JP5227411B2 - チャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、被駆動回路に電源を供給するチャージ・ポンプ回路に係り、特に、キャパシタに電荷を蓄積するときに発生するノイズを小さくするのに好適なチャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路に関する。

従来、単電源すなわち一つの正電源下で駆動され、グランド終端される小抵抗に対して信号を出力する回路として、図１３に示すようなビデオアンプを駆動するチャージ・ポンプ回路の技術が特許文献１に開示されている。この従来技術は、正電源（ＶＣＣ）とグランド電圧（ＧＮＤ）からチャージ・ポンプ回路で負電源（ＶＥＥ）を発生し、正電源（ＶＣＣ）と負電源（ＶＥＥ）との間で駆動される被駆動回路で、グランド電圧（ＧＮＤ）を中心レベルとしてＤＣ（直流）カット用のキャパシタを用いずに直接負荷を駆動し、信号を出力するものである。

ここで用いられるチャージ・ポンプ回路は、クロック信号の第１の期間で与えられた正電圧とグランド電圧の間にキャパシタを直接接続して電荷を蓄積し、第２の期間でグランド電圧と負電圧を発生する負電圧端子の間で該キャパシタを直接接続して、蓄積された電荷を転送させる。この一連の動作を繰り返し行うことで負電圧を発生する。
このチャージ・ポンプ回路において、キャパシタに電荷を蓄積する期間における電流量は、期間の前半は大きいが時間の経過と共に減少し、期間の後半は小さくなる。ビデオアンプ及びその負荷で消費する電流量が大きいときは、この期間の前半に流れる大きな電流が原因となって、電源ノイズ、電流供給能力の超過などの問題が発生する。

この問題を解決するための技術として、図１４に示すビデオアンプを駆動するチャージ・ポンプ回路の技術が特許文献２に開示されている。この技術では、チャージ・ポンプ回路のキャパシタに電荷を蓄積する期間における電流量を一定にすることを行う。この技術は、ビデオアンプで消費する電流の大きさに関わらず、内部の定電流回路を用いて一定の電流を作り出し、この定電流でキャパシタに電荷を蓄積するため、電荷を蓄積する期間の前半と後半で同等の電流が流れ、期間の前半だけに大きな電流が流れることを防ぐことができる。

特許公報 特開２００１−３０９４００ 特許公報 特開２００５−１５１７７７

しかしながら、上記特許文献２の従来技術においては、ビデオアンプで消費する電流量の大きさに関わらず、キャパシタに電荷を蓄積する電流が一定であることから、この定電流値はビデオアンプで消費する電流が最大の時にチャージ・ポンプ回路が問題なく動作できる大きめの値に設定する必要があった。そのため、通常使用範囲では必要以上に大きな電流が流れるため、電源ノイズが大きくなり、さらに、電源としては、大きな電流供給能力のあるものが必要であった。

そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、電源を発生し、発生された電源で被駆動回路を駆動するチャージ・ポンプ回路において、チャージ・ポンプ回路のキャパシタに電荷を蓄積するときに発生するノイズを小さくするのに好適なチャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路を提供することを目的とするものである。

〔発明１〕上記目的を達成するために、発明１のチャージ・ポンプ回路は、入力電源からの電荷をキャパシタに蓄積する第１の状態と前記キャパシタに蓄積された電荷を電源供給部に転送する第２の状態とを交互に繰り返すことで所定の極性の出力電源を生成するチャージ・ポンプ回路であって、前記出力電源で駆動されるアンプ回路の出力段を構成する複数のトランジスタのうち、前記出力電源側のトランジスタの出力電流である第１の電流に比例する第２の電流を発生する、前記第１の電流とカレントミラーの関係にある電流発生部と、該電流発生部において発生した第２の電流に基づき、前記キャパシタに電荷を蓄積するときの電流の供給量を制御する供給電流量制御手段と、を備える。

このような構成であれば、供給電流量制御手段において、出力電源で駆動されるアンプ回路の出力段を構成する複数のトランジスタのうち、出力電源側のトランジスタに流れる電流の量（以下、電流量と称す）の増減に追随して、キャパシタに供給する電流量（以下、供給電流量と称す）を増減する制御を行うことが可能である。
これによって、アンプ回路で消費される電流量と、キャパシタに電荷を蓄積する（以下、充電と称す）ときの供給電流量との差を小さくすることができるので、アンプ回路に電流を過供給するのを防ぐことができると共に、キャパシタを充電するときに発生するノイズを小さくすることができるという効果が得られる。

