JP2008167091A - 三角波発生回路およびｐｗｍ変調回路 - Google Patents

三角波発生回路およびｐｗｍ変調回路 Download PDF

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Abstract

【課題】振幅が同じで位相が反転した２つの三角波を出力する発振回路、及び本発振回路を用いたＰＷＭ変調回路に関し、比較的高い発振周波数における三角波の波形が鈍ることを防止するものである。
【解決手段】シュミット回路１で制御されるチャージポンプ回路２で容量３を充放電し、二出力差動増幅回路６で積分された電圧をシュミット回路１の入力に正帰還させることにより、振幅が同じで位相が反転した２つの三角波を出力し、かつ、出力段が差動増幅回路で構成されるため低出力インピーダンスで配線容量や接続される入力容量の影響を受けず、また、差動増幅回路を積分動作させるため三角波の波形が鈍ることを防止する。
【選択図】図１

Description

本発明は、振幅が同じで位相が反転した２つの三角波を出力する発振回路及び本発振回路を用いたＰＷＭ変調回路に関するものである。
従来、振幅が同じで位相が反転した２つの三角波を発生させる場合、一つの三角波発生器で生成した三角波を増幅器で反転して生成している。図６と図７に従来例１と従来例２を示す。
図６に示す従来例１では、三角波発振器１００で作成した三角波と差動増幅回路１０１の出力電圧とを等しい抵抗Ｒ１，Ｒ１で抵抗分圧し、その抵抗分圧された中点電圧を差動増幅回路１０１の反転入力端子（−）に帰還することにより、設定した基準電圧を差動増幅回路の非反転入力端子（＋）に与え仮想接地させ、基準電圧を中心に三角波波形を反転させている。
図７に示す従来例２では、図６の従来例１の差動増幅回路１０１と分圧の抵抗Ｒ１，Ｒ１の代わりに非特許文献２に説明のある完全差動増幅回路１０２を抵抗Ｒ３で負帰還して２つの出力を作成する。２つの出力は、抵抗比から決まるゲイン倍した電圧とその電圧を反転した電圧が生じる。なお、図７では同相の動作点電圧を決定するためのコモンフィードバックを省略している。
また、反転増幅をせず、２つの容量への放電電流を同相帰還で制御して２つの三角波を同時に作成する発明が特許文献１に示されている。
特開２００６−５０３１０号公報 P.R.Gray,P.J.Hurst,S.H.Lewis,R.G.Meyer,"ANALYSIS AND DESIGN OF ANALOG INTEGRATED CIRCUITS Fourth Edition",John Wiley & Sons,Inc.,2001,pp.808-809.823-830,839（邦訳：グレイ．Ｐ．Ｒ．・フルスト，Ｐ．Ｊ．・レピス，Ｓ．Ｈ．・メイヤー，Ｒ．Ｇ．共著「システムＬＳＩのためのアナログ集積回路設計技術（下）」培風館、2003年７月10日、pp.379-380,398-406,418）
しかしながら、従来例１では、発振周波数が数百ｋＨｚ以上になると増幅器の周波数応答およびスルーレートにより、三角波の波形が図８（ａ）のように出力端子５の出力信号Ｓ５に比べて出力端子４の出力信号Ｓ４に鈍りが発生して、三角形状にならなくなる。これは、三角波を比較信号とするＰＷＭ変調回路では変調度（＝デューティ／入力電圧、あるいは、＝平均出力電圧／入力電圧＝出力振幅＊デューティ／入力電圧）が出力デューティ０％近傍、及び１００％近傍で一定の変調度から外れるという非直線性を持つという好ましくない特性を持つことになる。このＰＷＭ変調回路を用いた２相スイッチングレギュレータやアクチュエータ駆動用のブリッジドライバーといった２相ＰＷＭ変調回路は、十分な精度を確保できなくなる。また、三角波の直線性精度は発振器自体の入力オフセットにプラスして増幅器のオフセットとゲインのバラツキが相乗される欠点を有している。これらのバラツキを少なくするには、増幅器と抵抗等のデバイスサイズを大きくするか、調整等を必要とするが回路のコストも増加してしまう。
従来例２では、出力インピーダンスが高いため、ＰＷＭコンパレータ入力端子までの配線の寄生容量、あるいは、ＰＷＭコンパレータの差動入力段の入力容量により三角波波形の高調波の伝達が阻止され、図８（ｂ）に示すように出力信号Ｓ４，Ｓ５ともに波形が鈍る。従来例２に対しては、出力の次段に高速のバッファを挿入することにより、波形の鈍る現象は回避されるが、素子数の増大と、バッファの素子ばらつきにより２つの出力間にオフセットを生ずるという問題が新たに発生する。
