JP7204409B2 - モータドライバ装置 - Google Patents

Description

本明細書中に開示されている発明は、モータドライバ装置に関する。

ブラシレス直流モータなど、ブラシによる転流機構を有しないモータでは、ロータの位置に応じて、コイルに供給する電流の向きを切り替える必要がある。ブラシレス直流モータの駆動方式として、ホール素子から得られるロータの位置情報を利用する方式と、ホール素子を利用せずにコイルに生ずる逆起電力（誘起電圧）のゼロクロス点に基づいてロータの位置を推定するセンサレス方式と、が広く知られている。

三相ブラシレスモータの制御方法としては、１２０度通電方式（矩形波駆動）と１８０度通電方式（正弦波駆動）が広く用いられる。１２０度通電方式は相対的に制御が容易であるという利点を持つのに対し、１８０度通電方式は相対的に静粛性及び振動特性が良いという利点を持つ。

センサレス方式において逆起電力を検出するためにはコイルに流れる電流をゼロにする必要がある。１２０度通電方式では、各相のコイルに対し非通電区間が設定されるため、それを利用することで容易に逆起電力を検出可能である。これに対し、１８０度通電方式では各コイルに常に電流が流れているため、１２０度通電方式のように非通電区間を利用することができない。そこで、１８０度通電方式では、逆起電力のゼロクロス点が発生するであろう時刻を含むウィンドウ区間を設定し、ウィンドウ区間においてドライバの出力を強制的にハイインピーダンス状態とする方式（以下、便宜上、ウィンドウ駆動方式と称する）が用いられる（例えば特許文献１及び２を参照）。しかしながら、ウィンドウ区間の設定は１８０度通電方式の本来の利点である静粛性等を損なうおそれがある。

これを考慮し、ドライバの出力を強制的にハイインピーダンス状態とする必要の無い方式（以下、便宜上、ウィンドウレス駆動方式と称する）も提案されている。ウィンドウレス駆動方式では、少なくともコイルの端子電圧を利用して、コイルに流れる電流の極性反転タイミング（電流の流れる向きが反転するタイミング）を検出する（例えば特許文献３及び４を参照）。電流の極性を周期的に検出（サンプリング）することで電流の位相情報を取得し、取得した位相情報を元にパルス幅変調された駆動制御信号を生成できる。そして、駆動制御信号に基づくデューティを有する駆動電圧を各相のコイルに供給することでモータをセンサレス駆動することが可能である。

特開２０１０－４７３３号公報 国際公開第２００９／１５０７９４号 特許第６２３１３５７号明細書 特開平１０－３４１５８８号公報

しかしながら、従来のモータドライバ装置では、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移制御について、さらなる改善の余地があった。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移をスムーズに行うことのできるモータドライバ装置を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているモータドライバ装置は、所定相のコイルに生じる逆起電力のゼロクロスタイミングに基づいてモータの駆動制御を行う第１駆動方式と、前記所定相のコイルに流れる駆動電流のゼロクロスタイミングと前記所定相のコイルに印加される駆動電圧のゼロクロスタイミングとの第１差分位相が所定の第１目標位相と一致するように前記モータの駆動制御を行う第２駆動方式とを備え、前記第１駆動方式で前記モータを駆動している間にも、前記第１差分位相を逐次検出しておき、前記第１駆動方式から前記第２駆動方式への遷移時には、遷移直前に検出された前記第１差分位相を前記第１目標位相に設定する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るモータドライバ装置は、前記第１駆動方式で前記モータの回転速度が安定してから前記第２駆動方式に遷移する構成（第２の構成）がよい。

また、上記第１または第２の構成から成るモータドライバ装置は、前記第１目標位相として固定値を選択することが可能である構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第１～第３いずれかの構成から成るモータドライバ装置は、前記第２駆動方式では、前記第１差分位相が前記第１目標位相よりも大きければ前記モータの回転速度を下げ、前記第１差分位相が前記第１目標位相よりも小さければ前記モータの回転速度を上げる構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第１～第４いずれかの構成から成るモータドライバ装置は、前記第１駆動方式で前記モータを駆動している間、前記逆起電力のゼロクロスタイミングと前記駆動電流のゼロクロスタイミングとの第２差分位相が所定の第２目標位相と一致するように自動進角調整動作を行う構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第５の構成から成るモータドライバ装置は、前記自動進角調整動作が完了するまで前記第２駆動方式への遷移を待機する構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第５または第６の構成から成るモータドライバ装置は、前記自動進角調整動作では、前記第２差分位相が前記第２目標位相よりも大きければ進角量を減らし、前記第２差分位相が前記第２目標位相よりも小さければ進角量を増やす構成（第７の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている半導体装置は、上記第１～第７いずれかの構成から成るモータドライバ装置を集積化して成る構成（第８の構成）とされている。

また、本明細書中に開示されている電子機器（例えばハードディスク装置）は、上記第８の構成から成る半導体装置と、前記半導体装置を用いて駆動されるモータと、を有する構成（第９の構成）とされている。

なお、上記第９の構成から成る電子機器において、前記モータは、ディスクを回転させるスピンドルモータである構成（第１０の構成）にするとよい。

本明細書中に開示されているモータドライバ装置によれば、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移をスムーズに行うことが可能となる。

ハードディスク装置の機構に関わる概略構成図 ハードディスク装置の電気的な概略ブロック図 ハードディスク装置に搭載されるドライバＩＣの外観斜視図 ＳＰＭ及びＳＰＭドライバの構成図 ＳＰＭコントローラの第１実施形態を示す図 ウィンドウ駆動方式の基本動作を示す図 位相制御部の一構成例を示す図 ウィンドウレス駆動方式の基本動作を示す図 第１実施形態における駆動方式の遷移シーケンスを示す図 ＳＰＭコントローラの第２実施形態を示す図 自動進角調整動作の一例を示す図 第２実施形態における駆動方式の遷移シーケンスを示す図

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“ＴｒＨ”によって参照されるハイサイドトランジスタは、ハイサイドトランジスタＴｒＨと表記されることもあるし、トランジスタＴｒＨと略記されることもあるが、それらは全て同じものを指す。

まず本実施形態で用いられる幾つかの用語について説明を設ける。

本実施形態において、レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部を指す又は基準電位そのものを指す。本実施形態において、特に基準を設けずに示される電圧は、グランドから見た電位を表す。

後述のトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬを含むＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。オン状態、オフ状態を、単にオン、オフと表現することもある。

