を示す任意の信号又は電圧に関して、上述の主旨を損なわない形で、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い（即ち論理値“１”にハイレベルを割り当てるのかローレベルを割り当てるのかは任意であって良い）。
トランジスタＴｒＨがＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成されるように各ハーフブリッジ回路を変形しても良い。トランジスタＴｒＬをＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにすることも可能ではある。
上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、上述の主旨を損なわない態様で、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。
［本発明に関わる考察］
上述の各実施形態にて具体化された本発明について考察する。
本発明の一側面に係るモータドライバ装置は、直流モータ（例えばＳＰＭ１３）をスイッチング駆動するモータドライバ装置（例えばＰＭドライバ３３又はドライバＩＣ３０）であって、前記直流モータの所定相のコイルに対する通電を停止させるウィンドウ区間において前記所定相のコイルに生じる逆起電力のゼロクロスタイミング（ＢＺＸ１に対応）を検出し、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて前記モータの駆動制御を行う第１駆動方式（ウィンドウ駆動方式に対応）、又は、前記所定相のコイルに流れる駆動電流のゼロクロスタイミング（ＣＺＸに対応）と前記所定相のコイルに印加される駆動電圧のゼロクロスタイミング（ＤＺＸに対応）に基づいて前記モータの駆動制御を行う第２駆動方式（ウィンドウレス駆動方式に対応）にて、前記モータの駆動制御を行う駆動制御部（例えば１００）を備え、前記駆動制御部は、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御を行っているときにも、前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力のゼロクロスタイミングを検出可能に構成されていることを特徴とする。
上記モータドライバ装置について、第１実施形態の技術に注目すれば（特に例えば図１７参照）、前記駆動制御部は、前記モータの駆動方式を前記第１駆動方式から前記第２駆動方式に切り替えた後、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に切り替えるべきことを示す遷移指示信号（信号ＷＬＥのハイレベルからローレベルの切り替わりに対応）を受けると、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式に維持したまま前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを用いた所定の調整動作（調整動作ＢＢに対応）を行い、前記調整動作の完了後に前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に遷移させると良い。
上記モータドライバ装置について（特に例えば図７参照）、前記駆動制御部は、前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミング（ＢＺＸ１に対応）を導出する逆起電力ゼロクロス検出部（例えば１１１）と、前記駆動電流のゼロクロスタイミング（ＣＺＸに対応）と前記駆動電圧のゼロクロスタイミング（ＤＺＸに対応）に基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミング（ＢＺＸ２に対応）を導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミング（ＢＺＸ１に対応）に基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミング（ＢＺＸ２に対応）に基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号（ＤＲＶｕ、ＤＲＶｕ、ＤＲＶｗに対応）を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号（ＤＺＸに対応）を生成する信号処理部（例えば１３０）と、を備え、前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられる。
そして第１実施形態の技術に注目すれば（特に例えば図１６及び図２０参照）、前記信号処理部は、前記調整動作（調整動作ＢＢに対応）において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミング（ＢＺＸ１に対応）と前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミング（ＢＺＸ２に対応）との位相誤差（ＥＲＲ＿ＢＢに対応）を低減することができる。
尚、図７の構成に関しては、位相制御部１２２及び信号生成部１２３によって、上記の逆起電力ゼロクロス推定部が構成されていると考えることができる。
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
１ ＨＤＤ装置
１３ ＳＰＭ（スピンドルモータ）
１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ コイル
２２ ＭＰＵ
３３ ＳＰＭドライバ
５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ ハーフブリッジ回路
５１ プリドライバ回路
５２ ＢＥＭＦコンパレータ部
１００ 駆動制御部
１１０ ウィンドウ駆動部
１２０ ウィンドウレス駆動部
１３０ 信号処理部

Claims (13)