本発明は上記問題を解決するもので、数百ｋＨｚ以上の高周波で動作する低インピーダンス出力を持つ振幅が同じで位相が反転した２つの三角波を発生する高精度の発振回路を提供することを目的としている。
本発明の請求項１記載の三角波発生回路は、１つの入力に対して値の違う２つの閾値電圧を持ち、入力の電圧値が上昇して第１の閾値に達すると出力が第１の出力状態を取り、前記入力の電圧値が下降して第２の閾値に達すると前記出力が第２の出力状態を取るシュミット回路と、前記シュミット回路の出力が入力に接続され、出力電流が一定値電流でその方向が引き込みと流れ出しの２つの方向を切り替える出力を持つチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の出力が一方に接続された容量と、前記チャージポンプ回路出力と前記容量の接続点が第１の入力端子に接続され、第２の入力端子が基準電圧に接続され、第１の出力端子が前記容量の他端に接続され、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子間の差電圧を増幅した電圧を前記第１の出力端子と第２の出力端子の差電圧として出力し、前記第１の出力端子あるいは前記第２の出力端子の一方と前記シュミット回路の入力を接続した二出力差動増幅回路とを備え、前記シュミット回路が第１の出力状態のときに前記チャージポンプ回路の出力電流が第１の電流方向で充電あるいは放電され、前記シュミット回路が第２の出力状態のときに前記チャージポンプ回路の出力電流が第２の電流方向で放電あるいは充電されることにより、前記容量と前記二出力差動増幅回路により積分された電圧あるいは反転電圧を前記シュミット回路に正帰還し、前記二出力差動増幅回路の第１の出力端子に三角波を発生し、第２の出力端子に位相の反転した三角波を発生することを特徴とする。
本発明の請求項２記載の三角波発生回路は、請求項１において、前記シュミット回路は、２つのコンパレータとＲＳフリップフロップで構成され、前記コンパレータのうちの第１のコンパレータの一方の入力と第２のコンパレータの一方の入力を接続してシュミット回路の前記入力とし、第１のコンパレータの他方の入力と第２のコンパレータの他方の入力にそれぞれの閾値を与える相違なる定電圧を印加し、第１のコンパレータの出力が前記ＲＳフリップフロップのセット入力に接続され、第２のコンパレータの出力が前記ＲＳフリップフロップのリセット入力に接続され、前記ＲＳフリップフロップの出力が前記チャージポンプ回路の入力に印加され、前記チャージポンプ回路の出力電流の第１の電流方向と第２の電流方向を切り替えるように制御するよう構成したことを特徴とする。
本発明の請求項３記載の三角波発生回路は、請求項１において、前記シュミット回路が高低２つの閾値をもつヒステリシスコンパレータで構成され、ヒステリシスコンパレータの出力が前記チャージポンプ回路の入力に印加され、前記チャージポンプ回路の出力電流の第１の電流方向と第２の電流方向を切り替えるように制御するよう構成したことを特徴とする。
本発明の請求項４記載のＰＷＭ変調回路は、請求項１記載の三角波発生回路の２出力を２つのコンパレータのそれぞれの一方の入力端子に接続し、それぞれの他方の端子に同一入力電圧を印加することにより前記２つのコンパレータの出力にＰＷＭ変調された２つのパルス出力を発生するよう構成したことを特徴とする。
本発明の請求項５記載のアクチュエータ駆動装置は、請求項４記載のＰＷＭ変調回路の２つのパルス出力をそれぞれのプリドライバの入力に印加し、前記それぞれのプリドライバでＨブリッジドライバの各アームをチョップ制御し、前記Ｈブリッジドライバの負荷であるアクチュエータを駆動することを特徴とする。
本発明の出力段は差動増幅回路で構成されており低出力インピーダンスを達成できる。また、差動増幅回路を積分動作させるため三角波の波形を忠実に鈍らせずに出力する。
以下、本発明を実施の形態を示す図１〜図５に基づいて説明する。
図１は本発明の実施例であるＰＷＭ変調回路を使用したアクチュエータ駆動装置のブロック図であり、図２は図１の三角波発生回路を示している。