〔発明２〕 更に、発明２のチャージ・ポンプ回路は、発明１のチャージ・ポンプ回路において、前記供給電流量制御手段は、前記キャパシタに供給する電流の量を、該電流の量と前記被駆動回路に流れる電流の量との間に正の相関が成立するように制御する。
このような構成であれば、発明１と同等の作用及び効果を得ることができる。

〔発明３〕 更に、発明３のチャージ・ポンプ回路は、発明１又は２のチャージ・ポンプ回路において、前記供給電流量制御手段は、前記キャパシタに供給する電流の量を、該電流の量が前記被駆動回路に流れる電流の量よりも予め設定された量だけ多くなるように制御する。
このような構成であれば、供給電流量に余裕を持たせることができるので、負荷（被駆動回路）に流れる電流量が０のときや、負荷に流れる電流量がばらついて供給電流量の追随が間に合わないときなどにおいても、チャージ・ポンプ回路を正常に動作させることができるという効果が得られる。

〔発明４〕 更に、発明４のチャージ・ポンプ回路は、発明１乃至３のいずれか１のチャージ・ポンプ回路において、前記キャパシタの両端間の電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で検出された電圧のレベルと所定のレベルとを比較する電圧レベル比較手段と、前記電圧レベル比較手段の比較結果に基づき、前記第１の状態において前記検出された電圧のレベルが前記所定のレベルに到達したときに、前記第１の状態を前記第２の状態に切り替える切替制御手段と、を備える。
このような構成であれば、キャパシタの両端間の電圧のレベルが所定のレベルに到達するまではキャパシタを充電し、所定のレベルに到達したときに、キャパシタの充電を止めて、充電された電荷の転送を行わせることができる。
これによって、所定のレベルを所望の電圧のレベルに設定することで、所望の電圧の出力電源を生成することができるという効果が得られる。

〔発明５〕 更に、発明５のチャージ・ポンプ回路は、発明１乃至４のいずれか１のチャージ・ポンプ回路において、前記供給電流量制御手段は、複数の前記被駆動回路を駆動するときに、前記複数の被駆動回路に流れる電流の量の総和に基づき、前記キャパシタに電荷を蓄積するときの電流の供給量を制御する。
このような構成であれば、供給電流量制御手段において、例えば、複数の被駆動回路に流れる電流量の総和の増減に追随して、キャパシタの供給電流量を増減する制御を行うことが可能である。
これによって、複数の被駆動回路で消費される電流量の総和と、キャパシタを充電するときの供給電流量との差を小さくすることができるので、複数の被駆動回路に対して電流を過供給するのを防ぐことができると共に、キャパシタを充電するときに発生するノイズを小さくすることができるという効果が得られる。

〔発明６〕 更に、発明６のチャージ・ポンプ回路は、発明１乃至５のいずれか１のチャージ・ポンプ回路において、前記供給電流量制御手段は、前記被駆動回路の出力部に流れる電流の量に基づき、前記キャパシタに電荷を蓄積するときの電流の供給量を制御する。
このような構成であれば、被駆動回路の出力部に流れる電流の量に基づきキャパシタの供給電流量を制御することができるので、出力部に流れる電流をチャージ・ポンプ回路にフィードバックすることで、比較的簡易な構成で供給電流量の制御を行うことができるという効果が得られる。

〔発明７〕 更に、発明７のチャージ・ポンプ回路は、発明１乃至６のいずれか１のチャージ・ポンプ回路において、前記被駆動回路がアンプ回路である。
このような構成であれば、被駆動回路がアンプ回路であることから、容易に半導体集積回路で実現することができるという効果が得られる。

〔発明８〕 更に、発明８のチャージ・ポンプ回路は、発明１乃至７のいずれか１のチャージ・ポンプ回路において、前記供給電流量制御手段は、前記アンプ回路の出力段の出力電流である第１の電流に比例する第２の電流を発生する、前記第１の電流とカレントミラーの関係にある電流発生部を備え、該電流発生部において発生した第２の電流に基づき、前記第１の状態において前記キャパシタに電荷を蓄積するときの電流の供給量を制御する。
このような構成であれば、アンプ回路から負荷に流れる第１の電流に比例した第２の電流の電流量に基づきキャパシタに供給する供給電流量を制御することができる。

