JP4877764B2 - モータ駆動回路、方法およびそれらを用いたディスク装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転子の回転を制御する技術に関し、特に、複数のコイルを有するステータと磁性を有するロータとを含むモータの回転を制御するモータ駆動回路に関する。

ポータブルＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）装置や、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）など、ディスク型メディアを使用した電子機器において、そのディスクを回転させるためにブラシレス直流モータが用いられる。ブラシレス直流（ＤＣ）モータは、一般に、永久磁石を備えたロータと、スター結線された複数の相のコイルを備えたステータとを備えており、コイルに供給する電流を制御することによりコイルを励磁し、ロータをステータに対して相対回転させて駆動する。ブラシレスＤＣモータは、ロータの回転位置を検出するために、一般に、ホール素子や光学エンコーダなどのセンサを備えており、センサにより検出された位置に応じて、各相のコイルに供給する電流を切り換えて、ロータに適切なトルクを与える。

モータをより小型化するために、ホール素子などのセンサを利用せずにロータの回転位置を検出するセンサレスモータも提案されている（たとえば、特許文献１〜３参照）。センサレスモータは、たとえばモータの中点配線の電位（以下、中点電圧という）を計測することにより、コイルに発生する逆起電圧（誘導電圧）をモニタし、中点電圧と等しくなるゼロクロス点を検出することにより位置情報を得る。

こうしたセンサレスモータの駆動において、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下、ＰＷＭともいう）方式によって、相コイルに流れる電流制御し、トルクを調節したり、正弦波状やアーチ状となるように緩やかに制御する技術が知られている。

特開平３−２０７２５０号公報 特開平１０−２４３６８５号公報 特開平１１−７５３８８号公報

ＰＷＭ方式を採用する場合、モータのコイルには、パルス信号の信号レベルに応じた間欠的な駆動電流が流れる。図１（ａ）、（ｂ）は、ＰＷＭ方式によるモータ駆動における逆起電圧の波形を示す図である。図１（ａ）は、ゼロクロス点が、オン期間Ｔｏｎ中に発生した場合を、同図（ｂ）は、ゼロクロス点がオフ期間Ｔｏｆｆ中に発生した場合を示している。図１（ａ）は、上から順に、駆動中の相のコイルに発生する逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍを示す。パルス信号Ｓｐｗｍ（図示せず）は、ハイレベルとローレベルを交互に繰り返し、たとえばハイレベルのオン期間Ｔｏｎの間、コイルに電流が流れ、ローレベルのオフ期間Ｔｏｆｆ中、コイル電流が遮断される。その結果、パルス幅変調を行う場合、図１に示すように、駆動中の相のコイルに発生する逆起電圧Ｖｕは、駆動電流が流れるオン期間Ｔｏｎ中だけ意味をもつ電圧レベルとなり、駆動電流が流れないオフ期間Ｔｏｆｆ中において、逆起電圧Ｖｕは、０Ｖ付近の電圧となる。逆起電圧Ｖｕは、中点電圧Ｖｃｏｍとコンパレータによって比較され、２つの電圧が交差した時点で、ゼロクロス（Ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓ）が検出される。したがって、従来では、オン期間Ｔｏｎ中にのみゼロクロス点の検出を行うことができ、オフ期間Ｔｏｆｆ中は、ゼロクロス点の検出を行えないという問題があった。

すなわち、ゼロクロス点が、オン期間Ｔｏｎ中に発生すれば、図１（ａ）に示すように、ゼロクロス点が発生したタイミングで即座に検出される。一方で、仮にオフ期間Ｔｏｆｆ中に、ゼロクロス点が発生した場合、その時点で電圧比較が行えないため、実際にゼロクロス点を検出するためには、次のオン期間Ｔｏｎを待たなければならず、タイムラグτが発生し、回転ムラなどの要因となっていた。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、オフ時間でもゼロクロス点の検出が可能なモータ駆動技術の提供にある。

本発明のある態様によれば、多相モータにパルス状の駆動電流を供給して駆動するモータ駆動回路が提供される。このモータ駆動回路は、トルクに応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、多相モータのコイルごとに設けられ、パルス信号生成回路からのパルス信号に応じて、接続されたコイルの一端に、オン期間とオフ期間を交互に繰り返してパルス状の駆動電流を供給する複数のスイッチング回路と、多相モータの少なくとも１つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、逆起検出信号を出力する逆起検出回路と、逆起検出回路からの逆起検出信号にもとづき、複数のスイッチング回路の駆動シーケンスを制御するスイッチング制御回路と、を備える。逆起検出回路は、少なくとも、オン期間の逆起電圧を利用して、オフ期間の逆起電圧を補間し、補間された仮想逆起電圧と、コイルの中点電圧に応じた電圧にもとづき、ゼロクロス点を検出する。

この態様によると、オン期間中の逆起電圧を利用して、オフ期間中の逆起電圧を補間して、仮想逆起電圧を生成することにより、オフ期間中でも、逆起電圧とコイルの中点電圧の比較を行うことができ、ゼロクロス点の検出のタイムラグを低減することができる。

逆起検出回路は、あるオン期間中の第１タイミングにおける逆起電圧と、別のオン期間中の第２タイミングにおける逆起電圧とから、逆起電圧の傾きを検出し、検出された傾きを利用して、オフ期間の逆起電圧を補間してもよい。
逆起電圧の傾きは、ほぼ一定値に保たれるため、オン期間中の傾きを利用することにより、オフ期間中の逆起電圧を好適に補間することができる。