図１において、三角波発生回路７は、１つの入力に対して値の違う２つの閾値電圧を持ち、入力電圧が上昇して第１の閾値に達すると出力が第１の出力状態を取り、入力の電圧値が下降して第２の閾値に達すると出力が第２の出力状態を取るシュミット回路１と、シュミット回路１の出力が入力に接続され、出力電流が一定値電流でその方向が引き込みと流れ出しの２つの方向を切り替える出力を持つチャージポンプ回路２と、チャージポンプ回路２の出力が一方に接続され接続される容量３と、チャージポンプ隘路２の出力と容量３の接続点が第１の入力端子に接続され、第２の入力端子が第２の基準電圧に接続され、第１の出力端子４がシュミット回路１の入力と容量３の他端に接続され、第１の入力端子と第２の入力端子間の差電圧を増幅した電圧を第１の出力端子４と第２の出力端子５の差電圧として出力する二出力差動増幅回路６とを備えており、この二出力差動増幅回路６により２つの三角波を低インピーダンスで出力する効果を奏する。
シュミット回路１の第１の出力状態のときにチャージポンプ回路２の出力電流が第１の電流方向で充電あるいは放電され、シュミット回路１の第２の出力状態のときにチャージポンプ回路２の出力電流が第２の電流方向で放電あるいは充電されることにより、容量３と二出力差動増幅回路６により積分された電圧を上記の接続によりシュミット回路１に正帰還し、二出力差動増幅回路６の第１の出力端子４に三角波を発生する。同時に二出力差動増幅回路６により第２の出力端子５には第１の出力端子４の反転された三角波が出力される。上記積分回路とすることにより、二出力差動増幅回路６の位相余裕は容量３が補正し、二出力差動増幅回路６内部の位相補償容量は不要ないしは数ｐＦ以下の極小量で十分な位相余裕が生じるため、発振周波数を高くしても過渡応答による波形の鈍りが生じにくい効果を奏する。
発振の振幅の精度については、シュミット回路１の閾値の精度だけに依存し、二出力差動増幅回路６の入力電圧オフセットには依存しない。そのため、二出力差動増幅回路６を構成する入力段はオフセットがあって良いため、簡素な構成を取ることができる。
また、図１の三角波発生回路７の第１の出力端子４と第２の出力端子５が２つのコンパレータ８，９のそれぞれの一方の入力に接続され、２つのコンパレータの他方の入力端子に同一の入力信号１１を印加することにより、２相のＰＷＭ信号１２，１３をそれぞれのコンパレータ８，９より出力する。数百ｋＨｚ以上の高い周波数に対し入力される三角波が鈍らないことから、０％デューティ近傍および１００％近傍での入力電圧に対する直線性の良好な変調殿ＰＷＭ変調回路が得られる。
このＰＷＭ変調回路１０の作成する２つのＰＷＭ信号１２，１３をそれぞれプリドライバ１４Ａ，１４Ｂに印加して、プリドライバ１４Ａ，１４ＢはＨブリッジドライバ１５の各アームをチョップ制御しアクチュエータ１６を駆動する。この構成により、上記の三角波発生回路７の優れた特性に基づいて、入力信号１１に高精度に比例したデューティ比を発生する効果を奏する。
また、シュミット回路１は図２に示すように２つのコンパレータ１７，１８とＲＳフリップフロップ１９で構成することができる。また、他の実施例ではシュミット回路１の構成はヒステリシスコンパレータで構成することができる。
図３はチャージポンプ回路２の一例の回路図、図４は二出力差動増幅回路６の一例の回路図である。
図２において、シュミット回路１とは入力電圧が上昇して、第１の閾値（コンパレータ１７の閾値ＶＨ）を横切ると第１の出力状態（ＲＳフリップフロップ１９の出力２０がＱ＝Ｈレベル、出力２１がＮＱ＝Ｌレベル）になり、入力電圧が下降して、第２の閾値（コンパレータ１８の閾値ＶＬ）を横切ると第２の出力状態（コンパレータ１７の閾値ＶＨ）を横切ると第１の出力状態（ＲＳフリップフロップ１９の出力２０がＱ＝Ｌレベル、出力２１がＮＱ＝Ｈレベル）になる回路である。第１の閾値と第２の閾値は（第１の閾値ＶＨ）＞（第２の閾値ＶＬ）の関係になるよう設定される。
チャージポンプ回路２は一定電流の引き込みと流し出しを行い、電流の方向はシュミット回路１の上記第１の出力状態と第２の出力状態に対応して切り替わる。すなわち、シュミット回路１の第１の出力状態のときにチャージポンプ回路２の出力電流が第１の電流方向で流れだし、容量３を充電する。逆に、シュミット回路１の第２の出力状態のときにチャージポンプ回路２の出力電流が第２の電流方向で引き込まれ、容量３を放電する。
図３はチャージポンプ回路２の具体例を示す。