＜ハードディスク装置＞
図１は、本発明の実施形態に係る磁気ディスク装置としてのハードディスク装置１（以下、ＨＤＤ装置１と称する）の機構に関わる概略構成図である。

ＨＤＤ装置１は、記録媒体である磁気ディスク１０と、磁気ディスク１０に対して情報の書き込み及び読み込みを行う磁気ヘッド１１（以下ヘッド１１とも称されうる）と、磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向に対して移動自在に支持するアーム１２と、磁気ディスク１０を支持及び回転させるスピンドルモータ１３（以下ＳＰＭ１３とも称されうる）と、アーム１２を回転駆動及び位置決めすることで磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向に対して移動させ且つ位置決めするボイスコイルモータ１４（以下ＶＣＭ１４とも称されうる）と、を備える。

ＨＤＤ装置１は、更に、一対の圧電素子１５と、ロードビーム１６と、磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０から離間した所定の退避位置に保持するランプ部１７と、を備える。アーム１２の先端にロードビーム１６が取り付けられ、ロードビーム１６の先端に磁気ヘッド１１が取り付けられる。アーム１２の先端部におけるロードビーム１６の取り付け部付近に一対の圧電素子１５が配置される。一対の圧電素子１５に対して互いに逆位相の電圧を加えることで、一対の圧電素子１５が互いに逆位相で伸縮し、ロードビーム１６の先端の磁気ヘッド１１を磁気ディスク１０の半径方向において変位させることができる。

このように、ＨＤＤ装置１では、いわゆる２段アクチュエータ方式が採用されている。ＶＣＭ１４は、アーム１２を駆動することで磁気ディスク１０上において磁気ヘッド１１を荒く位置決めする（相対的に荒い分解能で位置決めする）粗動アクチュエータとして機能し、一対の圧電素子１５は、アーム１２の位置を基準にして磁気ヘッド１１の位置を調整することで磁気ディスク１０上において磁気ヘッド１１を精密に位置決めする（ＶＣＭ１４よりも細かい分解能で位置決めする）微動アクチュエータとして機能する。以下、一対の圧電素子１５から成るアクチュエータを、マイクロアクチュエータの略称“ＭＡ”を用い、ＭＡ１５と称する。

磁気ディスク１０と、磁気ヘッド１１と、ＭＡ１５及びロードビーム１６が取り付けられたアーム１２と、ＳＰＭ１３と、ＶＣＭ１４と、ランプ部１７は、ＨＤＤ装置１の筐体内に収められる。なお、ＶＣＭ１４又はＭＡ１５による磁気ヘッド１１の移動、変位に関し、磁気ディスク１０の半径方向における移動、変位とは、円盤形状を有する磁気ディスク１０の外周と中心とを結ぶ方向における移動、変位を意味するが、ＶＣＭ１４又はＭＡ１５による磁気ヘッド１１の移動、変位が、磁気ディスク１０の半径方向における移動、変位に加えて、他の方向（例えば磁気ディスク１０の外周の接線方向）における移動、変位の成分を含むこともある。

図２は、ＨＤＤ装置１の電気的な概略ブロック図である。ＨＤＤ装置１には電気的な構成部品としてドライバＩＣ３０、信号処理回路２１、ＭＰＵ［micro-processing unit］２２及び電源回路２３が設けられている。電源回路２３は、ドライバＩＣ３０及び信号処理回路２１、ＭＰＵ２２を駆動するための電源電圧をそれらに供給する。ＭＰＵ２２は、信号処理回路２１及びドライバＩＣ３０の夫々に対し、双方向通信が可能な形態で接続されている。

信号処理回路２１は、磁気ディスク１０への情報の書き込み時には、当該情報を書き込むための記録信号を磁気ヘッド１１に出力し、磁気ディスク１０から情報を読み出す時には、磁気ディスク１０から読み出された信号に対して必要な信号処理を施し、これによって得られた信号をＭＰＵ２２に送る。ＭＰＵ２２は、信号処理回路２１の制御を通じて磁気ヘッド１１による情報の書き込み動作及び読み込み動作を制御する。

ドライバＩＣ３０は、図３に示すような、半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品（ドライバ装置）である。尚、図３に示されるドライバＩＣ３０のピン数（外部端子の数）は例示に過ぎない。ドライバＩＣ３０には、ＳＰＭ１３を駆動制御するためのＳＰＭドライバ３３、ＶＣＭ１４を駆動制御するためのＶＣＭドライバ３４及びＭＡ１５を駆動制御するためのＭＡドライバ３５が設けられる他、ＭＰＵ２２及びドライバＩＣ３０間の双方向通信を可能とするためのＩＦ回路（インターフェース回路）３２や、ＩＦ回路３２を通じてＭＰＵ２２から受けた制御データに基づきドライバ３３～３５の動作を制御する制御回路３１などが設けられる。

ＭＰＵ２２は、ドライバＩＣ３０のＳＰＭドライバ３３を制御することによりＳＰＭ１３の駆動制御を通じて磁気ディスク１０の回転制御を行い、ドライバＩＣ３０のＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御することによりＶＣＭ１４及びＭＡ１５の駆動制御を通じて磁気ヘッド１１の移動制御及び位置決めを行う。磁気ディスク１０の各箇所には磁気ディスク１０上の各々の位置を示す位置情報が記録されており、磁気ディスク１０上に磁気ヘッド１１が位置しているとき、この位置情報は磁気ヘッド１１により読み取られて、信号処理回路２１を通じてＭＰＵ２２に伝達される。ＭＰＵ２２は当該位置情報に基づいてＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御でき、この制御を通じて、ＶＣＭドライバ３４がＶＣＭ１４に必要な駆動電流を供給することで磁気ヘッド１１の第１段階の位置決めが実現され且つＭＡドライバ３５がＭＡ１５に必要な電圧を供給することで磁気ヘッド１１の第２段階の位置決めが実現される。尚、磁気ヘッド１１が磁気ディスク１０上に位置しているとは、磁気ヘッド１１が微小な空間を隔てて磁気ディスク１０の上方に位置していることを意味する。

磁気ヘッド１１が磁気ディスク１０の外周の外側に位置している場合など、磁気ヘッド１１で位置情報が読み出されていない状態においては、ＭＰＵ２２は、位置情報に頼らずにＶＣＭドライバ３４及びＭＡドライバ３５を制御できる。例えば、磁気ヘッド１１をランプ部１７における退避位置から磁気ディスク１０上に移動させる場合、ＭＰＵ２２は、その移動に適した所定の駆動電流をＶＣＭ１４に供給することを指示する信号をドライバＩＣ３０に出力すれば良く、これによりＶＣＭドライバ３４は当該信号に基づく所定の駆動電流をＶＣＭ１４に供給する。磁気ヘッド１１にて位置情報が読み出されていない状態において、磁気ヘッド１１の精密な位置制御は不要となるため、一対の圧電素子１５に対する供給電圧はゼロとされて良い又は固定電圧とされて良い。

