JP4647136B2 - 磁気ディスク記憶装置 - Google Patents

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    • H02P6/00Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
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    • H02P6/00Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28Arrangements for controlling current

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータの駆動制御技術さらにはモータの回転駆動電流波形の形成に適用して有効な技術に関するものであって、たとえばハードディスク(ハード・ディスク・ドライブ)装置のようなディスク型記憶媒体を回転駆動するスピンドルモータの駆動制御装置に利用して有効な技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
ハードディスク装置は、磁気ディスクに対する情報の書込/読み取りができるだけ高速で行なえること、つまりアクセスの高速化に対する要求が強いが、そのためにはディスク回転の高速化が重要である。従来、ハードディスク装置における磁気ディスクの回転には、一般にスピンドルモータと呼ばれるブラシレスの直流多相モータが用いられており、スピンドルモータで磁気ディスクを高速で回転させ、この回転している磁気ディスクにリード/ライト用の磁気ヘッドを磁気ディスクの表面に近接させて径方向へ移動させながら情報の書込みまたは読み取りを行なっている。
【0003】
従来のスピンドルモータの回転駆動制御においては、駆動回路によって各相のコイルに対して互いに位相の異なる図15に示すような矩形波状のパルス電流を流すことでロータを回転させるようにしていた。なお、図15には3相のいずれか1つの相に流される電流波形が示されており、他の2つの相には図15の波形と位相が120度ずつずれた波形を有する電流が流される。かかる矩形波状のパルス電流による回転駆動方式にあっては、電流の形成が容易であるという利点がある反面、トルクリップルが発生して回転むらや騒音が生じる原因となる。ところで、ブラシレスモータを回転むらや騒音を伴うことなく回転させるには、駆動電流波形をサイン波形にすると良いことが知られている。そこで、各相のコイルにサイン波状のパルス電流を流すことでロータを円滑に回転させるようにした発明が提案されている(特開平9−37584号公報)。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した技術においては、形成する電流波形の1周期分の波形情報を、モータの負荷に応じて複数分ROM(リードオンリメモリ)に記憶させておいて、ユーザーがそのうち一つを選択指定すると、指定された波形情報を順次読み出しながらコイルの駆動電流を制御することで、所望のサイン波形の電流を出力するように構成されている。そのため、ハードウェアの量が大きくなってしまうとともに、モータの負荷が変化してもコイル駆動波形を形成する基本クロックのデューティは一定のままであるため、出力電流が増加または減少したときに出力電流の相切換えが円滑に行なえないという課題のあることが本発明者らによって明らかとされた。
【0005】
本発明の目的は、比較的規模の小さな回路でサイン波形の電流をコイルに流すことができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を提供することにある。
【0006】
本発明の他の目的は、モータの負荷が変化したときにそれに応じて出力電流を円滑に変化させることができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を提供することにある。
【0007】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【0009】
すなわち、磁気ディスクを回転させる第1モータと、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、上記第1モータの駆動電流を制御する第1モータ駆動制御回路とを有する磁気ディスク記憶装置であって、上記第1モータは多相ブラシレスモータであり、該多相ブラシレスモータのセンタータップの電位はフローティングにされ、上記第1モータ駆動制御回路は、上記何れか1つの相のコイルを印加電圧が電源電圧となるフル振幅で駆動し、第2の相のコイルをサイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動し、第3のコイルを全コイルに流れる総電流が所定の電流値となるように制御するフィードバック制御で駆動するように構成したものである。
【0010】
上記した手段によれば、モータのコイルを、電力損失を生じることなくサイン波形に従って変化する電流で駆動することができ、これによってディスクの回転むらが少なくなり、高密度の磁気記憶が可能になるとともに低騒音で回転させることができるようになる。
【0011】
また、望ましくは、上記第1モータ駆動制御回路には、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を所定の演算によって生成する演算回路を設ける。これによって、サイン波形に対応する全データをメモリに保持しておく方式に比べて回路規模を小さくして、装置の小型化を図ることが可能となる。
【0012】
さらに、上記第1モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号をPWM信号として生成するように構成する。PWM信号による駆動方式とすることにより、リニアに変化する電流による駆動方式に比べて電力損失を減らすことができる。
【0013】
また、上記第1モータ駆動制御回路は、上記フィードバック制御で駆動する信号をPWM信号として生成するように構成する。PWM信号とすることにより電力損失を減らすことができるとともに、負荷が変化してもそれに応じた電流で駆動することができるためディスクの回転むらを一層少なくすることが可能となる。