従って、第１の電流の電流量の増減に追随して、キャパシタに供給する供給電流量を増減する制御を容易に行うことが可能である。
これによって、被駆動回路に対する負荷で消費される電流量と、キャパシタに供給する供給電流量との差を小さくすることができるので、被駆動回路に電流を過供給するのを防ぐことができると共に、キャパシタを充電するときに発生するノイズを小さくすることができるという効果が得られる。

〔発明９〕 更に、発明９のチャージ・ポンプ回路は、発明１乃至８のいずれか１のチャージ・ポンプ回路において、前記入力電源から、該入力電源の極性とは反対の極性の出力電源を生成し、前記電源供給部は、前記出力電源と、前記出力電源とは反対の極性の電源との間の電圧範囲の電源を前記被駆動回路に供給する構成となっている。
このような構成であれば、電源供給部において、例えば、グランド電圧を基準にして、入力電源と同極の正電圧の電源と、当該チャージ・ポンプ回路で生成した負電圧の電源とを被駆動回路に供給することが可能である。
これによって、グランド電圧を基準として、正電源及び負電源の双方を用いて駆動する被駆動回路を駆動させることができるという効果が得られる。

〔発明１０〕 一方、上記目的を達成するために、発明１０の半導体集積回路は、発明１乃至９のいずれか１項に記載のチャージ・ポンプ回路を含んでなる回路を半導体基板上に集積化して成る。
このような構成であれば、上記発明１乃至９のいずれか１に記載のチャージ・ポンプ回路と同等の作用及び効果が得られる半導体集積回路を得ることができる。

負荷駆動システム１の構成を示すブロック図である。 チャージ・ポンプ回路２の詳細な構成を示す回路図である。 供給電流制御回路２０の詳細な構成を示す回路図である。 アンプ回路６の詳細な構成を示す回路図である。 チャージ・ポンプ回路２、クロック発生回路４及びアンプ回路６を流れる信号のタイミングチャートである。 負荷電流Ｉ_Lと供給電流Ｉ_SUPとの関係を示す図である。 チャージ・ポンプ回路３の詳細な構成を示す回路図である。 供給電流制御回路２１の詳細な構成を示す回路図である。 電圧モニター回路２２の詳細な構成を示す回路図である。 負荷駆動システム１０の構成を示すブロック図である。 負荷駆動システム１１の構成を示すブロック図である。 供給電流Ｉ_SUP1及びＩ_SUP2と負荷電流Ｉ_Lとの関係を示す図である。 従来のビデオアンプを駆動するチャージ・ポンプ回路の例を示す図である。 従来のビデオアンプを駆動するチャージ・ポンプ回路の他の例を示す図である。

〔第１の実施の形態〕
以下、本発明の第１の実施の形態を図面に基づき説明する。図１〜図６は、本発明に係るチャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路の第１の実施の形態を示す図である。
本実施の形態では、本発明に係るチャージ・ポンプ回路を、被駆動回路であるアンプ回路に適用し、このアンプ回路によって入力信号を増幅して負荷に供給するシステムを構成する。

まず、本発明に係る負荷駆動システム１の構成を図１に基づき説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係る負荷駆動システム１の構成を示すブロック図である。
負荷駆動システム１は、図１に示すように、チャージ・ポンプ回路２と、クロック発生回路４と、アンプ回路６と、負荷８とを含んで構成される。
チャージ・ポンプ回路２は、キャパシタとスイッチング素子とを用いたチャージ・ポンプ方式によって、正極の入力電源Ｖ_CCから負極の出力電源Ｖ_EEを生成し、この生成する機能を有している。この生成したＶ_EEはアンプ回路６に供給される。

クロック発生回路４は、水晶振動子、セラミック振動子などの振動子を備え、チャージ・ポンプ回路２の有するスイッチング素子のオン・オフを制御する２種類のクロック信号CLK1、CLK2（以下、単にCLK1、CLK2と称す）を発生する機能を有している。なお、CLK1とCLK2とは、同じ周期及び同じ振幅の信号であり、一方に対して他方の位相が半周期ずれた信号である。つまり、クロック信号CLK1がハイレベルのときにクロック信号CLK2がローレベルとなり、クロック信号CLK1がローレベルのときにクロック信号CLK2がハイレベルとなる。また、発生したクロック信号CLK1、CLK2は、チャージ・ポンプ回路２に供給される。