  1. 直流モータをスイッチング駆動するモータドライバ装置であって、
    前記直流モータの所定相のコイルに対する通電を停止させるウィンドウ区間において前記所定相のコイルに生じる逆起電力のゼロクロスタイミングを検出し、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて前記モータの駆動制御を行う第１駆動方式、又は、前記所定相のコイルに流れる駆動電流のゼロクロスタイミングと前記所定相のコイルに印加される駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記モータの駆動制御を行う第２駆動方式にて、前記モータの駆動制御を行う駆動制御部を備え、
    前記駆動制御部は、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御を行っているときにも、前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力のゼロクロスタイミングを検出可能に構成されている
    ことを特徴とするモータドライバ装置。
  2. 前記駆動制御部は、前記モータの駆動方式を前記第１駆動方式から前記第２駆動方式に切り替えた後、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に切り替えるべきことを示す遷移指示信号を受けると、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式に維持したまま前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを用いた所定の調整動作を行い、前記調整動作の完了後に前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に遷移させる
    ことを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ装置。
  3. 前記駆動制御部は、
    前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス検出部と、
    前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、
    前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングに基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号を生成する信号処理部と、を備え、
    前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられ、
    前記信号処理部は、前記調整動作において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングと前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差を低減する
    ことを特徴とする請求項２に記載のモータドライバ装置。
  4. 前記信号処理部は、前記調整動作において、前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングとの位相差である進角を調整することで、前記位相誤差を低減する
    ことを特徴とする請求項３に記載のモータドライバ装置。
  5. 前記信号処理部において、前記位相誤差の大きさが所定の閾値以下となると前記調整動作は完了する
    ことを特徴とする請求項４に記載のモータドライバ装置。
  6. 前記駆動制御部は、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御を行っているときにおいて、所定のオープン条件が成立したとき、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式に維持したまま前記ウィンドウ区間を設定して前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを用いた所定動作を行う
    ことを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ装置。
  7. 前記駆動制御部は、
    前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス検出部と、
    前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、
    前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングに基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号を生成する信号処理部と、を備え、
    前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられ、
    前記信号処理部は、前記所定動作において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングと前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差を低減する
    ことを特徴とする請求項６に記載のモータドライバ装置。
  8. 前記駆動制御部は、前記位相誤差の大きさが所定の閾値以下となると、前記所定動作を完了させ、前記第２駆動方式にて前記モータを駆動制御し且つ前記ウィンドウ区間を非設定とする状態に戻る
    ことを特徴とする請求項７に記載のモータドライバ装置。
  9. 前記信号処理部は、前記所定動作において、前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングとの位相差である進角を調整することで、前記位相誤差を低減する
    ことを特徴とする請求項７又は８に記載のモータドライバ装置。
  10. 前記駆動制御部は、
    前記ウィンドウ区間における前記コイルの両端子間電圧に基づき前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス検出部と、
    前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングに基づいて前記逆起電力のゼロクロスタイミングを推定することで前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングを導出する逆起電力ゼロクロス推定部と、
    前記第１駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングに基づいて、前記第２駆動方式にて前記モータの駆動制御が行われるときには前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングに基づいて、前記モータの各相のコイルに対する駆動制御信号を生成するとともに前記駆動電圧のゼロクロスタイミングを示す駆動電圧ゼロクロス信号を生成する信号処理部と、を備え、
    前記信号処理部にて生成される前記駆動電圧ゼロクロス信号が前記逆起電力ゼロクロス推定部にフィードバックされて前記逆起電力のゼロクロスタイミングの推定に用いられ、
    前記駆動制御部は、前記所定動作において、前記逆起電力の検出ゼロクロスタイミングと前記逆起電力の推定ゼロクロスタイミングとの位相誤差を導出し、前記位相誤差の大きさが所定値以上であるとき、前記モータの駆動方式を前記第２駆動方式から前記第１駆動方式に切り替える
    ことを特徴とする請求項６に記載のモータドライバ装置。
  11. 前記駆動制御部は、前記第２駆動方式において、前記駆動電流のゼロクロスタイミングと前記駆動電圧のゼロクロスタイミングとの差分位相が所定の目標位相と一致するように、前記モータの駆動制御を行う
    ことを特徴とする請求項１～１０の何れかに記載のモータドライバ装置。
  12. 磁気ディスク装置の磁気ディスクを回転させるスピンドルモータを前記直流モータとしてスイッチング駆動する
    ことを特徴とする請求項１～１１の何れかに記載のモータドライバ装置。
  13. 請求項１～１２の何れかに記載のモータドライバ装置を形成する半導体装置であって、
    前記モータドライバ装置は集積回路を用いて形成される
    ことを特徴とする半導体装置。
JP2019159863A 2019-09-02 2019-09-02 モータドライバ装置及び半導体装置 Active JP7319146B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019159863A JP7319146B2 (ja) 2019-09-02 2019-09-02 モータドライバ装置及び半導体装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019159863A JP7319146B2 (ja) 2019-09-02 2019-09-02 モータドライバ装置及び半導体装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021040404A JP2021040404A (ja) 2021-03-11
JP7319146B2 true JP7319146B2 (ja) 2023-08-01