【0014】
さらに、上記第1モータ駆動制御回路によって各相のコイルに流されるコイル電流は、コイルに誘起される逆起電圧の位相よりも、コイルのインダクタンスおよび内部抵抗に応じた所定の電気角だけ位相が早くなるように形成する。これにより、最大の駆動トルクでモータを回転させることができる。
【0015】
さらに、上記第1モータ駆動制御回路は、相の切換えタイミングが上記逆起電圧のゼロクロス位置からずれるように各相のコイルの駆動を行なうようにする。これにより、逆起電圧のゼロクロス位置を検出して相切換え制御を行なう場合に、相切換えでコイルに発生したノイズにより誤ったゼロクロス位置の検出を防止して精度の高い回転制御を行なうことができる。
【0016】
また、上記第1モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を、該信号で駆動する相が異なっても同一の演算によって生成するようにする。同一の演算ですべての相の駆動制御信号を生成することにより、回路の構成および演算プログラムを簡単にすることができる。
【0017】
さらに、上記第1モータ駆動制御回路および上記第1モータ駆動制御回路を制御するコントローラを備えている磁気ディスク記憶装置において、上記第1モータ駆動制御回路は上記各相のコイルに流される電流の総和が上記コントローラから供給される電流指令値と一致させるような制御を行なうように構成し、上記各相のコイルに流される電流がサイン波形に従って変化されることにより発生する上記総電流の変動を見越して上記電流指令値を補正する電流指令値補正回路を設ける。これにより、モータをサイン波で駆動することに伴なって生じるコイル電流のリップルに対する制御系の反応を鈍くさせることができ、その結果、トルクリップルを低減させ、一層回転むらを小さくすることができる。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
【0019】
本発明の具体的な実施形態について説明する前に、本発明によるモータコイルの駆動原理を、図1〜図3を用いて説明する。図1は、3相ブラシレスモータにおける駆動回路とモータの等価回路を示す。図1において、Lm(U),Lm(V),Lm(W)は、それぞれモータMTのU相、V相、W相の3つの相のステータコイル、Rm(U),Rm(V),Rm(W)は各相コイルLm(U),Lm(V),Lm(W)の内部抵抗、B-emf(U),B-emf(V),B-emf(W)は各相コイルLm(U),Lm(V),Lm(W)の逆起電圧源を表わしたものである。また、Ron(U),Ron(V),Ron(W)は上記各コイルLm(U),Lm(V),Lm(W)に電流を流す相電流出力回路を構成する出力トランジスタのオン抵抗、Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)は各コイルに印加する駆動電圧の電圧源を表わしたものである。
【0020】
図3は、図1の等価回路における各コイルLm(U),Lm(V),Lm(W)に発生する逆起電圧B−EMFと、コイルの両端に印加されるコイル電圧Vcoilと、コイル駆動電圧源Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)による印加電圧Vinputの波形との位相関係を示す。コイルには逆起電圧B−EMFと同位相で交流駆動電流を流したときに最も大きなトルクが得られる。
【0021】
しかし、逆起電圧B−EMFと同位相でコイルに駆動電圧を印加したとしても、コイルの有する内部抵抗によって実際にコイルに流れる電流Icoilには位相遅れが発生する。そこで、図3に示されているように、コイルLm(U),Lm(V),Lm(W)に発生する逆起電圧B−EMFの位相に対して、各相のコイル電圧VcoilはΔθcoilだけ位相が早くになるように印加し、コイル電流Icoilの位相を逆起電圧B−EMFの位相に一致させるのが望ましい。また、コイルの外から駆動電圧源Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)により印加される電圧Vinputの位相と各相のコイル電圧Vcoilの位相もずれるので、その位相差を考慮して駆動電圧源Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)の位相を決定する必要がある。
【0022】
ここで、逆起電圧B−EMFの位相に対するコイル電圧Vcoilの位相進み量Δθcoilは、次式(1)
Δθcoil=tan-1(ω・Lm/Ron+Rm)
=tan-1{(2π・fB-EMF)・Lm/(Ron+Rm)}……(1)
により表わせる。ただし、Δθcoilは使用するモータによって異なる値をとる。式(1)において、Lmはコイルのインダクタンス、fB-EMFは逆起電圧B−EMFの周波数すなわちモータの所望回転数である。
【0023】
次に、コイルの逆起電圧B−EMFの位相と駆動電圧源Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)の位相との差をΔθとすると、上記印加電圧Vinputは、図2に示すように、ベクトルで表わされたコイル電圧Vcoilと逆起電圧B−EMFとの合成ベクトルとして与えられる。従って、使用するモータからコイルのインダクタンスLmと内部抵抗Rmが決まれば、上記式(1)から位相差Δθcoilを求めることができ、図2のベクトル図からΔθを得ることができる。よって、コイルの逆起電圧B−EMFよりもΔθだけ位相が早くになるように、駆動電圧源Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)の位相を設定して駆動波形を形成してやれば、最大のトルクを得ることができる。また、各コイルに発生する逆起電圧B−EMFの位相は、逆起電圧のゼロクロス点を検出することで知ることができる。
【0024】
以下に述べる実施例のモータ駆動回路においては、上記のような位相関係の駆動電圧波形がコイルに印加されるように出力トランジスタの制御が行なわれる。しかも、この出力トランジスタの制御をPWM(パルス幅変調)方式で行なう、つまりPWM制御された信号(パルス)で出力トランジスタのゲート端子を制御することで、上記のような位相関係の駆動電圧波形がコイルに印加されるように構成される。