これは非特許文献１のＯＴＡ（operational transconductance amplifier）を利用したものである。両差動入力端子に図２のＲＳフリップフロップ１９の出力Ｑ２０と反転出力ＮＱ２１をそれぞれ接続することにより、シュミット回路１の第１の出力状態では出力２２にテールカレント２３の設定されたミラー比倍の電流を引き込み、第２の出力状態では出力２２にテールカレント２３の設定されたミラー比倍の電流を流し込む。
二出力差動増幅回路６は、非文献資料１に説明のある完全差動増幅回路で構成され、オペアンプ２４とコモンモードフィードバック回路２５とからなる。容量３により一方の出力が一方の入力に負帰還され仮想接地によりその電圧を第１の基準電圧２６の電位にほぼ一致させる。図５の波形に示すように容量３の他端である二出力差動増幅回路６の第１の出力端子４には積分動作により、充電時（第１の出力状態）には傾き一定で電圧が降下し、放電時（第２の出力状態）には傾き一定で電圧が上昇する。第１の出力端子４はシュミット回路１の入力に接続されており、シュミット回路１の閾値で出力状態を切り替え、第３の基準電圧を境に図５に示すような三角波を第１の出力端子４と第２の出力端子５に発生する。
第２の出力端子５には二出力差動増幅回路６のコモンモードフィードバック回路２５により、第１の出力端子４の電圧と第２の出力端子５の電圧の中間電圧が第２の基準電圧２７に一致するように負帰還がかかるため、第２の基準電圧に対し、第１の出力端子４を反転させた波形、すなわち、振幅が同じで位相を反転させた三角波を発生させる。
シュミット回路１は、図２の２つのコンパレータ１７，１８とＲＳフリップフロップ１９の代わりにヒステリシスコンパレータを用いてもよい。特に図示しないが、ヒステリシスコンパレータの２つの閾値を上述の２つの閾値とすることにより同じ効果を得る。
なお、シュミット回路１の入力は容量３が接続されたに出力差動増幅回路６の第１の出力端子４と接続して正帰還させていたが、第１の出力端子４ではなく容量３を接続していない第２の出力端子５に接続してもよい。この場合、正帰還とするためにシュミット回路１の出力状態とチャージポンプ回路２の電流方向にすれば良い。すなわち、ＲＳフリップフロップ１９の出力Ｑ２０と出力ＮＱ２１の極性を入れ替えれば良い。
なお、チャージポンプ回路２の引き込みと流し込みの電流を同じ電流量で方向だけが逆であるとして説明したが、同じ電流量ではなく、両者の電流比を任意に設定することにより任意のデューティの三角波と鋸歯状波を発生させることができる。図３のチャージポンプ回路では上下のカレントミラーのミラー比を変えることにより任意のデューティの三角波と鋸歯状波を発生させることができる。
図４に示される回路は二出力差動増幅回路６の一実施例であり、非特許文献１より引用した。オペアンプ２４とコモンモードフィードバック回路２５からなり、オペアンプ２４は２つの出力端子５，６の差電圧として入力端子２２，２６の電圧差を増幅し出力する。コモンモードフィードバック回路２５は２つの出力端子５，６の電圧の中間電圧を第２の基準電圧２７に一致させるようにオペアンプ２４のテールカレント２８を制御する。
また、図１におけるアクチュエータ１６を駆動するＨブリッジドライバ１５をプリドライバ１４を介して上記のＰＷＭ変調回路１０の２つの出力１２，１３のそれぞれに接続してチョップする構成のアクチュエータ駆動回路は、変調度の直線性の良い高精度なアクチュエータ駆動回路を構成する。
なお、本実施例のＰＷＭ変調回路１０を使用してアクチュエータ駆動回路以外の任意のＨブリッジ駆動回路でも使用できることは言うまでもない。
本発明の三角波発生回路およびＰＷＭ変調回路は数百ｋＨｚ以上で波形が鈍らないという効果を有し、オーディオアンプやアクチュエータ駆動装置などのＰＷＭ制御のＨブリッジ駆動装置などの２つの数百ｋＨｚ以上のＰＷＭ周波数で制御する２出力の三角波発振回路およびＰＷＭ変調回路として有用である。
本発明の三角波発生回路を搭載したアクチュエータ駆動装置の構成図 同実施の形態における三角波発生回路の具体的な構成図 同実施の形態におけるチャージポンプ回路の構成図 同実施の形態における二出力差動増幅回路の具体的な構成図 同実施の形態における三角波発生回路の電圧・電流波形図 従来例１の三角波発生回路の構成図 従来例２の三角波発生回路の構成図 従来例の電圧・電流波形図