逆起検出回路は、あるオン期間中の第１タイミングにおける逆起電圧と、別のオン期間中の第２タイミングにおける逆起電圧とから、逆起電圧の傾きを検出し、パルス信号と同一の周期を有し、かつ、検出された逆起電圧の傾きに応じた傾きを有するのこぎり波状の傾斜信号を生成する傾斜信号生成回路と、オン期間ごとに設定される所定のタイミングにおける逆起電圧および中点電圧の差分に応じた差分信号を生成する差分信号生成回路と、差分信号生成回路から出力される差分信号と、傾斜信号生成回路から出力される傾斜信号の電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出するコンパレータと、を含んでもよい。
ここで、オン期間毎に設定されるあるタイミングｔｓｈにおける逆起電圧をＶｕ（ｔｓｈ）、中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）とし、傾斜信号を時間の関数としてＳｒａｍｐ（ｔ）と表すとする。このとき、タイミングｔｓｈから、つぎのオン期間中のタイミングｔｓｈの期間の仮想逆起電圧Ｖｕ’（ｔ）は、
Ｖｕ’（ｔ）＝Ｖｕ（ｔｓｈ）＋Ｓｒａｍｐ（ｔ）
と表される。仮想逆起電圧Ｖｕ’（ｔ）を、中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）と比較することは、所定のタイミングにおける逆起電圧Ｖｕ（ｔｓｈ）と中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）の差分（Ｖｕ（ｔｓｈ）−Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ））を、傾斜信号Ｓｒａｍｐ（ｔ）と比較することと等価と考えられる。したがって、逆起電圧Ｖｕ（ｔｓｈ）および中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）の差分信号と、傾斜信号Ｓｒａｍｐ（ｔ）を比較することにより、ゼロクロス点を好適に検出することができる。

差分信号生成回路は、所定のタイミングごとに、逆起電圧および中点電圧をそれぞれサンプルホールドする第１、第２サンプルホールド回路を含んでもよく、第１、第２サンプルホールド回路によりサンプルホールドされた逆起電圧および中点電圧の差分に応じた差分信号を生成してもよい。
サンプルホールド回路を用いることにより、タイミングｔｓｈの逆起電圧Ｖｕ（ｔｓｈ）および中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）の値を、パルス信号の１周期にわたって保持することができる。

傾斜信号生成回路は、あるオン期間における逆起電圧をサンプルホールドする第１サンプルホールド回路と、別のオン期間における逆起電圧をサンプルホールドする第２サンプルホールド回路と、を含み、第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差にもとづき、傾斜信号の傾きを設定してもよい。
２つのサンプルホールド回路を用いることにより、異なる２つの時刻における逆起電圧を取得することができ、逆起電圧の傾きを検出することができる。

傾斜信号生成回路は、第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差を増幅する増幅器と、増幅器の出力電圧が傾斜信号のピーク電圧となるように、パルス信号の周期の間、傾斜信号の電圧値を一定の傾きで増加させる傾斜設定回路と、をさらに含んでもよい。
この場合、傾斜信号のピーク電圧を、第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差に応じて変化させることにより、傾斜信号の傾きを、逆起電圧の傾きに応じて変化させることができる。

傾斜設定回路は、パルス信号の周期ごとにリセットされてカウントアップを開始するカウンタ回路と、カウンタ回路の出力信号をデジタルアナログ変換するデジタルアナログ変換器と、を含んでもよく、増幅器の出力電圧を、デジタルアナログ変換器の基準電圧としてもよい。

パルス信号生成回路は、所定の周期の三角波信号を出力する発振器と、発振器から出力される三角波信号とトルクを指示する信号のそれぞれの電圧値を比較し、パルス信号を出力するコンパレータと、を含んでもよい。傾斜信号生成回路は、第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差を増幅する増幅器と、増幅器の出力電圧を用いて、発振器から出力される三角波信号の傾きを調節することにより、傾斜信号を生成する傾斜調節回路と、を含んでもよい。

逆起検出回路は、各相のコイルに発生する逆起電圧および中点電圧のうち、選択された一つをサンプルホールドする２つのサンプルホールド回路と、傾斜設定モードおよびゼロクロス検出モードの２つのモードに応じて、２つのサンプルホールド回路それぞれに、サンプルホールドの対象となる電圧を指示する制御回路と、パルス信号と同一の周期を有する傾斜信号であって、傾斜設定モードにおける２つのサンプルホールド回路の出力電圧の差分に応じて設定された傾きを有する傾斜信号を生成する傾斜信号生成回路と、ゼロクロス検出モードにおける２つのサンプルホールド回路の出力電圧の差分に応じた電圧と、傾斜信号生成回路から出力される傾斜信号の電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出するコンパレータと、を含んでもよい。制御回路は、傾斜設定モードにおいて、あるオン期間中の第１タイミングで、一方のサンプルホールド回路に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧のサンプルホールドを指示し、別のオン期間中の第２タイミングで、他方のサンプルホールド回路に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧のサンプルホールドを指示し、ゼロクロス検出モードにおいて、オン期間ごとに設定される所定のタイミングにて、一方のサンプルホールド回路に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧を、他方のサンプルホールド回路に中点電圧をサンプルホールドするように指示してもよい。

モータ駆動回路は、１つの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様は、ディスク装置である。この装置は、ディスクを回転させるスピンドルモータと、スピンドルモータを駆動する上述のモータ駆動回路と、を備える。
この態様によると、ゼロクロス検出の際のタイムラグを低減できるため、ディスクの回転むらを抑えることができる。

本発明のさらに別の態様によれば、多相モータにパルス状の駆動電流を供給して駆動するモータ駆動方法が提供される。このモータ駆動方法は、トルクに応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するステップと、駆動中の相のコイルに、パルス信号に応じて、オン期間とオフ期間を交互に繰り返し、パルス状の駆動電流を供給するステップと、多相モータの少なくとも１つのコイルに発生する逆起電圧について、オン期間の逆起電圧を利用して、オフ期間の逆起電圧を補間し、補間された仮想逆起電圧を生成するステップと、補間された仮想逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、逆起検出信号を生成するステップと、逆起検出信号にもとづき、駆動対象の相を切り換えるステップと、を備える。