【0025】
ところで、コイルに印加する駆動電圧波形はサイン波形が望ましくその位相は図2のようなタイミングが望ましいことは説明したが、仮に上記のような条件を満足するようにコイルを駆動したとしても、図3(C)に示す駆動電圧波形を形成する際に、3相のコイルの共通接続端子であるセンタータップCTの電位VCTを一定にして、この電位VCTを中心電位としたサイン波形を形成して印加したとすると、図3(C)にハッチングが付されている部分が電力損失となってしまう。
【0026】
そこで、この電力損失を減らすため、センタータップCTの電位VCTを固定せずにフローティングにして、各相の駆動波形が最大振幅に振れる辺りのコイル駆動電圧を、電源電圧Vccまたは接地電位GND(=0V)に強制的に張りつかせることを考えた。図4(A)は各相の駆動波形が最大振幅に振れる辺りのコイル駆動電圧を電源電圧GND(=0Vに張りつかせた場合の波形を、また図4(B)は各相の駆動波形が最大振幅に振れる辺りのコイル駆動電圧を電源電圧Vcc)に張りつかせた場合の波形を示す。
【0027】
図4より、(A)の場合は図2(C)における下側のハッチング部分の電力損失分がなくなり、(B)の場合は図2(C)における上側のハッチング部分の電力損失分がなくなることが分かる。よって、図4(A)または(B)のいずれかの駆動波形を用いることで、センタータップCTの電位VCTを固定して図2(C)のようなサイン波形で駆動する場合に比べて電力効率を高くすることができる。なお、図4(A),(B)においては、VccまたはGNDに張りついていない部分の波形は一見するとサイン波形になっていないように見えるが、これはセンタータップCTの電位VCTが変動するためである。センタータップCTの電位VCTを基準に考えると、つまりセンタータップCTの電位VCTと各波形との電位差を見ると、サイン波形に従って変化していることが分かる。
【0028】
本実施例においては、上記のような駆動方式をさらに一歩進めて、図4(C)に示されているような波形で駆動する方式を採用することとした。この方式を採用することにより、ハードウェア的な構成の簡単化を図ることができる。なお、図4(C)の波形は、図4(A)から0〜37.5度,97.5〜157.5度,217.5〜277.5度,337.5〜360度の部分の波形を、また図4(B)から37.5〜97.5度,157.5〜217.5度,277.5〜337.5度の部分の波形をそれぞれ切り出して組み合わせたものである。
【0029】
0〜60度,60〜120度,120〜180度,180〜240度……のような60度単位での切出しとしなかったのは、図1からも分かるように60度,120度,180度,240度,300度は、それぞれコイルの逆起電圧のゼロクロス点であり、本実施例においては後述のように、コイルの逆起電圧のゼロクロス点を検出して駆動制御を行なうため、このようなところで各相の電流を切換えると電流の切換えにより逆起電力にノイズが発生して、ゼロクロス点の検出が正確に行えなくなるためである。
【0030】
次に、図4(C)のような駆動波形を形成する具体的な方法の一例を説明する。図4(C)において、各相の波形の近傍に付記されている「SP」と「PWM」と「F」なる符号は各波形の形成方法の種別を示している。符号が異なることは形成方法が違うことを意味している。以下、それぞれの波形の形成方法を順に説明する。
【0031】
先ず、符号「F」が付されている波形は、強制的にフル振幅レベルになるように出力トランジスタを駆動することにより形成される。つまり、符号「F」が付されている波形に対応する相のコイルを駆動する出力トランジスタは、そのゲート端子に所定時間(Fの波形の長さに相当)だけ連続してハイレベルの制御信号が印加されることで、Vcc(例えば12V)またはGND(0V)をコイルの駆動側端子に印加する。
【0032】
次に、「SP」が付された波形は、演算回路における演算によって生成されPWM制御された信号によって出力トランジスタが駆動されることにより形成される。図4より「SP」が付された波形は、前述のように切り出された電気角60度の範囲に、右上がりの部分と右下がりの部分それぞれ2つずつ存在するが、同一もしくは上下対象の形状である。従って、演算によって生成するようにすれば演算式は2つで済む。また、この右上がりの部分と右下がりの部分の波形のみ演算で形成すれば、他の波形若しくは波形の一部は電流検出に基づくフィードバック制御または出力トランジスタのフル振幅駆動で形成することができる。
【0033】
これより、360度すべての波形をROMのデータに従って形成する従来方式に比べて本実施例の方式の方が波形の形成が容易となり、ハードウェアの量を少なくできることが分かる。なお、演算回路による演算方法の具体例については後に詳しく説明するが、「SP」が付された波形も電気角60度の範囲内では16または32個のパルスによって出力トランジスタをオン、オフ制御するPWM信号が形成される。具体的には、右上がりの部分ではパルス幅が次第に広くなるように、右下がりの部分ではパルス幅が次第に狭くなるように制御される。
【0034】
図5(B)には、逆起電力B-EMFが(A)のように変化するU相、V相、W相の3つの相のコイルを駆動する出力トランジスタが、各タイミングで「F」、「PWM」、「SP」のうちどれに対応した方法で波形を形成するかを示す。図において、「上アーム」とは各相の出力トランジスタのうち電源電圧Vcc側のトランジスタを、また「下アーム」とはGND側の出力トランジスタを意味する。「上アーム」と「下アーム」にまたがって記され「D」なる符号が表示されているボックスは、Vcc側の出力トランジスタとGND側の出力トランジスタの両方をオフ状態にすることを意味している。このように、Vcc側とGND側の両出力トランジスタをオフ状態にする期間を設けているのは、逆起電圧のゼロクロス点を検出する際にコイルに印加される駆動電圧の影響をなくし、純粋に逆起電圧のみを観測してゼロクロス点を検出するためである。
【0035】