アンプ回路６は、ＯＰアンプを含んで構成される反転増幅回路であって、反転入力端子（−）に入力された入力信号Ｓ_inと、非反転入力端子（＋）に入力されたオフセット電圧のレベル調整電圧Ｖｒとの差分の信号を反転増幅してなる出力信号Ｓ_outを出力する機能を有している。
負荷８は、アンプ回路６からの出力信号Ｓ_outによって駆動される負荷であり、例えば、入力信号Ｓ_inが音声入力信号であれば、スピーカやヘッドホンなどが該当する。また、後段となるスピーカやヘッドホンを駆動するバッファ回路なども該当する。

次に、図２に基づき、チャージ・ポンプ回路２の詳細な構成を説明する。
ここで、図２は、チャージ・ポンプ回路２の詳細な構成を示す回路図である。
本実施の形態のチャージ・ポンプ回路２は、図２に示すように、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ３と、キャパシタＣ１，Ｃ２と、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と、供給電流制御回路２０とを含んで構成される。

本実施の形態において、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２及びＳＷ３は、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタから構成されている。なお、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタに限らずＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタで構成することも可能である。
供給電流制御回路２０の制御信号出力端子（不図示）は、ＰＴｒ３のゲート端子に電気的に接続され、ＰＴｒ３のソース端子は、電源Ｖ_CCの入力端子に電気的に接続されている。なお、この入力端子には、電圧Ｖ_CCの電源の電源供給端子が電気的に接続されている。

ＰＴｒ３のドレイン端子は、Ｃ１の正極側の端子とＳＷ１のドレイン端子とにそれぞれ電気的に接続されており、ＳＷ１のソース端子はグランド端子（GND）に電気的に接続されている。なお、このグランド端子には、グランド電位（０[Ｖ]）が接続されている。
更に、図示していないが、ＳＷ１のゲート端子は、クロック発生回路４のCLK1の出力端子と電気的に接続されている。

Ｃ１の負極側の端子は、ＳＷ２及びＳＷ３のドレイン端子にそれぞれ電気的に接続され、ＳＷ２のソース端子はグランド端子に電気的に接続され、ＳＷ３のソース端子はＣ２の負極側の端子に電気的に接続されている。
更に、図示していないが、ＳＷ２のゲート端子は、クロック発生回路４のクロック信号CLK1の出力端子と電気的に接続され、ＳＷ３のゲート端子は、クロック発生回路４のCLK2の出力端子と電気的に接続されている。

次に、図３に基づき、供給電流制御回路２０の詳細な構成を説明する。
ここで、図３は、供給電流制御回路２０の詳細な構成を示す回路図である。
本実施の形態の供給電流制御回路２０は、図３に示すように、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ４と、スイッチング素子ＳＷ４と、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ６とを含んで構成される。
本実施の形態において、スイッチング素子ＳＷ４は、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタから構成されている。なお、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタに限らずＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタで構成することも可能である。

ＰＴｒ４のソース端子は、電源Ｖ_CCの入力端子に電気的に接続されており、ドレイン端子は、ＳＷ４のドレイン端子にそれぞれ電気的に接続されている。なお、この入力端子には、電源Ｖ_CCの電源供給端子が電気的に接続されている。
ＰＴｒ４のゲート端子は、ＰＴｒ４のドレイン端子及びＰＴｒ３のゲート端子とそれぞれ電気的に接続されており、ＰＴｒ３とＰＴｒ４とでカレントミラー回路を構成している。

ＳＷ４のソース端子は、ＮＴｒ６のドレイン端子に電気的に接続され、ゲート端子は、クロック発振回路４のCLK1の出力端子と電気的に接続されている。
ＮＴｒ６のソース端子は、出力電源である負電圧Ｖ_EEに電気的に接続されており、ゲート端子は、アンプ回路６を構成するＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ５（後述）のゲート端子と電気的に接続されている。
そして、ＮＴｒ６及びＳＷ４がオンのときに、ＮＴｒ６のドレイン−ソース間を流れる電流信号である負荷電流連動信号６５が、ＳＷ４を介してＰＴｒ４のゲート端子及びドレイン端子と、ＰＴｒ３のゲート端子とに供給される。

上記構成によって、チャージ・ポンプ回路２は、クロック発生回路４からのCLK1がハイレベルのときにＳＷ２及びＳＷ４がオンになり、ローレベルのときにオフとなる。また、クロック信号CLK2がハイレベルのときにＳＷ１及びＳＷ３がオンになり、ローレベルのときにオフとなる。但し、ＳＷ２とＳＷ３は負電圧領域でパスをオン・オフするために適切にレベルシフトされて用いられる。