ある態様において、モータ駆動方法は、あるオン期間中の第１タイミングにおける逆起電圧と、別のオン期間中の第２タイミングにおける逆起電圧とから、逆起電圧の傾きを検出するステップと、検出された傾きを利用して、オフ期間の逆起電圧を補間するステップと、をさらに備えてもよい。

ある態様において、モータ駆動方法は、あるオン期間中の第１タイミングにおける逆起電圧と、別のオン期間中の第２タイミングにおける逆起電圧とから、逆起電圧の傾きを検出するステップと、パルス信号と同一の周期を有し、かつ、検出された逆起電圧の傾きに応じた傾きを有するのこぎり波状の傾斜信号を生成するステップと、オン期間ごとに設定される所定のタイミングにおける逆起電圧および中点電圧の差分に応じた差分信号を生成するステップと、差分信号と、傾斜信号の電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出するステップと、をさらに備えてもよい。

本発明によれば、ゼロクロス点を検出する際のタイムラグを小さくすることができる。

図２は、実施の形態に係るモータ駆動回路１００の構成を示すブロック図である。モータ駆動回路１００は、センサレスブラシレスＤＣモータ（以下、単に「モータ１１０」という）に駆動電流を供給して回転を制御する。本実施の形態において、駆動対象となるモータ１１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを含む３相ＤＣモータである。

モータ駆動回路１００は、スイッチング回路１０と総称されるスイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗと、逆起検出回路２０と、スイッチング制御回路３０と、パルス信号生成回路５０を備える。モータ駆動回路１００は、１つの半導体基板上に機能ＩＣとして一体集積化される。たとえば、モータ駆動回路１００は、所望のトルクが得られるように、多相のモータ１１０にパルス状の駆動電流を供給するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式によって駆動する。

スイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗは、モータ１１０のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗごとに設けられる。スイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗは、たとえば電源電圧と接地電位間に直列に接続されたハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチを含んで構成され、２つのスイッチの接続点が、コイルに接続される。ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの制御端子には、駆動信号ＤＲＶ＿Ｈ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）および駆動信号ＤＲＶ＿Ｌ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）がそれぞれ入力される。スイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗは、接続されたコイルの一端に、ハイサイドスイッチがオンの状態でハイレベルの電圧を印加し、ローサイドスイッチがオンの状態でローレベルの電圧を印加する。また、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチが同時にオフすることで、ハイインピーダンス状態に設定される。図２では、駆動信号ＤＲＶ＿Ｈ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、ＤＲＶ＿Ｌ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）は、単に、ＤＲＶとして示される。スイッチング回路１０は、後述するパルス信号生成回路５０からのパルス信号Ｓｐｗｍに応じて、接続されたコイルの一端に、オン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆを交互に繰り返してパルス状の駆動電流を供給する。

逆起検出回路２０は、モータ１１０の少なくとも１つのコイルに発生する逆起電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を、コイルの中点電圧Ｖｃｏｍと比較してゼロクロス点を検出し、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥを出力する。本実施の形態では、逆起検出回路２０は、Ｕ相のコイルＬｕに発生する逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍをモニタして、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥを生成する場合について説明する。Ｖ相、Ｗ相についても、同様の手法によって、ゼロクロス点が検出されてもよい。逆起検出回路２０によって生成された逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥは、スイッチング制御回路３０へと出力される。逆起検出回路２０の詳細については後述する。

パルス信号生成回路５０は、少なくともモータ１１０の目標トルクに応じて、デューティ比が変化するパルス幅変調信号（以下、パルス信号Ｓｐｗｍという）を生成する。パルス信号生成回路５０は、三角波やのこぎり波状の周期信号Ｓｏｓｃと、トルクを指示する信号のレベルを比較し、大小関係に応じてＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのハイレベルとローレベルの期間を変化させる。なお、パルス信号生成回路５０は、アナログ回路、デジタル回路のいずれで構成されてもよい。パルス信号生成回路５０は、コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるコイル電流を、緩やかに変化させるために、目標トルクと、正弦波状あるいはアーチ状の制御波形を合成して、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成してもよい。

スイッチング制御回路３０は、パルス信号生成回路５０からのＰＷＭ信号Ｓｐｗｍと、逆起検出回路２０からの逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥと、を受ける。スイッチング制御回路３０は、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥにもとづいて、複数のスイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗのオンオフ状態の駆動シーケンスを制御する。さらに、スイッチング制御回路３０は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍにもとづいて、複数のスイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗに含まれるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの少なくとも一方をスイッチング制御する。

スイッチング制御回路３０は、駆動タイミング生成回路３２、駆動信号合成回路３４を含む。駆動タイミング生成回路３２には、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥが入力される。駆動タイミング生成回路３２は、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥにもとづき、駆動シーケンスを指示する駆動信号ＤＲＶを生成する。駆動信号合成回路３４は、駆動信号ＤＲＶと、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを合成して、駆動信号ＤＲＶ＿Ｈ（ｕ、ｖ、ｗ）、ＤＲＶ＿Ｌ（ｕ、ｖ、ｗ）を出力し、スイッチング回路１０ｕ、１０ｖ、１０ｗの状態を制御する。

次に、逆起検出回路２０について詳細に説明する。本実施の形態に係る逆起検出回路２０には、逆起電圧Ｖｕ、中点電圧Ｖｃｏｍが入力される。逆起検出回路２０は、少なくとも、オン期間Ｔｏｎの逆起電圧を利用して、オフ期間Ｔｏｆｆの逆起電圧を補間し、補間された仮想逆起電圧Ｖｕ’と、コイルの中点電圧Ｖｃｏｍに応じた電圧にもとづき、ゼロクロス点を検出する。