＜ＳＰＭ及びＳＰＭドライバ＞
図４に、ＳＰＭ１３及びＳＰＭドライバ３３の内部構成とそれらの接続関係を示す。ドライバＩＣ３０に設けられた外部端子には、端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗが含まれる。ＳＰＭ１３は、スター結線されたＵ相のコイル１３ｕ、Ｖ相のコイル１３ｖ及びＷ相のコイル１３ｗから成る三相ブラシレス直流モータである。ＳＰＭ１３は、ステータと永久磁石を備えたロータとを有し、ステータにコイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗが設けられる。コイル１３ｕの一端、コイル１３ｖの一端、コイル１３ｗの一端は、夫々、外部端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに接続され、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗの他端同士は中性点１３ｎにて共通接続されている。外部端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗは出力端子とも称され得る。尚、以下の説明において、単にロータと記した場合、それはＳＰＭ１３のロータを指すものとする。

ＳＰＭドライバ３３は、Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕと、Ｖ相のハーフブリッジ回路５０ｖと、Ｗ相のハーフブリッジ回路５０ｗと、プリドライバ回路５１と、駆動制御信号生成回路５２と、ＢＥＭＦ［Back Electro Magnetic Force］コンパレータ５３と、ＳＰＭコントローラ１００とを備え、ウィンドウ駆動方式ないしはウィンドウレス駆動方式にてＳＰＭ１３をセンサレス駆動する。この際、ＳＰＭドライバ３３はＳＰＭ１３を１８０度通電方式（正弦波駆動）にて駆動して良い。

ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの夫々は、電源電圧ＶＰＷＲが加わるラインとグランドとの間に直列に接続されたハイサイドトランジスタＴｒＨ及びローサイドトランジスタＴｒＬから成る。トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ［Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor］として構成されている。電源電圧ＶＰＷＲは所定の正の直流電圧であり、ここでは例として１２Ｖ（ボルト）であるとする。

より具体的には、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの夫々において、トランジスタＴｒＨのドレインは、電源電圧ＶＰＷＲが印加される第１電源端子に接続されて電源電圧ＶＰＷＲの供給を受け、トランジスタＴｒＨのソースとトランジスタＴｒＬのドレインはノードＮＤにて共通接続され、トランジスタＴｒＬのソースは第２電源端子として機能するグランドに接続されている。ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおけるノードＮＤは、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに接続される。故に、ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ、５０ｗにおけるノードＮＤは、夫々、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗを介して、コイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの一端に接続されることになる。コイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの一端における電圧に相当する、出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ、ＯＵＴｗに加わる電圧を、夫々、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにて表す。プリドライバ回路５１並びにハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗにより、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、夫々、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相用の駆動電圧としてコイル１３ｕ、１３ｖ、１３ｗに供給されることになる。

駆動制御信号生成回路５２は、ＳＰＭコントローラ１００から入力される駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ及びウィンドウ信号ＷＤＷに応じて、ハーフブリッジ回路５０ｕに対する駆動制御信号ＤＲＶｕ、ハーフブリッジ回路５０ｖに対する駆動制御信号ＤＲＶｖ及びハーフブリッジ回路５０ｗに対する駆動制御信号ＤＲＶｗを生成及び出力する。また、ＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクを指定するｍビット（例えばｍ＝１１）のトルク指令信号ＳＤＡＣがＭＰＵ２２からＩＦ回路３２（図２を参照）を介して駆動制御信号生成回路５２に与えられており、駆動制御信号生成回路５２は、トルク指令信号ＳＤＡＣにて指定されたトルクがＳＰＭ１３にて発生するよう、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成する。この際、所定の波形データを参照して、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗに正弦波状の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが流れるよう、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成して良い。駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗの夫々はパルス幅が可変の二値信号であり、ハイレベル又はローレベルをとる。

プリドライバ回路５１は、駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに従ってハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗをそれぞれ形成する各トランジスタのゲート電位（ＨＵ、ＬＵ、ＨＶ、ＬＶ、ＨＷ、ＬＷ）を制御することにより、各ハーフブリッジ回路の状態を制御する。これにより、電源電圧ＶＰＷＲを駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗに従ってスイッチングした電圧が駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗとして出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに加わって、ＳＰＭ１３がスイッチング駆動されることになる。ハーフブリッジ回路５０ｕ、５０ｖ及び５０ｗの内の任意の１つである対象ハーフブリッジ回路において、トランジスタＴｒＨがオンであって且つトランジスタＴｒＬがオフとなっている状態を出力ハイ状態と称し、トランジスタＴｒＨがオフであって且つトランジスタＴｒＬがオンとなっている状態を出力ロー状態と称する。トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのオン抵抗がゼロであると仮定すると、例えばハーフブリッジ回路５０ｕにおいて、出力ハイ状態であればハイサイドトランジスタＴｒＨを介して電源電圧ＶＰＷＲが出力端子ＯＵＴｕに加わり、出力ロー状態であればローサイドトランジスタＴｒＬを介してグランドの電位が出力端子ＯＵＴｕに加わる（但し過渡状態を無視）。また、トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬの双方がいずれもオフである状態を出力ハイインピーダンス状態と称する。出力ハイインピーダンス状態では、コイル１３ｕへの通電が停止される。ハーフブリッジ回路５０ｖ及び５０ｗについても同様である。

ＢＥＭＦコンパレータ５３は、ＳＰＭ１３の駆動電圧Ｖ＊（ただし、＊はｕ、ｖ、ｗの少なくとも一相、以下も同様）と中性点電圧ＶＣＴとを比較することにより、比較出力信号ＣＯＵＴ＊を生成してＳＰＭコントローラ１００に出力する。比較出力信号ＣＯＵＴ＊は、例えば、Ｖ＊＞ＶＣＴであるときにハイレベルとなり、Ｖ＊＜ＶＣＴであるときにローレベルとなる。