図6(A)には、0〜360度の範囲について示している図5のうち、90〜270度の部分についてこの間における電流検出に基づくフィードバック制御されるPWM相の出力トランジスタを駆動する信号のパルスのデューティ変化と、演算回路による演算で制御されるSP相の出力トランジスタを駆動する信号のパルスのデューティ変化を拡大して示す。このデューティ制御は一律のものではなく、出力電流の大きさに応じて自動的に位相が矢印Aのように調整される。そして、この位相調整は、直前の60度の範囲において検出されたコイルの電流値に基づいて行なわれる。また、図6(B)は、0〜360度の範囲について波形形成方法のタイミングを示している図5(B)のうち、90〜270度の部分を拡大して示す。
【0036】
次に、「PWM」が付された波形は、実施例のモータ駆動制御回路が備えている電流検出と電流比較に基づいて形成される。具体的には、本実施例のモータ駆動制御回路には、3つのコイルLu,Lv,Lwに流れる総電流を検出するためそれらを加算した電流が流れるように電流検出用抵抗RNFとこの電流検出用抵抗RNFの両端子間の電位差を検出して電流の大きさを検出する電流検出用差動アンプとが設けられており、電流検出用差動アンプにより検出されたコイルの電流値と図外のコントローラ(CPU)から供給される電流指示値との差を検出し、この差が「0」となるように出力トランジスタを駆動するPWM信号が生成されてコイルに流される出力電流の制御が行われる。
【0037】
例えば検出された電流が電流指示値よりも少ないときは、PWM信号のデューティが大きくされてより多くの電流をコイルに流すように制御が行なわれ、検出された電流が電流指示値よりも多いときは、PWM信号のデューティが小さくされてコイルに流す電流を減らすように制御が行なわれ、これを繰り返すことにより符号「PWM」が付された波形が形成される。そして、このPWM信号のデューティの制御は、前の周期で検出された出力電流の大きさに基づいて行なわれる。これによって、PWM信号のデューティ制御の位相すなわち図6(A)の鋸刃状の波形の位相も前の周期で検出された出力電流に応じて自動的に調整される。
【0038】
さらに、この実施例においては、電気角60度の範囲の波形は例えば16個のPWMパルスで形成されるようにされる。つまり、ロータが電気角で60度回転する間に形成される16個のパルスによって出力トランジスタが16回オン、オフ制御され、その16個のパルスのそれぞれ幅が前記検出された電流値に応じて変化されることで符号「PWM」が付された波形が形成される。このような電流検出に基づく駆動パルスのフィードバック制御は、従来のPWM制御方式のモータ駆動制御回路においても行なわれていたものであるので、従来と同様な回路と手順で、3つの相のいずれか1つのコイルに印加される駆動波形を形成することができる。
【0039】
図7は、本発明を適用して有効なハードディスク記憶装置に用いられるスピンドルモータの駆動制御回路に適用した場合の実施例を示す。図7に示されている回路は、モータのコイルLu,Lv,Lwを除きすべて単結晶シリコンのような1個の半導体基板上に形成される。
【0040】
図7において、11は3相ブラシレスモータのコイルLu,Lv,Lwに順次電流を流す電流出力回路、12は該電流出力回路11に対して出力電流を制御するPWM信号を生成し供給する出力電流制御回路、RNFは3つのコイルLu,Lv,Lwに流れる総電流を検出するためそれらを加算した電流が流れるように電流出力回路11に接続された電流検出用抵抗、13はこの電流検出用抵抗RNFの両端子間の電位差を検出して電流の大きさを検出する電流検出用差動アンプ、14はこの電流検出用差動アンプ13の出力電圧をAD変換してディジタル信号に変換するAD変換回路である。
【0041】
15は電流出力回路11の出力端子u,v,wとセンタータップCTに現われるコイルLu,Lv,Lwの逆起電圧を検出してゼロクロス点を示す信号を出力する逆起電圧検出回路、16は該逆起電圧検出回路15から出力される逆起電圧のゼロクロス点を示す信号と上記出力電流制御回路12から出力される出力電流のゼロ点を示す信号の位相差を検出する位相差検出回路、17は本系の位相補償を行なうループフィルタ、18はループフィルタ17の値(ディジタルコード)に応じた周波数(約100kHz)で発振する発振回路であり、この発振回路18の出力が上記出力電流制御回路12における前記PWM信号を生成する際の基準クロックとして利用される。
【0042】
また、上記位相差検出回路16とループフィルタ17と発振回路18と出力電流制御回路12と該出力電流制御回路12から位相差検出回路16へのフィードバック経路によりPLL(フェーズロックドループ)が形成される。このPLLは、逆起電圧検出回路15から出力される逆起電圧のゼロクロス点を示す信号の位相と出力電流制御回路12から出力される信号の位相とが一致するように発振回路18の発振動作を制御することで、コイルの印加電圧波形の周波数(1〜2kHz)をロックする。
【0043】
また、19は上記逆起電圧検出回路15から出力される逆起電圧をAD変換するAD変換回路、20はAD変換回路19の出力に基づいてモータ静止時に電流出力回路11によりいずれかの相から他の相に向かってロータが反応しないような短いパルス電流を流した時に非通電相に誘起され逆電圧検出回路15により検出された逆起電圧に基づいて通電開始相を決定する通電開始制御回路、21は図外のマイクロコンピュータ(CPU)などとの間でデータの送受信を行なうシリアルポートである。
【0044】
このシリアルポート21は、CPUから供給されるシリアルクロックSCLKやスピンドルモータの電流指示値、動作モードなどに関する情報を受け取ったり、受信したモード情報に基づいて駆動制御回路内部の制御信号を生成する機能を有する。
【0045】
さらに、22はこの図7に示されている回路全体を制御するシーケンサ、23は前記実施例で説明した「SP」相の駆動波形を形成するデューティ制御のための信号を生成する演算回路、24は前記電流検出用差動アンプ13により検出されたコイルの電流値とCPUからシリアルポート21を介して供給された電流指示値との差を検出する電流差検出回路、25は位相補償をしつつ前記電流差検出回路24の出力に基づいて検出された電流差に応じた値を発生するフィルタで、このフィルタ25から出力される電流差情報および前記演算回路23で生成された波形情報が前記出力電流制御回路12に供給され、出力トランジスタを駆動するPWM信号が生成されて電流出力回路11に供給され、コイルに流される出力電流の制御が行われる。