図３は、逆起検出回路２０の機能を示す図である。図３において、実際の逆起電圧Ｖｕが実線で、仮想逆起電圧Ｖｕ’が破線で示される。仮想逆起電圧Ｖｕ’と、中点電圧Ｖｃｏｍを利用することにより、オフ期間Ｔｏｆｆでのゼロクロス点の検出が可能となる。

逆起検出回路２０は、あるパルス信号Ｓｐｗｍ１に対応するオン期間Ｔｏｎ中の第１タイミングｔ１における逆起電圧Ｖｕ１と、別のパルス信号Ｓｐｗｍ２に対応するオン期間Ｔｏｎ中の第２タイミングｔ２における逆起電圧Ｖｕ２とから、逆起電圧Ｖｕの傾きαを検出し、検出された傾きαを利用して、オフ期間Ｔｏｆｆの逆起電圧Ｖｕを補間してもよい。同図に示されるように、逆起電圧Ｖｕの傾きは、ほぼ一定値に保たれるため、オン期間Ｔｏｎ中の逆起電圧Ｖｕを利用することで、オフ期間Ｔｏｆｆを補間することができる。パルス信号Ｓｐｗｍ１とＳｐｗｍ２は、図３のように、隣接するパルスであってもよいが、離れた箇所のパルスであってもよい。第１タイミングｔ１と、第２タイミングｔ２の間隔は、パルス信号Ｓｐｗｍの周期Ｔｐの整数倍であって一定値をとるから、電圧Ｖｕ２とＶｕ１の差電圧ΔＶが、逆起電圧Ｖｕの傾きαを示すことになる。

逆起検出回路２０は、以下の処理を行ってもよい。
（１） あるパルス信号に対応するオン期間中の第１タイミングｔ１における逆起電圧Ｖｕ１と、別のパルス信号に対応するオン期間中の第２タイミングｔ２における逆起電圧Ｖｕ２とから、逆起電圧Ｖｕの傾きαを検出する。
（２） パルス信号Ｓｐｗｍと同一の周期Ｔｐを有し、かつ、検出された逆起電圧Ｖｕの傾きαに応じた傾きα’を有するのこぎり波状の傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成する。
（３） オン期間ごとに設定される所定のタイミングｔｓｈにおける逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍの差分に応じた差分信号Ｓｄｉｆｆを生成する。
（４） 差分信号Ｓｄｉｆｆと、傾斜信号Ｓｒａｍｐの電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出する。

図４は、実施の形態に係る逆起検出回路２０の構成を示すブロック図である。逆起検出回路２０は、傾斜信号生成回路２２、差分信号生成回路２４、コンパレータ２６を備える。傾斜信号生成回路２２は、上記（１）、（２）の処理を、差分信号生成回路２４は、上記（３）の処理を、コンパレータ２６は、上記（４）の処理を実行するブロックである。

すなわち、傾斜信号生成回路２２は、あるパルス信号Ｓｐｗｍ１に対応するオン期間Ｔｏｎ中の第１タイミングｔ１における逆起電圧Ｖｕ１と、別のパルス信号Ｓｐｗｍ２に対応するオン期間Ｔｏｎ中の第２タイミングｔ２における逆起電圧Ｖｕ２とから、逆起電圧Ｖｕの傾きα検出する。さらに、傾斜信号生成回路２２は、パルス信号Ｓｐｗｍと同一の周期Ｔｐを有し、かつ、検出された逆起電圧Ｖｕの傾きαに応じた傾きα’を有するのこぎり波状の傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成する。逆起電圧Ｖｕの傾きαは、ある相を駆動した後、その次に、同じ相を駆動する場合にも、同じ値をとる傾向にある。したがって、傾斜信号Ｓｒａｍｐの傾きα’は、一度設定すれば、長い期間にわたり再設定しなくてもよい。

差分信号生成回路２４は、オン期間Ｔｏｎごとに設定される所定のタイミングｔｓｈにおける逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍの差分（Ｖｕ−Ｖｃｏｍ）に応じた差分信号Ｓｄｉｆｆを生成する。

コンパレータ２６は、差分信号生成回路２４から出力される差分信号Ｓｄｉｆｆと、傾斜信号生成回路２２から出力される傾斜信号Ｓｒａｍｐの電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出する。コンパレータ２６の出力は、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥとして出力される。

図５は、図４の逆起検出回路２０の動作を示すタイムチャートである。すなわち、図５は、逆起検出回路２０により実現される上述の（１）〜（４）の処理を示している。所定のタイミングｔｓｈは、パルス信号Ｓｐｗｍのオン期間ごとに設定される。このタイミングｔｓｈごとに、逆起電圧Ｖｕ、中点電圧Ｖｃｏｍがサンプルホールドされ、差分信号Ｓｄｉｆｆが生成される。傾斜信号生成回路２２により生成される傾斜信号Ｓｒａｍｐの傾きα’は、逆起電圧Ｖｕの傾きαに応じて設定されている。傾斜信号Ｓｒａｍｐが、差分信号Ｓｄｉｆｆと交差すると、コンパレータ２６によってゼロクロス点が検出され、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥが所定レベル（たとえばハイレベル）となる。

いま、仮想逆起電圧Ｖｕ’（ｔ）は、傾斜信号Ｓｒａｍｐ（ｔ）を用いて、
Ｖｕ’（ｔ）＝Ｖｕ（ｔｓｈ）＋Ｓｒａｍｐ（ｔ）
と表すことができる。仮想逆起電圧Ｖｕ’（ｔ）を、中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）と比較することは、所定のタイミングｔｓｈにおける逆起電圧Ｖｕ（ｔｓｈ）と中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）の差分（Ｖｕ（ｔｓｈ）−Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ））を、傾斜信号Ｖｒａｍｐ（ｔ）と比較することと等価と考えられる。したがって、図４の逆起検出回路２０によれば、逆起電圧Ｖｕ（ｔｓｈ）および中点電圧Ｖｃｏｍ（ｔｓｈ）の差分信号と、傾斜信号Ｖｒａｍｐ（ｔ）を比較することにより、ゼロクロス点を検出することができる。