なお、ハーフブリッジ回路５０＊が出力ハイインピーダンス状態とされるウィンドウ区間（＝ウィンドウ信号ＷＤＷのハイレベル期間）には、駆動電圧Ｖ＊として、逆起電力ＢＥＭＦ＊に応じた誘起電圧が発生する。従って、ＳＰＭコントローラ１００では、ウィンドウ区間において、比較出力信号ＣＯＵＴ＊のパルスエッジ（＝立上りエッジ又は立下りエッジ）を監視することにより、逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングを検出することができる（詳細は後述）。

また、上記の中性点電圧ＶＣＴについては、ＳＰＭ１３の中性点１３ｎから引き出してもよいし、若しくは、三相の駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを合成して疑似的に生成してもよい。また、ＢＥＭＦコンパレータ５３において、三相全ての比較出力信号ＣＯＵＴｕ、ＣＯＵＴｖ及びＣＯＵＴｗを生成する場合、三相の駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗと中性点電圧ＶＣＴとを並列に比較してもよいし、或いは、時分割で順次比較してもよい。

ＳＰＭコントローラ１００は、比較出力信号ＣＯＵＴ＊のほかに、駆動電圧Ｖ＊とトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ＊（延いては、駆動電流Ｉ＊に関する情報信号）の入力を受け付けており、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ及びウィンドウ信号ＷＤＷを生成して駆動制御信号生成回路５２に出力する。また、ＳＰＭコントローラ１００は、逆起電力検出信号ＢＥＭＦ（例えば、比較出力信号ＣＯＵＴ＊の生データ、若しくは、ＳＰＭコントローラ１００の内部で生成される各種のゼロクロス検出信号）をＭＰＵ２２に送出する機能も備えている。ＭＰＵ２２は、逆起電力検出信号ＢＥＭＦに基づいてトルク指令信号ＳＤＡＣを調整する。すなわち、ＳＰＭコントローラ１００とＭＰＵ２２により、ＳＰＭ１３の回転速度制御ループが形成されている。

＜ＳＰＭコントローラ（第１実施形態）＞
図５は、ＳＰＭコントローラ１００の第１実施形態を示す図である。本実施形態のＳＰＭコントローラ１００は、ウィンドウ駆動部１１０と、ウィンドウレス駆動部１２０と、信号処理部１３０と、セレクタ１４０及び１５０と、を含む。

ウィンドウ駆動部１１０は、ウィンドウ駆動方式（＝所定相のコイル１３＊に生じる逆起電力ＢＥＭＦ＊（誘起電圧と理解してもよい）のゼロクロスタイミングに基づいてＳＰＭ１３の駆動制御を行う第１駆動方式に相当）を実装するための機能ブロックであり、ＢＥＭＦ検出部１１１を含む。

ＢＥＭＦ検出部１１１は、ハーフブリッジ回路５０＊が出力ハイインピーダンス状態とされるウィンドウ区間（＝ウィンドウ信号ＷＤＷのハイレベル期間）において、比較出力信号ＣＯＵＴ＊のパルスエッジ（＝立上りエッジ又は立下りエッジ）から、コイル１３＊に生じる逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングを検出し、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸを生成する。なお、ここで検出されるゼロクロスタイミングは、逆起電力ＢＥＭＦ＊が負から正に切り替わるタイミングであっても良いし、逆起電力ＢＥＭＦ＊が正から負に切り替わるタイミングであっても良い。ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸは、原則ローレベルであり、逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングが検出される度にハイレベルに立ち上がるパルス信号となる。

ウィンドウレス駆動部１２０は、ウィンドウレス駆動方式（＝所定相のコイル１３＊に流れる駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングと所定相のコイル１３＊に印加される駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングとの差分位相ＥＲＲ＿ＣＤが所定の目標位相ＴＰ＿ＣＤと一致するようにＳＰＭ１３の駆動制御を行う第２駆動方式に相当）を実装するための機能ブロックであり、駆動電流ゼロクロス検出部１２１と、位相制御部１２２と、信号出力部１２３と、を含む。

なお、駆動電圧Ｖ＊が駆動制御信号ＤＲＶ＊に基づいてパルス幅変調されている場合、「駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミング」とは、駆動電圧Ｖ＊自体が中性点電圧ＶＣＴと交差するタイミングではなく、駆動電圧Ｖ＊を平滑化することにより得られる交流電圧波形が中性点電圧ＶＣＴと交差するタイミングとして理解すればよい。若しくは、正弦波状の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを供給するために出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに印加すべき交流電圧波形が中性点電圧ＶＣＴと交差するタイミングとして理解してもよい。また、この場合、駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングは、駆動制御信号ＤＲＶ＊のオンデューティ（＝一周期に占めるハイレベル期間の比率）がその可変範囲の中央値を取るタイミングと一致する。

駆動電流ゼロクロス検出部１２１は、駆動電圧Ｖ＊とトランジスタＴｒＨ及びＴｒＬのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ＊（延いては駆動電流Ｉ＊に関する情報信号）から、コイル１３＊に流れる駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングを検出し、駆動電流ゼロクロス検出信号ＣＺＸを生成する。なお、ここで検出されるゼロクロスタイミングは、駆動電流Ｉ＊が負から正に切り替わるタイミングであっても良いし、駆動電流Ｉ＊が正から負に切り替わるタイミングであっても良い。駆動電流ゼロクロス検出信号ＣＺＸは、原則ローレベルであり、駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングが検出される度にハイレベルに立ち上がるパルス信号となる。

位相制御部１２２は、駆動電流ゼロクロス検出信号ＣＺＸとＤＲＶゼロクロス検出信号ＤＺＸの入力を受け付けており、次回の駆動サイクルにおける駆動周波数ｆを設定するための駆動ステート時間ＤＳＴを生成する。また、位相制御部１２２は、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥの入力を受け付けており、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移時に目標位相ＴＰ＿ＣＤを適切に設定する機能を備えている。これについては後ほど詳細に説明する。

信号出力部１２３は、位相制御部１２２から入力される駆動ステート時間ＤＳＴに基づいて、仮想ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸ２を出力する。なお、仮想ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸ２は、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＥＭＦと同様、ロータの位置情報を含んでおり、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移後、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸに代えて信号処理部１３０に入力される。

信号処理部１３０は、セレクタ１４０の選択出力信号（＝ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸと仮想ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸ２の一方）に基づいて、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ及びウィンドウ信号ＷＤＷを生成する機能ブロックであり、駆動クロック信号生成部１３１と、ウィンドウ信号生成部１３２と、ＤＲＶゼロクロス検出信号生成部１３３と、を含む。