【0046】
出力電流Ioutは、PWM信号のデューティ(1周期に対するパルスの幅の割合)をDuty、コイルの逆起電圧をBemf、コイルの抵抗をRLとおくと、次式
Iout={(Vcc×Duty)−Bemf}/RL
で表わされるので、PWM信号のデューティDutyが変化されると、コイルの出力電流Ioutは上記式に従って制御される。
【0047】
次に、図4(C)において符号SPが付されている波形(以下、SP相の波形と称する)のより具体的な生成の仕方を、図8を用いて説明する。
【0048】
先ず、コイルの逆起電力B−EMFとコイル電圧Vcoilの位相がずれていない場合を考える。また、出力電流とCPUからの電流指示値とが一致しており、図4(C)において符号PWMが付されている波形(以下、PWM相の波形と称する)を生成するための制御信号のデューティは一定(例えば70%)である場合を想定する。図8(A),(B)には、その場合の逆起電力B−EMFとSP相の波形を生成するための制御信号のデューティとの関係を示す。なお、図8(A)においては、左側のスケールにPWM相のデューティを表示し、また右側のスケールにSP相のデューティをPWM相と逆向きに表示して、それぞれのスケールに対応してPWM相のデューティ(一定)とSP相のデューティ変化を表わす。
【0049】
図8において、電気角90度に着目すると、U相の逆起電力はゼロであり、V相とW相の逆起電力のちょうど中間である。このときV相がPWM相で、U相がSP相、V相はフル振幅駆動される相(以下、F相と称する)。従って、このときSP相であるU相のデューティは、PWM相であるV相のデューティD0(=70%)のちょうど半分であるD0/2の100%に対する補数D1(=100−D0/2)である65%となる。U相の波形は90度から120度にかけてはフル振幅に向かって変化するので、デューティは65%から100%へ変化させれば良い。この実施例では、このときのデューティ変化を直線的に行なったとしても誤差は小さいので、制御が簡単な直線的な変化で代行することとした。
【0050】
U相の波形が120度でデューティ100%に達したならばその後U相はフル振幅駆動されるF相に切り換えるとともに、それまでF相であったW相をSP相に切り換えて、その制御信号のデューティを100%から65%に向かって直線的に変化させる。そして、電気角150度で再び相の切り換えを行ない、それまでPWM相であったV相をSP相に切り換えてその制御信号のデューティを65%から100%に向かって直線的に変化させるとともに、SP相であったW相をF相に、またF相であったU相をPWM相に切り換え、これを電気角180度まで続ける。そして、電気角180度では、それまでF相であったW相をSP相に切り換えてその制御信号のデューティを100%から65%に向かって直線的に変化させるとともに、SP相であったV相をF相に切り換える。なお、このときU相はPWM相のままとする。
【0051】
なお、上記波形は、コイルの逆起電力B−EMFとコイル電圧Vcoilの位相がずれていない場合のものである。逆起電力B−EMFとコイル電圧Vcoilの位相ずれを考慮した場合には、各波形は図8(C)のようになる。すなわち、図8(B)における各SP相のデューティの変化の傾きと同じ傾きとし、開始点を位相Δθだけ早くして各SP相のデューティを制御する。これにより、各相のコイル電圧Vcoilの位相を逆起電圧B−EMFの位相よりも早くさせ、コイル電流Icoilの位相を逆起電圧B−EMFの位相に一致させて、最大のトルクを発生させることができる。
【0052】
ところで、図8(B)の場合には、電気角で30度、90度、150度、210度、270度および330度のところでそれぞれ相の切り換えが行なわれることになるが、これらのポイントは逆起電圧B−EMFのゼロクロス点に相当する。そのため、このようなポイントで相切り換えを行なうと相切り換えに伴なって逆起電圧にノイズが乗ってしまい、ゼロクロスポイントを正確に検出できなくなるおそれがある。そこで、図8(D)のように相切り換えのタイミングを、Δoffset(例えば電気角で7.5度)だけ遅らせるようにデューティを制御するのが望ましい。
【0053】
図8(D)のV字状の波形と図4(C)の100〜160度の範囲のSP相の波形とを比べると非常によく似ていることから、上記のようなデューティ制御方法で所望の波形(センタータップから見るとサイン波形)と類似した波形を生成することができることが分かる。なお、他の部分のSP相の波形は上下対象であるので、上記デューティ制御を正負逆にして行なうことで実現できることが容易に類推できる。図7の実施例のモータ駆動制御回路では、上記デューティ制御を演算回路23と出力電流制御回路12内のPWM制御回路との共同で実現している。
【0054】
次に、上記SP相の波形を生成するための演算回路23における演算の手順を、図9のフローチャートを用いて説明する。なお、このフローチャートによる手順の中で使用される変数の意味は、図10に示されている。図10を参照すると分かるように、このフローチャートに従ったPWM制御は、連続的ではなく、1通電期間(電気角で60度)の16個のPWMパルスに応じて16段階で行なわれる。なお、1通電期間のPWMパルスの数は任意である。
【0055】
PWM制御回路は、各相の通電期間にそれぞれPWMパルスを所定数(例えば16個)生成し出力トランジスタに印加するが、1通電期間の16個PWMパルスのオン時間(例えばハイレベルの期間)を順次加算してトータルオン時間Ton-totalを求めて行き、相切換え時にパルス数DIVで割って平均値PWMave.(=Ton-total÷DIV)を算出する(ステップS1)。また、1通電期間のAD変換回路14の出力値を順次加算して行き、相切換え時にパルス数DIVで割ってトータル出力電流の平均値Itotalave.を算出する(ステップS2)。
【0056】
次に、シリアルポートを介してCPUより入力される係数CIADJ(=Δθ/Itotal)と、ステップS2で算出された平均出力電流Itotalave.とを掛け合わせることで、コイルの印加電圧Vinputの位相進み量Δθ1を求める(ステップS3)。なお、CPUからは係数CIADJとして与える代わりに、ΔθとItotalとを与え、モータ駆動制御回路の側で演算によって係数を得るようにしても良い。