本実施の形態に係るモータ駆動回路１００によれば、オフ期間Ｔｏｆｆ中の逆起電圧Ｖｕを補間して、中点電圧Ｖｃｏｍと比較するため、オフ期間Ｔｏｆｆ中に発生するゼロクロス点を好適に検出することができる。その結果、従来の回路において発生していたタイムラグを抑制することができ、モータ１１０の回転ムラを低減することができる。

さらに、本実施の形態に係るモータ駆動回路１００によれば、オン期間中のタイミングｔｓｈにおける逆起電圧Ｖｕの値を補間してゼロクロス点の検出を行うため、逆起ノイズの影響を排除することができる。その結果、従来の回路で行われていたマスク処理を行わなくても、安定にゼロクロス点を検出できる。

以下、より具体的な回路構成について説明する。
図６は、傾斜信号生成回路２２の構成例を示す回路図である。傾斜信号生成回路２２は、サンプルホールド回路ＳＨ１、ＳＨ２、増幅器ＡＭＰ１、傾斜設定回路２３を含む。

サンプルホールド回路ＳＨ１は、あるパルス信号Ｓｐｗｍ１に対応するオン期間中の第１タイミングｔ１で、逆起電圧Ｖｕをサンプルホールドする。サンプルホールド回路ＳＨ２は、別のパルス信号Ｓｐｗｍ２に対応するオン期間中の第２タイミングｔ２で、逆起電圧Ｖｕをサンプルホールドする。増幅器ＡＭＰ１は、サンプルホールド回路ＳＨ１、ＳＨ２の出力電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２の差を増幅する。増幅器ＡＭＰ１の出力信号Ｓαは、逆起信号の傾きαに応じて変化する。傾斜設定回路２３は、増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｓαが傾斜信号Ｓｒａｍｐのピーク電圧となるように、パルス信号Ｓｐｗｍの周期Ｔｐの間、傾斜信号Ｓｒａｍｐの電圧値を増加させる。このようにして、傾斜信号生成回路２２は、サンプルホールド回路ＳＨ１、ＳＨ２の出力電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２の差にもとづき、傾斜信号Ｓｒａｍｐの傾きを設定する。

図７は、図５の傾斜設定回路２３の第１の構成例を示すブロック図である。傾斜設定回路２３ａは、カウンタ回路４０、Ｄ／Ａ変換器４２を含む。
カウンタ回路４０は、クロック信号ＣＫに応じてカウントアップするデジタルカウンタである。クロック信号ＣＫの周波数は、パルス信号Ｓｐｗｍの周波数よりも十分に高く設定される。カウンタ回路４０は、パルス信号Ｓｐｗｍの周期Ｔｐごとにリセットされる。Ｄ／Ａ変換器４２は、カウンタ回路４０の出力信号をデジタルアナログ変換する。Ｄ／Ａ変換器４２は、上側の基準電圧ＶｒｅｆＨと、下側の基準電圧ＶｒｅｆＬにもとづいて、デジタルアナログ変換を行う。図７の傾斜設定回路２３ａでは、上側の基準電圧ＶｒｅｆＨとして、図６の増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｓαが入力されている。

カウンタ回路４０は、パルス信号Ｓｐｗｍの周期ごとにリセットされるため、カウンタ回路４０の出力信号Ｓｃｏｕｎｔの値は、パルス信号Ｓｐｗｍと同じ周期を有するランプ波形となる。Ｄ／Ａ変換器４２によって、傾斜信号Ｓｒａｍｐのピーク電圧が、増幅器ＡＭＰ１の出力信号Ｓαに応じて設定される。図７の傾斜設定回路２３ａによれば、傾斜信号Ｓｒａｍｐの傾きは、２つの逆起電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２の差分に応じて設定される。

図８は、図２のパルス信号生成回路５０および図６の傾斜設定回路２３の第２の構成例を示すブロック図である。パルス信号生成回路５０は、所定の周期の三角波信号を出力する発振器５２と、発振器５２から出力される三角波信号Ｖｓａｗとトルクを指示する信号Ｓｔｒｑのそれぞれの電圧値を比較し、パルス信号Ｓｐｗｍを出力するコンパレータ５４を含む。

傾斜設定回路２３ｂは、増幅器ＡＭＰ３と、傾斜調節回路２５を含む。増幅器ＡＭＰ３は、図５のサンプルホールド回路ＳＨ１、ＳＨ２の出力電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２の差を増幅する。この増幅器ＡＭＰ３は、図５の増幅器ＡＭＰ１に対応する。傾斜調節回路２５は、増幅器ＡＭＰ３の出力電圧Ｓαを用いて、発振器５２から出力される三角波信号Ｖｓａｗの傾きを調節することにより、傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成する。図８の回路によっても、傾斜信号Ｓｒａｍｐの傾きを、２つの逆起電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２に応じて設定することができる。

傾斜設定回路２３の第３の構成例は、キャパシタを定電流によって充電する時定数回路である。この場合、増幅器ＡＭＰ３の出力信号Ｓαに応じて、定電流の値を設定し、この定電流によって、キャパシタを充電する。周期Ｔｐごとにキャパシタに蓄えられた電荷をリセットすることにより、傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成することができる。第１から第３の構成例の他にも、傾斜設定回路２３の構成にはさまざまなバリエーションが考えられ、こうしたバリエーションも当然に本発明の範囲に含まれるものである。