駆動クロック信号生成部１３１は、セレクタ１４０の選択出力信号をｍ逓倍（例えば、ｍ＝６）することにより、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫを生成して駆動制御信号生成回路５２に出力する。駆動制御信号生成回路５２は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫを用いて、ＳＰＭ１３を所望の態様で駆動するための駆動信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ及びＤＲＶｗを生成できる。例えば、駆動制御信号生成回路５２は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫと所定の波形データに基づき、コイル１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗの夫々に正弦波状の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを供給するために出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに印加すべきＵ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧を求め、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧を示す信号をパルス幅変調することで駆動制御信号ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗを生成する。これにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相目標電圧をパルス幅変調した電圧であるＵ相、Ｖ相及びＷ相の駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが出力端子ＯＵＴｕ、ＯＵＴｖ及びＯＵＴｗに加わって、ＳＰＭ１３の所望の駆動が実現される。

ウィンドウ信号生成部１３２は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに同期してウィンドウ信号ＷＤＷを生成する。なお、ウィンドウ信号ＷＤＷは、逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングが到来する前にハイレベルとされ、逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングが検出されるとローレベルに戻される。

ＤＲＶゼロクロス検出信号生成部１３３は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫから、駆動制御信号ＤＲＶ＊のオンデューティがその可変範囲の中央値を取るタイミングを導出し、駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングに相当するＤＲＶゼロクロス検出信号ＤＺＸを生成する。なお、ここで検出されるゼロクロスタイミングは、駆動電圧Ｖ＊が負から正に切り替わるタイミングであっても良いし、駆動電圧Ｖ＊が正から負に切り替わるタイミングであっても良い。ＤＲＶゼロクロス検出信号ＤＺＸは、原則ローレベルであり、駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングが検出される度にハイレベルに立ち上がるパルス信号となる。

セレクタ１４０は、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＳＬＥに応じて、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸと仮想ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸ２のいずれか一方を選択し、選択された信号を信号処理部１３０に出力する。なお、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＳＬＥは、例えば、ウィンドウ駆動時にローレベルとなり、ウィンドウレス駆動時にハイレベルとなる。この場合、セレクタ１４０は、ＳＬＥ＝ＬであるときにＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸを選択出力し、ＳＬＥ＝Ｈであるときに仮想ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸ２を選択出力すればよい。

セレクタ１５０は、ＳＬＥ＝Ｌであるときにウィンドウ信号ＷＤＷをスルー出力し、ＳＬＥ＝Ｈであるときにウィンドウ信号ＷＤＷをローレベルに固定する。

＜ウィンドウ駆動方式＞
図６は、ウィンドウ駆動部１１０を用いたウィンドウ駆動方式の基本動作を示す図であり、上から順に、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸ、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ、ウィンドウ信号ＷＤＷ、各相ハイサイドトランジスタＴｒＨのゲート信号ＨＵ、ＨＶ及びＨＷ、並びに、各相ローサイドトランジスタＴｒＬのゲート信号ＬＵ、ＬＶ及びＬＷが描写されている。なお、本図の理解を容易とするために、縦軸及び横軸は適宜拡大ないしは縮小されており、各波形も適宜簡略化されている。

本図では、正弦波状の波形データＳＩＮを利用して、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが互いに１２０度ずつシフトした正弦波となるように駆動される。また、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸには、逆起電力ＢＥＭＦｕが中性点電圧ＶＣＴと交差するゼロクロスタイミング毎（＝パルス周期Ｔｐ１毎）にパルスが立ち上げられる。

駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫは、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸをｍ逓倍（例えばｍ＝６）することにより生成される。従って、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫのパルス幅Ｔｐ２は、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸのパルス周期Ｔｐ１の１／ｍである。また、先述の波形データＳＩＮは、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに同期して生成される。従って、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは、それぞれ、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸに同期して制御されることになる。

なお、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫには、図示のように、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸに対して所定の遅延Ｔｄが与えられてもよい。この遅延Ｔｄを調節することにより、モータ駆動を最適化することが可能となる。

ハイサイドのゲート信号ＨＵ、ＨＶ及びＨＷ、並びに、ローサイドのゲート信号ＬＵ、ＬＶ及びＬＷは、それぞれ駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫに同期して生成される。なお、ゲート信号ＨＵ、ＨＶ及びＨＷについては、ハイレベルがトランジスタＴｒＨのオン状態に相当し、ローレベルがトランジスタＴｒＨのオフ状態に相当する。同様に、ゲート信号ＬＵ、ＬＶ及びＬＷについては、ハイレベルがトランジスタＴｒＬのオン状態に相当し、ローレベルがトランジスタＴｒＬのオフ状態に相当する。さらに、本図では明示されていないが、トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬの少なくとも一方のオン状態は、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが正弦波形となるようにパルス幅変調される。

ウィンドウ信号ＷＤＷは、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが到来する前にハイレベルとされる。駆動制御信号生成回路５２は、ウィンドウ信号ＷＤＷのハイレベル期間において、ゲート信号ＨＵ及びＬＵをいずれもローレベルとし、Ｕ相のハーフブリッジ回路５０ｕを出力ハイインピーダンス状態とする（図中のハッチング領域を参照）。その結果、コイル１３ｕに駆動電流Ｉｕが流れなくなり、出力端子ＯＵＴｕには、逆起電力ＢＥＭＦｕに応じた誘起電圧が生じる。従って、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを検出することが可能となる。なお、逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングが到来し、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸがハイレベルに立ち上がると、ウィンドウ信号ＷＤＷがローレベルに戻る。

なお、本図では、Ｕ相における逆起電力ＢＥＭＦｕのゼロクロスタイミングを検出する例を挙げたが、逆起電力のゼロクロスタイミングが検出される所定相は、Ｖ相又はＷ相であっても良いし、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内の２以上の相の夫々が所定相であっても良い。

また、上記のウィンドウ駆動方式は、ロータが完全に停止しているときには利用することができない。そのため、ＳＰＭ１３の始動時には、まず公知の強制転流方式でロータにある程度の回転力を与えた後、ウィンドウ駆動方式に遷移すればよい。

＜ウィンドウレス駆動方式＞
図７は、ウィンドウレス駆動部１２０に含まれる位相制御部１２２の一構成例を示す図である。本構成例の位相制御部１２２は、減算器１２２ａと、加算器１２２ｂと、ＰＩ制御部１２２ｃと、目標位相設定部１２２ｄと、を含む。

減算器１２２ａは、駆動電流ゼロクロス検出信号ＣＺＸ（＝駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングに相当する位相情報）から、加算器１２２ｂの出力信号（＝ＤＺＸ＋ＴＰ＿ＣＤ）を減算することにより、駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングと駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングとの差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを導出する。