【0057】
次のステップS4では、ステップS3で求めた位相進み量Δθ1から、予めゼロクロス点からの相切換えタイミングの遅延量Δoffsetを差し引いた値Δθ2(=Δθ1−Δoffset)を算出する。また、ステップS1で算出したPWMパルスのトータルオン時間の平均値PWMave.をパルス数DIVで割ってPWMパルス1個当たりの平均デューティ変化量Δndown(=PWMave.÷DIV)を求める(ステップS5)。そして、次のステップS6では、ステップS5で求めた平均デューティ変化量ΔndownにステップS4で得られたΔθ2を掛け合わせることで、PWMパルスのトータルオン時間の平均値PWMave.からの減少量ΔCNTを求める。
【0058】
それから、PWMパルスのトータルオン時間の平均値PWMave.を1/2にすることで、位相遅れがないと仮定した場合の前記SP相の折り返し点デューティ(図8(B)のD1)を求め、この値からステップS6で求めた減少量ΔCNTを引くことで、相切換え後最初のSP相へ印加するPWMパルスのデューティSSN0を算出する(ステップS7)。その後、2回目以降のPWMパルスのデューティすなわちオン時間SSNdは、前回のPWMパルスのオン時間SSNd-1よりステップS5で求めた変化量Δndownを引くことで決定する(ステップS8)。
【0059】
次のステップS9では、ステップS8で決定したオン時間SSNdが「0」以下になったか否かを判定し「0」以下になるまでステップS8へ戻って繰り返すことで、図10に符号Tdownで示すSP相の下降期間のデューティを順次出力する。そして、オン時間SSNdが「0」以下になったならばステップS10へ移行して、前回のPWMパルスのオン時間SSNu-1に所定の変化量Δndown1を加算して次のPWMパルスのデューティすなわちオン時間SSNuを決定する。
【0060】
次のステップS11では、生成したパルスの数Nが1通電期間のパルス数DIVに達したか否かを判定し、NとDIVが一致するまでステップS10へ戻って繰り返すことで、図10に符号Tupで示すSP相の上昇期間のデューティを順次出力する。なお、図10に破線Aで示されている線は、位相遅れがないと仮定した場合のSP相のデューティ変化線で、図8(B)の波形に相当する。なお、上記ステップS8およびS10で算出されたデューティSSNdおよびSSNuはすべて1の補数すなわち(1−SSNd)または(1−SSNu)として出力される。図8の左側のスケールで算出されたデューティを右側のスケールに変換するためである。
【0061】
図11(A)には、図9のステップS8で算出されたデューティSSNdに基づいて生成された図10のSP相の下降期間TdownにおけるPWMパルスが、また図11(B)には、図10のSP相の上昇期間TupにおけるPWMパルスが示されている。
【0062】
図11(A)のPWMパルスは、図4(C)の37.5〜55度の期間においてはSP相となるコイル(Lv)を駆動するVcc側の出力トランジスタ(N−MOSの場合)のゲート端子に印加される。この出力トランジスタがP−MOSの場合には、図11(A)のPWMパルスの反転信号がゲート端子に印加される。また、図11(A)のPWMパルスは、図4(C)の97.5〜115度の期間においてはSP相となるコイル(Lu)を駆動するGND側の出力トランジスタ(N−MOSの場合)のゲート端子に印加される。
【0063】
さらに、図11(B)のPWMパルスは、図4(C)の55〜97.5度の期間においてはSP相となるコイル(Lu)を駆動するVcc側の出力トランジスタ(N−MOSの場合)のゲート端子に印加される。この出力トランジスタがP−MOSの場合には、図11(B)のPWMパルスの反転信号がゲート端子に印加される。また、図11(B)のPWMパルスは、図4(C)の115〜157.5度の期間においてはSP相となるコイル(Lw)を駆動するGND側の出力トランジスタ(N−MOSの場合)のゲート端子に印加される。以上により、SP相の上下対称波形を同一の値を用いて同一の手順で形成することができる。
【0064】
図12は、本発明を適用した第2の実施例におけるモータ駆動制御回路の要部の構成を示す。
【0065】
前述したように、第1の実施例のモータ駆動制御回路においては、3つのコイルLu,Lv,Lwに流れる総電流を検出するための電流検出用抵抗RNFと差動アンプ13とが設けられており、検出されたコイルの電流値と図外のコントローラ(CPU)から供給される電流指示値との差を検出し、この差が「0」となるように出力トランジスタを駆動するPWM信号が生成されてコイルに流される出力電流のフィードバック制御が行われる。一方、実施例のモータ駆動制御回路はモータの3相コイルをそれぞれ位相が120度ずれた3つのサイン波で駆動するため、モータに流れるトータルの電流Itotalは変動し、図13に太線Bで示すようにリップルをもった波形となる。
【0066】
そして、このトータル電流が電流検出用抵抗RNFと差動アンプ13で検出されてCPUから与えられる電流指令値SPNCRNT(短い時間内では一定)と比較されると、誤差が生じていると判断して出力電流制御回路12のフィードバック制御系はリップルに反応して出力電流を変化させてしまう。しかも、この電流制御系には遅れがあるため、トルクリップルを悪化させてしまうこととなる。
【0067】
そこで、図12の実施例においては、CPUから与えられる電流指令値SPNCRNTに係数を掛けて電流指令値を補正する補正用演算回路26とセレクタ27とが、誤差電流検出回路24に設けられている。電流指令値SPNCRNTに掛け合わされる係数は、出力電流の平均変動率に応じて例えば1.1のような値とされる。セレクタ27は、電流指令値SPNCRNTに係数を掛けた値と掛けない値のいずれかを選択して、AD変換回路14の出力との差分をとる加算回路28に供給する。
【0068】