符号の説明
１ シュミット回路
２ チャージポンプ回路
３ 容量
４ 第１の出力端子
５ 第２の出力端子
６ 二出力差動増幅回路
７ 三角波発生回路
８，９，１７，１８ コンパレータ
１０ ＰＷＭ変調回路
１１ ＰＷＭ変調回路の入力信号
１２，１３ ＰＷＭ変調回路の出力端子
１４Ａ，１４Ｂ プリドライバ
１５ Ｈブリッジドライバ
１６ アクチュエータ
１９ ＲＳフリップフロップ
２０ ＲＳフリップフロップ１９の出力Ｑ
２１ ＲＳフリップフロップ１９の出力ＮＱ
２２ チャージポンプ回路２の出力
２３ チャージポンプ回路２のテールカレント
２４ 二出力差動増幅回路６のオペアンプ
２５ 二出力差動増幅回路６のコモンモードフィードバック回路
２６ 第１の基準電圧
２７ 第２の基準電圧
２８ オペアンプ２４のテールカレント

Claims (5)

  1. １つの入力に対して値の違う２つの閾値電圧を持ち、入力の電圧値が上昇して第１の閾値に達すると出力が第１の出力状態を取り、前記入力の電圧値が下降して第２の閾値に達すると前記出力が第２の出力状態を取るシュミット回路と、
    前記シュミット回路の出力が入力に接続され、出力電流が一定値電流でその方向が引き込みと流れ出しの２つの方向を切り替える出力を持つチャージポンプ回路と、
    前記チャージポンプ回路の出力が一方に接続された容量と、
    前記チャージポンプ回路出力と前記容量の接続点が第１の入力端子に接続され、第２の入力端子が基準電圧に接続され、第１の出力端子が前記容量の他端に接続され、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子間の差電圧を増幅した電圧を前記第１の出力端子と第２の出力端子の差電圧として出力し、前記第１の出力端子あるいは前記第２の出力端子の一方と前記シュミット回路の入力を接続した二出力差動増幅回路と
    を備え、前記シュミット回路が第１の出力状態のときに前記チャージポンプ回路の出力電流が第１の電流方向で充電あるいは放電され、前記シュミット回路が第２の出力状態のときに前記チャージポンプ回路の出力電流が第２の電流方向で放電あるいは充電されることにより、前記容量と前記二出力差動増幅回路により積分された電圧あるいは反転電圧を前記シュミット回路に正帰還し、前記二出力差動増幅回路の第１の出力端子に三角波を発生し、第２の出力端子に位相の反転した三角波を発生することを特徴とする
    三角波発生回路。
  2. 前記シュミット回路は、
    ２つのコンパレータとＲＳフリップフロップで構成され、前記コンパレータのうちの第１のコンパレータの一方の入力と第２のコンパレータの一方の入力を接続してシュミット回路の前記入力とし、第１のコンパレータの他方の入力と第２のコンパレータの他方の入力にそれぞれの閾値を与える相違なる定電圧を印加し、第１のコンパレータの出力が前記ＲＳフリップフロップのセット入力に接続され、第２のコンパレータの出力が前記ＲＳフリップフロップのリセット入力に接続され、前記ＲＳフリップフロップの出力が前記チャージポンプ回路の入力に印加され、前記チャージポンプ回路の出力電流の第１の電流方向と第２の電流方向を切り替えるように制御するよう構成した
    請求項１に記載の三角波発生回路。
  3. 前記シュミット回路が高低２つの閾値をもつヒステリシスコンパレータで構成され、ヒステリシスコンパレータの出力が前記チャージポンプ回路の入力に印加され、前記チャージポンプ回路の出力電流の第１の電流方向と第２の電流方向を切り替えるように制御するよう構成した
    請求項１に記載の三角波発生回路。
  4. 請求項１記載の三角波発生回路の２出力を２つのコンパレータのそれぞれの一方の入力端子に接続し、それぞれの他方の端子に同一入力電圧を印加することにより前記２つのコンパレータの出力にＰＷＭ変調された２つのパルス出力を発生するよう構成した
    ＰＷＭ変調回路。
  5. 請求項４記載のＰＷＭ変調回路の２つのパルス出力をそれぞれのプリドライバの入力に印加し、前記それぞれのプリドライバでＨブリッジドライバの各アームをチョップ制御し、前記Ｈブリッジドライバの負荷であるアクチュエータを駆動する
    アクチュエータ駆動装置。
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