そして、ＳＷ２及びＳＷ４がオンで、ＳＷ１及びＳＷ３がオフのときに、制御信号Ctrl1がＰＴｒ３の駆動電位（ＰＴｒ３をオンにする電位）のときは、ＰＴｒ３がオンとなって、電源Ｖ_CCからの供給電流Ｉ_SUPがＣ１に供給され、この第１の期間（Φ１）においてＣ１が充電される。
また、ＳＷ２及びＳＷ４がオフで、ＳＷ１及びＳＷ３がオンのときは、ＰＴｒ３がオフとなって、電源Ｖ_CCからの供給電流がＣ１に供給されなくなり、この第２の期間（Φ２）においてはＣ１が充電されない。

一方、ＳＷ２及びＳＷ４がオフで、ＳＷ１及びＳＷ３がオンのときは、ＧＮＤ−ＳＷ１−Ｃ１−ＳＷ３−Ｃ２−ＧＮＤの閉ループが構成され、Ｃ１に蓄積された電荷が、図２に示す極性でＣ２へと転送される。
ＳＷ２及びＳＷ４のオン・オフと、ＳＷ１及びＳＷ３のオン・オフとの切り替えを、上記のCLK1及びCLK2による切り替えタイミングで繰り返し（継続して）行うことで、グランド端子と出力電源の供給端子との間に、正電圧Ｖ_CCの極性を反転させた電圧と略同じレベルの負電圧Ｖ_EEを発生させることができる。

また、制御信号Ctrl1の電位は、負荷電流連動信号６５の電流レベルに応じて変化し、負荷電流連動信号６５の電流レベルが大きければ大きいほど制御信号Ctrl1の電位が低くなる。従って、負荷電流連動信号６５の電流レベルが大きければ大きいほどＰＴｒ３のゲート−ソース間の電圧Ｖ_GSが負方向に大きくなり、これにより、供給電流Ｉ_SUPが大きくなる。
つまり、負荷電流連動信号６５と、供給電流Ｉ_SUPとの間には正の相関が成立し、負荷電流連動信号６５の電流レベルの増減に応じて、キャパシタＣ１への供給電流量が増減する。

次に、図４に基づき、アンプ回路６の詳細な構成を説明する。
ここで、図４は、アンプ回路６の詳細な構成を示す回路図である。
アンプ回路６は、図４に示すように、入力段差動回路６０と、出力段回路６２と、抵抗Ｒ_s，Ｒ_fとを含んで構成される。
入力段差動回路６０は、負荷Ａと、負荷Ｂと、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ１，ＮＴｒ２，ＮＴｒ３とを含んで構成される。
出力段回路６２は、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ１，ＰＴｒ２、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ４，ＮＴｒ５と、位相補償のための抵抗Ｒ₁₀及びキャパシタＣ₁₀とを含んで構成される。

抵抗Ｒ_s，Ｒ_fは、アンプ回路６の電圧利得を決めると共に出力信号Ｓ_outを反転入力端子（−）であるＮＴｒ２のゲート端子に帰還させる役割を有している。
つまり、アンプ回路６は、差動対となる入力段差動回路６０と出力段回路６２とから構成されるＯＰアンプと、抵抗Ｒ_s及びＲ_fとを含んで構成される反転増幅回路となる。
本実施の形態において、負荷Ａ及び負荷Ｂは、抵抗素子Ｒ_A及びＲ_Bとする。なお、負荷Ａ及び負荷Ｂは、ＭＯＳトランジスタを用いたカレントミラー回路として構成するなど、他の素子を用いて構成してもよい。

また、アンプ回路６の正電源入力端子及び負電源入力端子には、チャージ・ポンプ回路２から、正電圧Ｖ_CCの正電源と、負電圧Ｖ_EEの負電源とが供給されている。
入力段差動回路６０を構成する、Ｒ_A及びＲ_Bの一端は、電源Ｖ_CCの正電源入力端子にそれぞれ電気的に接続され、Ｒ_Aの他端は、ＮＴｒ１のドレイン端子に電気的に接続され、Ｒ_Bの他端は、ＮＴｒ２のドレイン端子に電気的に接続されている。