上記セレクタ27の切換えタイミングは、出力電流制御回路12の相切換えタイミングから自動的に得ることができる。具体的には、制御系の遅延を考慮して、AD変換回路14が図13(B)に示されているトータル電流Itotalの山の部分に相当する電流値を出力するタイミングに合わせて、図13(A)のように電流指令値SPNCRNTに係数を掛けた値を選択し、トータル電流Itotalの谷の部分に相当する電流値を出力するタイミングに合わせて、電流指令値SPNCRNTに係数を掛けない値を選択するようにセレクタ27を切換え制御すると良い。電流指令値SPNCRNTに掛け合わされる係数として「1」よりも小さな例えば0.9のような値を設定し、上記と逆のタイミングでセレクタを切り換えるようにしても良い。
【0069】
この実施例のように、コイルのトータル電流Itotalの変動に応じて電流指令値SPNCRNTを追随変化させることで、コイル電流のリップルに対する制御系の反応を鈍くさせることができ、その結果、モータをサイン波で駆動することに伴なって生じるトルクリップルを低減させることができる。なお、この実施例では、電流指令値SPNCRNTを2段階に変化させているが、電流指令値SPNCRNTに係数を掛けて電流指令値を補正する補正用演算回路26を複数設けてセレクタ27でトータル電流Itotalの変動に合わせて適宜選択することで電流指令値SPNCRNTを3段階以上に変化させるようにすることも可能である。
【0070】
図14は、本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたスピンドルモータ制御系および磁気ヘッド駆動制御系を含む磁気ディスクシステムの一例としてのハードディスク装置全体の一構成例をブロック図で示したものである。
【0071】
図14において、210は図7に示されているような構成を備え上記スピンドルモータ310の駆動制御を行なうスピンドルモータ駆動制御回路であり、磁気ディスクを所定の速度で回転駆動させる。このスピンドルモータ駆動制御回路210は、マイクロコンピュータからなるコントローラ260から供給される電流指令値SPNCRNTなどの制御信号に従って動作し、磁気ヘッドの相対速度を一定にするようにスピンドルモータ310をサーボ制御する。
【0072】
また、320は先端に磁気ヘッド(書込み磁気ヘッドおよび読出し磁気ヘッドを含む)HDを有するアーム、330はこのアーム320を回動可能に保持するキャリッジで、前記ボイスコイルモータ340はキャリッジ330を移動させることで磁気ヘッドを移動させるとともに、磁気ヘッドの中心をトラックの中心に一致させるようにVCM駆動回路100がボイスコイルモータ340のサーボ制御を行なう。
【0073】
220は上記磁気ヘッドHDによって検出された磁気の変化に応じた電流を増幅して読出し信号を信号処理回路(データチャネルプロセッサ)230へ送信したり、信号処理回路230からの書込みパルス信号を増幅して磁気ヘッドHDの駆動電流を出力するリード・ライトICである。また、240は信号処理回路230から送信されてくる読出しデータを取り込んで誤り訂正処理を行なったりホストからの書込みデータに対して誤り訂正符号化処理を行なって信号処理回路230へ出力したりするハードディスク・コントローラである。上記信号処理回路230は、ディジタル磁気記録に適した変調/復調処理や磁気記録特性を考慮した波形整形等の信号処理を行なうとともに、上記磁気ヘッドHDの読出信号から位置情報を読み取る。
【0074】
250は本システムと外部装置との間のデータの受渡しおよび制御等を行なうインタフェース・コントローラで、上記ハードディスク・コントローラ240はインタフェース・コントローラ250を介してパソコン本体のマイクロコンピュータなどのホストコンピュータに接続される。270は磁気ディスクから高速で読み出されたリードデータを一時的に記憶するバッファ用のキャッシュメモリである。マイクロコンピュータからなるシステムコントローラ260は、ハードディスク・コントローラ240からの信号に基づいて、いずれの動作モードか判定し、動作モードに対応してシステム各部の制御を行なうとともに、ハードディスク・コントローラ240から供給されるアドレス情報に基づいてセクタ位置などを算出する。
【0075】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例のモータ駆動回路では、逆起電圧を検出することでロータの静止位置を検出して通電開始相を決定するセンサレス方式を採用したものを説明したが、ホールセンサなどを用いてロータの静止位置を検出するように構成することも可能である。また、モータは3相でなく多相のモータであっても良い。
【0076】
また、実施例においては、SP相の波形を演算回路による演算で生成するようにしているが、波形に対応したデータを記憶するメモリを設けておいて該メモリから順次データを読み出しながら波形を生成させるように構成しても良い。さらに、実施例においては、出力トランジスタとしてMOSトランジスタが用いられているものとして説明したが、出力トランジスタとしてバイポーラトランジスタを使用することも可能である。さらに、実施例においては、全波駆動方式を説明したが、半波駆動方式にも本発明を適用することができる。
【0077】
また、以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスク記憶装置のモータドライバ装置に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、例えばレーザビームプリンタのポリゴンミラーを回転させるモータや軸流ファンモータなどのブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置に広く利用することができる。
【0078】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【0079】
すなわち、本発明に従うと、比較的規模の小さな回路でサイン波形の電流をコイルに流すことができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を実現することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明を適用して有効な3相ブラシレスモータにおける駆動回路とモータの等価回路図である。
【図2】印加電圧Vinputとコイル電圧Vcoilと逆起電圧B−EMFをベクトル表示した説明図である。