加算器１２２ｂは、ＤＲＶゼロクロス検出信号ＤＺＸ（＝駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングに相当する位相情報）に目標位相ＴＰ＿ＣＤを加算し、その加算結果（＝ＤＺＸ＋ＴＰ＿ＣＤ）を減算器１２２ａに出力する。

ＰＩ制御部１２２ｃは、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤの入力を受け付けており、目標位相ＴＰ＿ＣＤに対する偏差Ｐ（＝ＥＲＲ＿ＣＤ）とその積分Ｉに応じた帰還制御により、先述の駆動ステート時間ＤＳＴを導出する。なお、Ｐゲイン及びＩゲインについては、ＩＦ回路３２を介して任意に設定することが可能である。

目標位相設定部１２２ｄは、加算器１２２ｂに入力される目標位相ＴＰ＿ＣＤを設定する機能ブロックであり、ラッチ部ｄ１と、固定値格納部ｄ２と、セレクタｄ３とを含む。

ラッチ部ｄ１は、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤの入力を受け付けており、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移時（＝ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥがハイレベルに立ち上がるタイミング）において、遷移直前に検出された差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを目標位相ＴＰ＿ＣＤとして保持する。なお、ラッチ部ｄ１の初期出力値は０（または固定値格納部ｄ２に格納される固定値）としておけばよい。ラッチ部ｄ１の導入意義については、後ほど詳細に説明する。

固定値格納部ｄ２は、目標位相ＴＰ＿ＣＤの固定値（例えば０）を格納する。

セレクタｄ３は、目標位相選択信号ＴＳＥＬに応じて、ラッチ部ｄ１と固定値格納部ｄ２のいずれか一方を選択し、その出力値を目標位相ＴＰ＿ＣＤとして出力する。例えば、セレクタｄ３は、ＴＳＥＬ＝Ｈであればラッチ部ｄ１の格納値（ＥＲＲ＿ＣＤ）を選択出力し、ＴＳＥＬ＝Ｌであれば固定値格納部ｄ２の格納値（０）を選択出力する。

このように、目標位相設定部１２２ｄは、ラッチ部ｄ１のほかに、固定値格納部ｄ２とセレクタｄ３を備えているので、ＴＳＥＬ＝Ｌとしておけば、目標位相ＴＰ＿ＣＤとして固定値を選択することも可能である。

図８は、ウィンドウレス駆動部１２０を用いたウィンドウレス駆動方式の基本動作を示す図である。なお、本図の左側には、ＳＤＡＣ＝固定値という前提の下、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭと差分位相ＥＲＲ＿ＣＤとの関係が示されている。また、本図の右側には、ＴＰ＿ＣＤ＝０という前提の下、ＥＲＲ＿ＣＤ＞０の場合、ＥＲＲ＿ＣＤ＝０の場合、及び、ＥＲＲ＿ＣＤ＜０の場合について、それぞれ、逆起電力ＢＥＭＦ＊（実線）、駆動電流Ｉ＊（小破線）、及び、駆動電圧Ｖ＊の平滑波形（大破線）が描写されている。

本図で示すように、モータレス駆動方式では、ＥＲＲ＿ＣＤ＞０であるとき（＝駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングが駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングよりも早いとき）には、駆動周波数ｆを引き下げることでＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭが下げられ、逆に、ＥＲＲ＿ＣＤ＜０であるとき（＝駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングが駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングよりも遅いとき）には、駆動周波数ｆを引き上げることでＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭが高められる。

このように、モータレス駆動方式では、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤと目標位相ＴＰ＿ＣＤとの大小関係に応じて駆動周波数ｆを調整することにより、ＥＲＲ＿ＣＤ＝ＴＰ＿ＣＤとなるように、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭをバランスさせることが可能となる。

＜遷移シーケンス（第１実施形態）＞
図９は、第１実施形態における駆動方式の遷移シーケンスを示す図であり、上から順番に、目標位相ＴＰ＿ＣＤ、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥ、目標位相選択信号ＴＳＥＬ、駆動方式の切替状態（ウィンドウ駆動方式／ウィンドウレス駆動方式）、及び、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭが描写されている。

時刻ｔ１以前には、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥがローレベルとされているので、ウィンドウ駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御により、回転速度ＲＰＭが所望の目標値に維持されている。

なお、ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３を駆動している間にも、ウィンドウレス駆動部１２０では、駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングと駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングとの差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ（本図では１０μｓ）が逐次検出されている。

その後、時刻ｔ１において、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥがハイレベルに立ち上がると、ＳＰＭ１３の駆動方式がウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式に遷移する。なお、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥは、ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭが安定してからハイレベルに立ち上げることが望ましい。

このように、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移を行うことにより、ＳＰＭ１３の始動直後における安定動作の確保（＝ウィンドウ駆動方式の利点）と、定常時における静音化及び振動抑制（＝ウィンドウレス駆動方式の利点）の双方を両立することが可能となる。

ところで、一般に、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移直前における差分位相ＥＲＲ＿ＣＤは、様々な要因（ＳＰＭ１３の駆動状態や製造ばらつきなど）で変動する。そのため、目標位相ＴＰ＿ＣＤが固定値である場合には、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤと目標位相ＴＰ＿ＣＤが大きく乖離している状態から、ウィンドウレス駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御が始まってしまい、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭに意図しない変動を生じるおそれがある。

一方、第１実施形態における駆動方式の遷移シーケンスでは、目標位相選択信号ＴＳＥＬがハイレベルである場合、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移時（＝時刻ｔ１）において、遷移直前に検出された差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ（本図では１０μｓ）が目標位相ＴＰ＿ＣＤとして設定される。

従って、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤと目標位相ＴＰ＿ＣＤが完全に一致している状態から、ウィンドウレス駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御を始めることができるので、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移をスムーズに行うことが可能となる。

なお、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭに着目すると、目標位相ＴＰ＿ＣＤが固定値である場合には、小破線（ＳＤＡＣ可変）または大破線（ＳＤＡＣ固定）で示したように、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移に伴い、回転速度ＲＰＭが目標速度から乖離する。これに対して、遷移直前に検出された差分位相ＥＲＲ＿ＣＤを目標位相ＴＰ＿ＣＤとして設定した場合には、実線のように、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移時にも、回転速度ＲＰＭを目標速度に維持することが可能となる。