図９は、差分信号生成回路２４の構成例を示す回路図である。差分信号生成回路２４は、サンプルホールド回路ＳＨ３、ＳＨ４、増幅器ＡＭＰ２を含む。サンプルホールド回路ＳＨ３、ＳＨ４は、それぞれ、所定のタイミングｔｓｈごとに、逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍをサンプルホールドする。増幅器ＡＭＰ２は、サンプルホールド回路ＳＨ３、ＳＨ４によりサンプルホールドされた逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍの差分（Ｖｕ−Ｖｃｏｍ）を増幅し、差分に応じた信号を、差分信号Ｓｄｉｆｆとして出力してもよい。

図１０は、逆起検出回路２０の好ましい構成例を示すブロック図である。図１０の逆起検出回路２０ａは、傾斜設定モードおよびゼロクロス検出モードの２つのモードで動作する。傾斜設定モードでは、傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成するために、逆起電圧Ｖｕの傾きαを検出する処理が行われる。ゼロクロス検出モードでは、傾斜信号Ｓｒａｍｐと、差分信号Ｓｄｉｆｆにもとづいて、ゼロクロス点の検出を行う。

逆起検出回路２０ａは、サンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１、セレクタ回路６０、６２、制御回路６４、傾斜信号生成回路２２、増幅器ＡＭＰ４、コンパレータ２６を含む。

セレクタ回路６０、６２には、コイルに発生する逆起電圧Ｖｕおよび中点電圧Ｖｃｏｍが入力される。図１０には図示されないが、セレクタ回路６０、６２には、Ｖ相、Ｗ相の逆起電圧Ｖｖ、Ｖｗが入力されてもよい。セレクタ回路６０、６２は、制御回路６４の指示にしたがい、入力された電圧の一つを選択し、サンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１へと出力する。サンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１は、セレクタ回路６０、６２によって選択された電圧をサンプルホールドする。増幅器ＡＭＰ４は、サンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１の出力電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２の差分（Ｖｘ１−Ｖｘ２）を増幅する。

制御回路６４は、傾斜設定モードおよびゼロクロス検出モードの２つのモードに応じて、セレクタ回路６０、６２を制御し、２つのサンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１それぞれのサンプルホールドの対象となる電圧を切り換える。

具体的には、制御回路６４は、傾斜設定モードにおいて、あるパルス信号に対応するオン期間中の第１タイミングｔ１で、一方のサンプルホールド回路ＳＨ１０に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧Ｖｕのサンプルホールドを指示し、別のパルス信号に対応するオン期間中の第２タイミングｔ２で、他方のサンプルホールド回路ＳＨ１１に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧Ｖｕのサンプルホールドを指示する。

傾斜設定モードでは、図１０のサンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１、増幅器ＡＭＰ４は、それぞれ図６のサンプルホールド回路ＳＨ１、ＳＨ２、ＡＭＰ１と同等の機能を果たし、電圧Ｖｘ１＝Ｖｕ１、Ｖｘ２＝Ｖｕ２となる。傾斜信号生成回路２２は、パルス信号Ｓｐｗｍと同一の周期を有し、傾斜設定モードにおける２つのサンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１の出力電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２の差分に応じて設定された傾きを有する傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成する。

また、制御回路６４は、ゼロクロス検出モードにおいて、オン期間ごとに設定される所定のタイミングｔｓｈにて、一方のサンプルホールド回路ＳＨ１０に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧Ｖｕを、他方のサンプルホールド回路ＳＨ１１に中点電圧Ｖｃｏｍをサンプルホールドするように指示する。
ゼロクロス検出モードでは、図１０のサンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１、増幅器ＡＭＰ４は、それぞれ図９のサンプルホールド回路ＳＨ３、ＳＨ４、ＡＭＰ２と同等の機能を果たし、Ｖｘ１＝Ｖｕ、Ｖｘ２＝Ｖｃｏｍとなる。したがって、ゼロクロス検出モードにおいて、増幅器ＡＭＰ４の出力電圧Ｖｘ３と差分信号Ｓｄｉｆｆは等価である。

コンパレータ２６は、ゼロクロス検出モードにおける増幅器ＡＭＰ４の出力電圧Ｖｘ４を、傾斜信号生成回路２２から出力される傾斜信号Ｓｒａｍｐの電圧値と比較し、ゼロクロス点を検出する。

図１１は、図１０の逆起検出回路２０の動作タイムチャートである。ゼロクロス検出モードは、ＺＣで、傾斜設定モードはＳＬＯＰＥとして示される。ゼロクロス検出モードＺＣにおいて、サンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１はそれぞれ、所定のタイミングｔｓｈごとに、逆起電圧Ｖｕ、中点電圧Ｖｃｏｍをサンプルホールドする。

時刻ｔｚｃに、ゼロクロス点が検出されると、制御回路６４は、次のタイミングｔｓｈ’において、サンプルホールド回路ＳＨ１０のサンプルホールド動作を行わず、前回の逆起電圧Ｖｕを保持しつづける。また、タイミングｔｓｈ’において、サンプルホールド回路ＳＨ１１に、中点電圧Ｖｃｏｍをサンプルホールドさせる。すなわち、図１１のタイムチャートでは、ゼロクロス点の検出した直後のタイミングｔｓｈ’から、次のタイミングｔｓｈ’’までの間が、傾斜設定モードＳＬＯＰＥに設定されている。傾斜設定モードＳＬＯＰＥの期間、サンプルホールド回路ＳＨ１０、ＳＨ１１によってサンプルホールドされた逆起電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２によって、逆起電圧Ｖｕの傾きαが検出される。つまり、ゼロクロス点を跨ぐ期間の逆起電圧の傾きが検出される。検出された傾きαは、次にＵ相が駆動される際に、傾斜信号Ｓｒａｍｐを生成するために利用される。

図１０の逆起検出回路２０によれば、逆起電圧Ｖｕの傾きαを検出するためのサンプルホールド回路と、逆起電圧Ｖｕと中点電圧Ｖｃｏｍの差分を生成するためのサンプルホールド回路を共有することができ、回路面積を縮小できる。さらに、サンプルホールド回路の出力電圧の差分を増幅する増幅器も共有することができる。