【図3】図1の等価回路における各コイルLm(U),Lm(V),Lm(W)に発生する逆起電圧B−EMFと、コイルの両端に印加されるコイル電圧Vcoilと、コイル駆動電圧源Vinput(U),Vinput(V),Vinput(W)による印加電圧Vinputの波形との位相関係を示す波形図である。
【図4】本発明を適用したモータ駆動制御回路により3相ブラシレスモータの各相のコイルに印加する駆動波形例を示す波形図である。
【図5】3相モータの各相のコイルの駆動態様の相互関係と切換えタイミングを示すタイミング図である。
【図6】図5のうち90〜270度の範囲を拡大して示す各相のコイルの駆動態様の相互関係と切換えタイミングおよびSP相のデューティの変化の様子を示すタイミング図である。
【図7】本発明を適用した3相ブラシレスモータの駆動制御回路の一実施例を示すブロック図である。
【図8】図7の実施例のモータ駆動制御回路におけるSP相のデューティ生成パターンを示すパターン図である。
【図9】図8のパターンに従ってSP相のデューティを生成する手順の一例を示すフローチャートである。
【図10】図9の手順に従って生成されるSP相のデューティの変化の様子を示す説明図である。
【図11】図9の手順に従って生成されるSP相のコイルを駆動する出力トランジスタに供給されるPWM信号の波形を示す波形図である。
【図12】本発明を適用した3相ブラシレスモータ駆動制御回路の第2の実施例の要部を示すブロック図である。
【図13】本発明を適用した3相ブラシレスモータ駆動制御回路の第2の実施例における電流指令値とモータのコイルをサイン波形の電流で駆動したときに生じる電流変動との関係を示すタイミング図である。
【図14】本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたシステムの一例としてのハードディスク装置の一構成例を示すブロック図である。
【図15】従来の3相ブラシレスモータの駆動制御回路により各相のコイルに印加する駆動波形例を示す波形図である。
【符号の説明】
Lu,Lv,Lw コイル
11 電流出力回路
12 出力電流制御回路
13 電流検出用差動アンプ
14 AD変換回路
15 逆起電圧検出回路
16 位相比較回路
17 ループフィルタ
18 ディジタルコード制御発振回路
19 AD変換回路
20 通電開始相検出回路
21 シリアルポート
22 シーケンサ
23 デューティ制御用演算回路
24 誤差電流検出回路
25 フィルタ
26 補正回路
27 セレクタ
28 加算回路
Lu,Lv,Lw コイル

Claims (9)

  1. 磁気ディスクを回転させる第1モータと、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、上記第1モータの駆動電流を制御する第1モータ駆動制御回路とを有する磁気ディスク記憶装置であって、
    上記第1モータは多相ブラシレスモータであり、該多相ブラシレスモータのセンタータップの電位はフローティングにされ、
    上記第1モータ駆動制御回路は、上記何れか1つの相のコイルを印加電圧が電源電圧となる振幅で駆動し、第2の相のコイルをサイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動し、第3の相のコイルを全コイルに流れる総電流が所定の電流値となるように制御するフィードバック制御で駆動するように構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  2. 上記第1モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を所定の演算によって生成する演算回路を備えていることを特徴とする請求項1に記載の磁気ディスク記憶装置。
  3. 上記第1モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号をPWM信号として生成することを特徴とする請求項1または2に記載の磁気ディスク記憶装置。
  4. 上記第1モータ駆動制御回路は、上記フィードバック制御で駆動する信号をPWM信号として生成することを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
  5. 上記第1モータ駆動制御回路によって各相のコイルに流されるコイル電流は、コイルに誘起される逆起電圧の位相よりも、コイルのインダクタンスおよび内部抵抗に応じた所定の電気角だけ位相が早くなるように形成されることを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
  6. 上記第1モータ駆動制御回路は、相の切換えタイミングが上記逆起電圧のゼロクロス位置からずれるように各相のコイルの駆動を行なう特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
  7. 上記第1モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を、該信号で駆動する相が異なっても同一の演算によって生成することを特徴とする請求項1〜6のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
  8. 上記第1モータ駆動制御回路および上記第1モータ駆動制御回路を制御するコントローラを備え、上記第1モータ駆動制御回路は上記各相のコイルに流される電流の総和が上記コントローラから供給される電流指令値と一致させるような制御を行なうように構成され、上記各相のコイルに流される電流がサイン波形に従って変化されることにより発生する上記総電流の変動を見越して上記電流指令値を補正する電流指令値補正回路を備えていることを特徴とする請求項1〜7のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
  9. 上記第1モータは、3相ブラシレスモータであることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
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