＜ＳＰＭコントローラ（第２実施形態）＞
図１０は、ＳＰＭコントローラ１００の第２実施形態を示す図である。本実施形態のＳＰＭコントローラ１００は、先出の第１実施形態（図５）をベースとしつつ、さらに、自動進角調整部１６０を含んでいる。そこで、既出の構成要素については、図５と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、自動進角調整部１６０の動作と、その導入に伴い駆動方式の遷移シーケンスに加えられた変更点について詳述する。

自動進角調整部１６０は、ＢＥＭＦゼロクロス検出信号ＢＺＸと駆動電流ゼロクロス検出信号ＣＺＸの入力を受け付けており、ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３を駆動している間、逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングと駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングとの差分位相ＥＲＲ＿ＢＣが目標位相ＴＰ＿ＢＣ（例えば０μｓ）となるように、自動進角調整動作（＝進角量ＰＡＤＶの自動調整）を行う。

なお、自動進角調整部１６０は、自動進角調整イネーブル信号ＡＰＥに応じて、自動進角調整動作のオン／オフを切り替えることができる。より具体的に述べると、ＡＰＥ＝Ｌであるときには自動進角調整動作がオフされ、ＡＰＥ＝Ｈであるときには自動進角調整動作がオンされる。

また、自動進角調整部１６０は、自動進角調整完了信号ＡＰＣを位相制御部１２２及びセレクタ１４０及び１５０にそれぞれ出力する機能も備えている。なお、自動進角調整完了信号ＡＰＣは、自動進角調整動作の未完了時にローレベルとなり、自動進角調整動作の完了時にハイレベルとなる。

セレクタ１４０及び１５０は、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥがハイレベルに立ち上げられていても、自動進角調整完了信号ＡＰＣがハイレベルに立ち上げられるまでは、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移を待機する。

また、位相制御部１２２は、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥがハイレベルに立ち上げられていても、自動進角調整完了信号ＡＰＣがハイレベルに立ち上げられるまでは、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤのラッチ動作を待機する。

ただし、自動進角調整イネーブル信号ＡＰＥがローレベルである場合には、自動進角調整完了信号ＡＰＣがローレベルであっても上記の待機動作は行われない。なお、これらの待機動作については、遷移シーケンスの変更点として後述する。

図１１は、自動進角調整部１６０による自動進角調整動作の一例を示す図であり、ＴＰ＿ＢＣ＝０という前提の下、ＥＲＲ＿ＢＣ＜０の場合、ＥＲＲ＿ＢＣ＝０の場合、及び、ＥＲＲ＿ＢＣ＞０の場合について、それぞれ、逆起電力ＢＥＭＦ＊（実線）、駆動電流Ｉ＊（小破線）、及び、駆動電圧Ｖ＊の平滑波形（大破線）が描写されている。

本図で示すように、自動進角調整動作では、ＥＲＲ＿ＢＣ＞０であるとき（＝逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングが駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングよりも早いとき）には、進角量ＰＡＤＶが低減され、逆に、ＥＲＲ＿ＢＣ＜０であるとき（＝逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングが駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングよりも遅いとき）には、進角量ＰＡＤＶが増大される。

なお、進角量ＰＡＤＶは、逆起電力ＢＥＭＦ＊のゼロクロスタイミングと駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングとの差分位相（＝ＢＣＸ－ＤＣＸ）に相当する。

このように、自動進角調整動作では、差分位相ＥＲＲ＿ＢＣと目標位相ＴＰ＿ＢＣとの大小関係に応じて進角量ＰＡＤＶを調整することにより、ＥＲＲ＿ＢＣ＝ＴＰ＿ＢＣ（＝０）を実現することが可能となる。

＜遷移シーケンス（第２実施形態）＞
図１２は、第２実施形態における駆動方式の遷移シーケンスを示す図であり、上から順番に、自動進角調整イネーブル信号ＡＰＥ、進角量ＰＡＤＶ、自動進角調整完了信号ＡＰＣ、目標位相ＴＰ＿ＢＣ、差分位相ＥＲＲ＿ＢＣ、目標位相ＴＰ＿ＣＤ、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥ、目標位相選択信号ＴＳＥＬ、駆動方式のステータス（ウィンドウ駆動方式／ウィンドウレス駆動方式）、及び、ＳＰＭ１３の回転速度ＲＰＭが描写されている。

時刻ｔ１１以前には、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥがローレベルとされているので、ウィンドウ駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御により、回転速度ＲＰＭが所望の目標値に維持されている。

また、時刻ｔ１１以前には、自動進角調整イネーブル信号ＡＰＥもローレベルとされているので、差分位相ＥＲＲ＿ＢＣ（本図では２０μｓ）は目標位相ＴＰ＿ＢＣ（本図では０μｓ）と一致しておらず、進角量ＰＡＤＶ（本図では８０ｈ）も未調整のままである。また、自動進角調整完了信号ＡＰＣは、当然のことながらローレベル（＝未完了時の論理レベル）に維持されている。

なお、ウィンドウ駆動方式でＳＰＭ１３を駆動している間にも、ウィンドウレス駆動部１２０では、駆動電流Ｉ＊のゼロクロスタイミングと駆動電圧Ｖ＊のゼロクロスタイミングとの差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ（本図では１０μｓ）が逐次検出されている。この点については、先出の図９と何ら変わるところはない。

その後、時刻ｔ１１において、自動進角調整イネーブル信号ＡＰＥがハイレベルに立ち上がると、自動進角調整動作が開始される。具体的には、差分位相ＥＲＲ＿ＢＣが目標位相ＴＰ＿ＢＣと一致するように、進角量ＰＡＤＶが徐々に調整されていく（本図では、ＥＲＲ＿ＢＣ＝２０μｓ→０μｓ、ＰＡＤＶ＝８０ｈ→８８ｈ）。

また、上記の自動進角調整動作に伴って、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤも徐々に変化していく（本図では、ＥＲＲ＿ＣＤ＝１０μｓ→５μｓ）。

なお、本図では、時刻ｔ１１において、ウィンドウレス駆動イネーブル信号ＷＬＥもハイレベルに立ち上げられているが、自動進角調整完了信号ＡＰＣがハイレベルに立ち上げられるまで、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移、及び、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤのラッチ動作（＝目標位相ＴＰ＿ＣＤの設定動作）がいずれも待機される。

その後、時刻ｔ１２において、上記の自動進角調整動作が完了し、自動進角調整完了信号ＡＰＣがハイレベルに立ち上がると、ＳＰＭ１３の駆動方式がウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式に遷移する。また、このとき、遷移直前に検出された差分位相ＥＲＲ＿ＣＤ（本図では５μｓ）が目標位相ＴＰ＿ＣＤとして設定される。