最後に、実施の形態に係るモータ駆動回路１００が好適に使用されるアプリケーションについて説明する。図１２は、図２のモータ駆動回路１００を搭載したディスク装置２００の構成を示すブロック図である。ディスク装置２００は、ＣＤやＤＶＤなどの光ディスクに対して記録、再生処理を行うユニットであり、ＣＤプレイヤやＤＶＤプレイヤ、パーソナルコンピュータなどの電子機器に搭載される。ディスク装置２００は、ピックアップ２１０、信号処理部２１２、ディスク２１４、モータ１１０、モータ駆動回路１００を含む。

ピックアップ２１０は、ディスク２１４にレーザを照射して所望のデータを書き込み、あるいは、反射した光を読み込むことによりディスク２１４に書き込まれたデータを読み出す。信号処理部２１２は、ピックアップ２１０により読み書きするデータに対して増幅処理、Ａ／Ｄ変換あるいはＤ／Ａ変換など必要な信号処理を行う。モータ１１０は、ディスク２１４を回転させるために設けられたスピンドルモータである。図６に示すようなディスク装置２００は、特に小型化が要求されるため、モータ１１０としてホール素子などを用いないセンサレスタイプが用いられる。本実施の形態に係るモータ駆動回路１００は、このようなセンサレスのスピンドルモータを安定に駆動するために好適に用いることができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、３相モータを駆動する場合について説明したが、本発明は３相以外のセンサレスモータの駆動にも好適に用いることができる。たとえば、５相モータであってもよい。

また、実施の形態では、Ｕ相の逆起電圧Ｖｕを中点電圧Ｖｃｏｍと比較してゼロクロス点の検出を行う場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。たとえば、逆起検出回路２０によって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの逆起電圧を検出して、逆起検出信号ＢＥＭＦ＿ＥＤＧＥを生成してもよい。

また、実施の形態では、相電圧Ｖｕが上昇する過程において、Ｖｕ＞Ｖｃｏｍとなる状態を検出することによりゼロクロス点を検出したが、本発明はこれに限定されるものではなく、逆起検出回路２０は、相電圧Ｖｕが下降する過程において、Ｖｕ＜Ｖｃｏｍとなる状態を検出することにより、ゼロクロス点を検出してもよい。

実施の形態で説明した信号のハイレベル、ローレベルのロジックの設定は一例であって、論理回路ブロックの構成には様々な変形例が考えられ、こうした変形例も本発明の範囲に含まれる。

図１（ａ）、（ｂ）は、ＰＷＭ方式によるモータ駆動における逆起電圧の波形を示す図である。 実施の形態に係るモータ駆動回路の構成を示すブロック図である。 逆起検出回路の機能を示す図である。 実施の形態に係る逆起検出回路の構成を示すブロック図である。 図４の逆起検出回路の動作を示すタイムチャートである。 傾斜信号生成回路の構成例を示す回路図である。 図５の傾斜設定回路の第１の構成例を示すブロック図である。 図２のパルス信号生成回路および図６の傾斜設定回路の第２の構成例を示すブロック図である。 差分信号生成回路の構成例を示す回路図である。 逆起検出回路の好ましい構成例を示すブロック図である。 図１０の逆起検出回路の動作タイムチャートである。 図２のモータ駆動回路を搭載したディスク装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ モータ駆動回路、 １０ スイッチング回路、 ２０ 逆起検出回路、 ２２ 傾斜信号生成回路、 ２３ 傾斜設定回路、 ２４ 差分信号生成回路、 ２６ コンパレータ、 ３０ スイッチング制御回路、 ３２ 駆動タイミング生成回路、 ３４ 駆動信号合成回路、 ４０ カウンタ回路、 ４２ Ｄ／Ａ変換器、 ５０ パルス信号生成回路、 １１０ モータ、 ２１０ ピックアップ、 ２１２ 信号処理部、 ２１４ ディスク、 ＳＨ１ サンプルホールド回路、 ＳＨ２ サンプルホールド回路、 ＳＨ３ サンプルホールド回路、 ＳＨ４ サンプルホールド回路、 ＡＭＰ１ 増幅器。

Claims (10)