Family

ID=74847280

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019159863A Active JP7319146B2 (ja) 2019-09-02 2019-09-02 モータドライバ装置及び半導体装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP7319146B2 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023188972A1 (ja) * 2022-03-30 2023-10-05 ローム株式会社 半導体装置、モータシステム、および車両

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000278985A (ja) 1999-03-25 2000-10-06 Mitsubishi Electric Corp 直流ブラシレスモータの駆動装置
JP2001190085A (ja) 1999-11-23 2001-07-10 Texas Instr Inc <Ti> Ｐｗｍ正弦波駆動とｄｃモータとを同期させる方法と装置
JP2002233183A (ja) 2001-01-31 2002-08-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスモータの駆動装置および駆動方法
JP2006101686A (ja) 2004-09-03 2006-04-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2008172948A (ja) 2007-01-12 2008-07-24 Sharp Corp ブラシレスモータの制御装置
JP2010004733A (ja) 2008-05-22 2010-01-07 Rohm Co Ltd モータ駆動回路および駆動方法、および波形データの生成方法、それらを利用したハードディスク装置
JP6231357B2 (ja) 2013-11-11 2017-11-15 ローム株式会社 モータの駆動装置、駆動方法、および冷却装置、電子機器
JP2018107887A (ja) 2016-12-26 2018-07-05 ルネサスエレクトロニクス株式会社 モータ駆動装置およびモータシステム

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000278985A (ja) 1999-03-25 2000-10-06 Mitsubishi Electric Corp 直流ブラシレスモータの駆動装置
JP2001190085A (ja) 1999-11-23 2001-07-10 Texas Instr Inc <Ti> Ｐｗｍ正弦波駆動とｄｃモータとを同期させる方法と装置
JP2002233183A (ja) 2001-01-31 2002-08-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスモータの駆動装置および駆動方法
JP2006101686A (ja) 2004-09-03 2006-04-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2008172948A (ja) 2007-01-12 2008-07-24 Sharp Corp ブラシレスモータの制御装置
JP2010004733A (ja) 2008-05-22 2010-01-07 Rohm Co Ltd モータ駆動回路および駆動方法、および波形データの生成方法、それらを利用したハードディスク装置
JP6231357B2 (ja) 2013-11-11 2017-11-15 ローム株式会社 モータの駆動装置、駆動方法、および冷却装置、電子機器
JP2018107887A (ja) 2016-12-26 2018-07-05 ルネサスエレクトロニクス株式会社 モータ駆動装置およびモータシステム

Also Published As

Publication number Publication date
JP2021040404A (ja) 2021-03-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106655910B (zh) 电机驱动设备和电机系统
JP3993502B2 (ja) 多相直流モータの回転駆動制御装置および起動方法
JP4420317B2 (ja) モータ駆動装置及びモータ駆動用集積回路装置
JP4113275B2 (ja) モータ駆動器のｐｗｍ制御
JP5129529B2 (ja) モータ駆動装置とモータ回転制御方法
JP6937678B2 (ja) 半導体装置およびモータ駆動システム
JP2006230120A (ja) 多相モータのロータ磁極位置検出装置及びそれを備えたモータ駆動装置並びにモータ駆動方法
JP2012165603A (ja) センサレスブラシレスモータの駆動装置
JP6231357B2 (ja) モータの駆動装置、駆動方法、および冷却装置、電子機器
US10581364B2 (en) Motor drive device and motor system
JP4647136B2 (ja) 磁気ディスク記憶装置
JP6655512B2 (ja) モータ駆動装置およびモータシステム
JP7319146B2 (ja) モータドライバ装置及び半導体装置
JP2008043158A (ja) モータ駆動装置およびモータ駆動方法
JP7204409B2 (ja) モータドライバ装置
JP2009247089A (ja) ブラシレスモータ用インバータの制御方法及びそれを用いた装置
JP2006081396A (ja) ３相モータ用の回転駆動制御装置
JP7109252B2 (ja) モータドライバ装置及び半導体装置
JP7169816B2 (ja) モータドライバ装置及び半導体装置
JP7169815B2 (ja) 電圧比較回路、半導体装置及びモータドライバ装置
JP2019221077A (ja) ステッピングモータの制御装置及びステッピングモータの制御方法
TWI788911B (zh) 馬達控制器
US11876478B2 (en) Motor controller
US20240072693A1 (en) Motor driver, motor drive system, and method of driving motor
JP2008148379A (ja) モータ駆動装置及びモータ駆動方法

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20220808

TRDD Decision of grant or rejection written
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20230630

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20230704

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20230720

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7319146

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150