従って、差分位相ＥＲＲ＿ＣＤと目標位相ＴＰ＿ＣＤが完全に一致している状態から、ウィンドウレス駆動方式によるＳＰＭ１３の駆動制御を始めることができるので、ウィンドウ駆動方式からウィンドウレス駆動方式への遷移をスムーズに行うことが可能となる。この点については、先出の第１実施形態と同様である。

＜変形例＞
トランジスタＴｒＨ及びＴｒＬから成るハーフブリッジ回路５０＊において、トランジスタＴｒＨのドレインは第１電源端子に接続され、トランジススタＴｒＬのソースは第２電源端子に接続されることになるが、第１電源端子及び第２電源端子は固定された電位を有する端子であれば任意である。但し、第１電源端子における電位は第２電源端子における電位よりも高い。また、各ハーフブリッジ回路５０＊において、トランジスタＴｒＨの寄生ダイオードとは別に、ノードＮＤから第１電源端子に向かう方向を順方向とするダイオードがトランジスタＴｒＨに並列接続されていても良く、トランジスタＴｒＬの寄生ダイオードとは別に、第２電源端子からノードＮＤに向かう方向を順方向とするダイオードがトランジスタＴｒＬに並列接続されていても良い。

駆動制御信号生成回路５２は、駆動クロック信号ＤＲＶＣＬＫ及びウィンドウ信号ＷＤＷ、並びに、トルク指令信号ＳＤＡＣに基づいて、駆動制御信号（ＤＲＶｕ、ＤＲＶｖ、ＤＲＶｗ）を生成するようにしているが、ＳＰＭ１３にて発生されるべきトルクが予め定まっているようなケースでは、トルク指令信号ＳＤＡＣは不要となりうる。

ＳＰＭ１３が３相分のコイルにて構成される例を上述したが、ＳＰＭ１３が３相とは異なる複数相分のコイルにて構成されることがあっても良い。

ドライバＩＣ３０の各構成要素は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いてドライバＩＣ３０内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。また、ＳＰＭドライバ３３単体を半導体集積回路の形態で形成し、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置を構成するようにしても良い。

上述の実施形態では、ＨＤＤ装置１のＳＰＭ１３に対するモータドライバ装置（ドライバＩＣ３０）に本発明を適用する例を挙げているが、モータを駆動する任意のモータドライバ装置に本発明を広く適用可能であり、例えば空冷用のファンモータを駆動するためのモータドライバ装置に本発明を適用しても良い。

トランジスタＴｒＨがＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成されるように各ハーフブリッジ回路５０＊を変形しても良い。トランジスタＴｒＬをＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにすることも可能ではある。

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、上述の主旨を損なわない態様で、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ［Insulated Gate Bipolar Transistor］又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは、第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。

＜その他の変形例＞
また、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されている発明は、センサレス方式でモータの駆動制御を行うモータドライバ装置全般に広く利用することが可能である。

１ ＨＤＤ装置
１３ ＳＰＭ（スピンドルモータ）
１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ コイル
２２ ＭＰＵ
３３ ＳＰＭドライバ
５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ ハーフブリッジ回路
５１ プリドライバ回路
５２ 駆動制御信号生成回路
５３ ＢＥＭＦコンパレータ
１００ ＳＰＭコントローラ
１１０ ウィンドウ駆動部
１１１ ＢＥＭＦ検出部（ＢＥＭＦゼロクロス検出部）
１２０ ウィンドウレス駆動部
１２１ 駆動電流ゼロクロス検出部
１２２ 位相制御部
１２２ａ 減算器
１２２ｂ 加算器
１２２ｃ ＰＩ制御部
１２２ｄ 目標位相設定部
１２３ 信号出力部
１３０ 信号処理部
１３１ 駆動クロック信号生成部
１３２ ウィンドウ信号生成部
１３３ ＤＲＶゼロクロス検出信号生成部
１４０、１５０ セレクタ
１６０ 自動進角調整部
ｄ１ ラッチ部
ｄ２ 固定値格納部
ｄ３ セレクタ
ＴｒＨ ハイサイドトランジスタ
ＴｒＬ ローサイドトランジスタ

Claims (9)

1. 所定相のコイルに生じる逆起電力のゼロクロスタイミングに基づいてモータの駆動制御を行う第１駆動方式と、前記所定相のコイルに流れる駆動電流のゼロクロスタイミングと前記所定相のコイルに印加される駆動電圧のゼロクロスタイミングとの第１差分位相が所定の第１目標位相と一致するように前記モータの駆動制御を行う第２駆動方式とを備え、
   前記第１駆動方式で前記モータを駆動している間にも、前記第１差分位相を逐次検出しておき、前記第１駆動方式から前記第２駆動方式への遷移時には、遷移直前に検出された前記第１差分位相を前記第１目標位相に設定し、
   前記第２駆動方式では、前記第１差分位相が前記第１目標位相よりも大きければ前記モータの回転速度を下げ、前記第１差分位相が前記第１目標位相よりも小さければ前記モータの回転速度を上げることを特徴とするモータドライバ装置。
2. 前記第１駆動方式で前記モータの回転速度が安定してから前記第２駆動方式に遷移することを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ装置。
3. 前記第１目標位相として固定値を選択することが可能であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータドライバ装置。
4. 前記第１駆動方式で前記モータを駆動している間、前記逆起電力のゼロクロスタイミングと前記駆動電流のゼロクロスタイミングとの第２差分位相が所定の第２目標位相と一致するよう自動進角調整動作を行うことを特徴とする請求項１～請求項３のいずれか一項に記載のモータドライバ装置。
5. 前記自動進角調整動作が完了するまで前記第２駆動方式への遷移を待機することを特徴とする請求項４に記載のモータドライバ装置。
6. 前記自動進角調整動作では、前記第２差分位相が前記第２目標位相よりも大きければ進角量を減らし、前記第２差分位相が前記第２目標位相よりも小さければ進角量を増やすことを特徴とする請求項４または請求項５に記載のモータドライバ装置。
7. 請求項１～請求項６のいずれか一項に記載のモータドライバ装置を集積化して成ることを特徴とする半導体装置。
8. 請求項７に記載の半導体装置と、
   前記半導体装置を用いて駆動されるモータと、
   を有することを特徴とする電子機器。
9. 前記モータは、ディスクを回転させるスピンドルモータであることを特徴とする請求項８に記載の電子機器。

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