1. 多相モータにパルス状の駆動電流を供給して駆動するモータ駆動回路であって、
   トルクに応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、
   前記多相モータのコイルごとに設けられ、前記パルス信号生成回路からの前記パルス信号に応じて、接続されたコイルの一端に、オン期間とオフ期間を交互に繰り返してパルス状の駆動電流を供給する複数のスイッチング回路と、
   前記多相モータの少なくとも１つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、逆起検出信号を出力する逆起検出回路と、
   前記逆起検出回路からの前記逆起検出信号にもとづき、前記複数のスイッチング回路の駆動シーケンスを制御するスイッチング制御回路と、
   を備え、
   前記逆起検出回路は、
   あるオン期間中の第１タイミングにおける逆起電圧と、別のオン期間中の第２タイミングにおける逆起電圧とから、前記逆起電圧の傾きを検出し、前記パルス信号と同一の周期を有し、かつ、検出された前記逆起電圧の傾きに応じた傾きを有するのこぎり波状の傾斜信号を生成する傾斜信号生成回路と、
   前記オン期間ごとに設定される所定のタイミングにおける前記逆起電圧および前記中点電圧の差分に応じた差分信号を生成する差分信号生成回路と、
   前記差分信号生成回路から出力される前記差分信号と、前記傾斜信号生成回路から出力される前記傾斜信号の電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出するコンパレータと、
   を含み、少なくとも、前記オン期間の逆起電圧を利用して、前記オフ期間の逆起電圧を補間し、補間された仮想逆起電圧と、前記コイルの中点電圧に応じた電圧にもとづき、ゼロクロス点を検出することを特徴とするモータ駆動回路。
2. 前記差分信号生成回路は、
   前記所定のタイミングごとに、前記逆起電圧および前記中点電圧をそれぞれサンプルホールドする第１、第２サンプルホールド回路を含み、
   前記第１、第２サンプルホールド回路によりサンプルホールドされた前記逆起電圧および前記中点電圧の差分に応じた差分信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記傾斜信号生成回路は、
   あるオン期間における逆起電圧をサンプルホールドする第１サンプルホールド回路と、
   別のオン期間における逆起電圧をサンプルホールドする第２サンプルホールド回路と、
   を含み、前記第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差にもとづき、前記傾斜信号の傾きを設定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
4. 前記傾斜信号生成回路は、
   前記第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力電圧が前記傾斜信号のピーク電圧となるように、前記パルス信号の周期の間、一定の傾きで前記傾斜信号の電圧値を増加させる傾斜設定回路と、
   をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動回路。
5. 前記傾斜設定回路は、
   前記パルス信号の周期ごとにリセットされてカウントアップを開始するカウンタ回路と、
   前記カウンタ回路の出力信号をデジタルアナログ変換するデジタルアナログ変換器と、
   を含み、
   前記増幅器の出力電圧を、前記デジタルアナログ変換器の基準電圧としたことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動回路。
6. 前記パルス信号生成回路は、
   所定の周期の三角波信号を出力する発振器と、
   前記発振器から出力される前記三角波信号とトルクを指示する信号のそれぞれの電圧値を比較し、前記パルス信号を出力するコンパレータと、
   を含み、
   前記傾斜信号生成回路は、
   前記第１、第２サンプルホールド回路の出力電圧の差を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力電圧を用いて、前記発振器から出力される前記三角波信号の傾きを調節することにより、前記傾斜信号を生成する傾斜調節回路と、
   を含むことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動回路。
7. 多相モータにパルス状の駆動電流を供給して駆動するモータ駆動回路であって、
   トルクに応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、
   前記多相モータのコイルごとに設けられ、前記パルス信号生成回路からの前記パルス信号に応じて、接続されたコイルの一端に、オン期間とオフ期間を交互に繰り返してパルス状の駆動電流を供給する複数のスイッチング回路と、
   前記多相モータの少なくとも１つのコイルに発生する逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、逆起検出信号を出力する逆起検出回路と、
   前記逆起検出回路からの前記逆起検出信号にもとづき、前記複数のスイッチング回路の駆動シーケンスを制御するスイッチング制御回路と、
   を備え、
   前記逆起検出回路は、
   各相のコイルに発生する逆起電圧および前記中点電圧のうち、選択された一つをサンプルホールドする２つのサンプルホールド回路と、
   傾斜設定モードおよびゼロクロス検出モードの２つのモードに応じて、前記２つのサンプルホールド回路それぞれに、サンプルホールドの対象となる電圧を指示する制御回路と、
   前記パルス信号と同一の周期を有する傾斜信号であって、前記傾斜設定モードにおける前記２つのサンプルホールド回路の出力電圧の差分に応じて設定された傾きを有する傾斜信号を生成する傾斜信号生成回路と、
   前記ゼロクロス検出モードにおける前記２つのサンプルホールド回路の出力電圧の差分に応じた電圧と、前記傾斜信号生成回路から出力される前記傾斜信号の電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出するコンパレータと、
   を含み、少なくとも、前記オン期間の逆起電圧を利用して、前記オフ期間の逆起電圧を補間し、補間された仮想逆起電圧と、前記コイルの中点電圧に応じた電圧にもとづき、ゼロクロス点を検出し、
   前記制御回路は、
   前記傾斜設定モードにおいて、あるオン期間中の第１タイミングで、一方のサンプルホールド回路に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧のサンプルホールドを指示し、別のオン期間中の第２タイミングで、他方のサンプルホールド回路に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧のサンプルホールドを指示し、
   前記ゼロクロス検出モードにおいて、前記オン期間ごとに設定される所定のタイミングにて、一方のサンプルホールド回路に、現在駆動中の相のコイルに生ずる逆起電圧を、他方のサンプルホールド回路に前記中点電圧をサンプルホールドするように指示することを特徴とするモータ駆動回路。
8. １つの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
9. ディスクを回転させるスピンドルモータと、
   前記スピンドルモータを駆動する請求項１から８のいずれかに記載のモータ駆動回路と、
   を備えることを特徴とするディスク装置。
10. 多相モータにパルス状の駆動電流を供給して駆動するモータ駆動方法であって、
    トルクに応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するステップと、
    駆動中の相のコイルに、前記パルス信号に応じて、オン期間とオフ期間を交互に繰り返し、パルス状の駆動電流を供給するステップと、
    前記多相モータの少なくとも１つのコイルに発生する逆起電圧について、前記オン期間の逆起電圧を利用して、前記オフ期間の逆起電圧を補間し、補間された仮想逆起電圧を生成するステップと、
    前記補間された仮想逆起電圧を、コイルの中点電圧と比較してゼロクロス点を検出し、逆起検出信号を生成するステップと、
    前記逆起検出信号にもとづき、駆動対象の相を切り換えるステップと、
    を備え、
    さらに、
    あるオン期間中の第１タイミングにおける逆起電圧と、別のオン期間中の第２タイミングにおける逆起電圧とから、前記逆起電圧の傾きを検出するステップと、
    前記パルス信号と同一の周期を有し、かつ、検出された前記逆起電圧の傾きに応じた傾きを有するのこぎり波状の傾斜信号を生成するステップと、
    前記オン期間ごとに設定される所定のタイミングにおける前記逆起電圧および前記中点電圧の差分に応じた差分信号を生成するステップと、
    前記差分信号と、前記傾斜信号の電圧値を比較し、ゼロクロス点を検出するステップと、
    を備えることを特徴とするモータ駆動方法。

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