更に、ＮＴｒ１及びＮＴｒ２のソース端子は、ＮＴｒ３のドレイン端子に電気的に接続され、ＮＴｒ３のソース端子は、電源Ｖ_EEの負電源入力端子に電気的に接続されている。
更に、ＮＴｒ２のゲート端子は、入力信号Ｓ_inの入力端子になっており、外部の装置（不図示）から入力信号Ｓ_inが入力される。
更に、ＮＴｒ１のゲート端子は、レベル調整電圧Ｖｒが印加され、ＮＴｒ３のゲート端子には、ＮＴｒ３を飽和領域で駆動させるのに十分な定電流生成電圧Ｖｂが印加される。

出力段回路６２を構成する、ＰＴｒ１、ＰＴｒ２のソース端子は、正電源入力端子に電気的に接続され、ＰＴｒ１のゲート端子は、ＮＴｒ２のドレイン端子に電気的に接続されており、ＰＴｒ２のゲート端子には、ＰＴｒ２を飽和領域で駆動させるのに十分な定電流生成電圧Ｖｂ２が印加される。
更に、ＰＴｒ１のドレイン端子は、ＮＴｒ４のドレイン端子と電気的に接続され、ＰＴｒ２のドレイン端子は、ＮＴｒ５のドレイン端子と電気的に接続され、ＮＴｒ４及びＮＴｒ５のソース端子は、負電源入力端子と電気的に接続されている。

更に、ＮＴｒ５のゲート端子は、抵抗Ｒ₁₀の一端と電気的に接続され、Ｒ₁₀の他端はキャパシタＣ₁₀の一端と電気的に接続され、Ｃ₁₀の他端はＮＴｒ５のドレイン端子及び信号出力端子にそれぞれ電気的に接続されている。また、信号出力端子は、負荷８と電気的に接続されている。
更に、ＮＴｒ４のゲート端子とＮＴｒ５のゲート端子とは電気的に接続されており、ＮＴｒ４のゲート端子とドレイン端子とは電気的に接続されている。この構成により、ＮＴｒ４とＮＴｒ５とカレントミラー回路を構成する。

また、ＮＴｒ４及びＮＴｒ５のゲート端子は、ＮＴｒ６のゲート端子と電気的に接続されており、ＮＴｒ５のドレイン−ソース間を流れる第１の電流と、ＮＴｒ６のドレイン−ソース間を流れる第２の電流との間にカレントミラーの関係が成立している。なお、第１の電流は、負荷８に流れる電流Ｉ_Lであり、第２の電流は、負荷電流Ｉ_Lに比例した電流となり、この電流信号が負荷電流連動信号６５である。つまり、負荷電流連動信号６５は、ＮＴｒ５とＮＴｒ６とのサイズの比（チャンネル幅及びチャンネル長の比）によって決まる。双方ともサイズが同じであれば、負荷電流連動信号６５は、負荷電流Ｉ_Lと略同じレベルの電流信号となる。

また、抵抗Ｒ_sの一端は信号入力端子と電気的に接続され、他端は、抵抗Ｒ_fの一端及びＮＴｒ２のゲート端子とそれぞれ電気的に接続され、Ｒ_fの他端は、信号出力端子と電気的に接続されている。
上記構成のアンプ回路６は、チャージ・ポンプ回路２で生成されると共に同回路２から供給される負電圧Ｖ_EEの負電源と、正電圧Ｖ_CCの正電源とによって駆動され、入力信号Ｓ_inを、抵抗Ｒ_s、Ｒ_fによって決まる増幅度でレベル調整電圧Ｖｒを中心に反転増幅し、グランド電圧（０[Ｖ]）中心の出力信号Ｓ_outとして出力する。

また、出力段回路６２は相補型のＰＴｒ２とＮＴｒ５とから最終出力段が構成され、それぞれＶｂ２及びＮＴｒ４からの信号が与えられ制御される。
この構成によって、出力信号Ｓ_outはグランド電圧の上下の電圧範囲にわたって出力される。
本実施の形態において、上記説明したチャージ・ポンプ回路２及びアンプ回路６のうち少なくともチャージ・ポンプ回路２は、半導体基板上にＭＯＳトランジスタを用いて集積された半導体集積回路として構成される。

次に、図５に基づき、本実施の形態の負荷駆動システム１のより具体的な動作を説明する。
ここで、図５は、チャージ・ポンプ回路２、クロック発生回路４及びアンプ回路６を流れる信号のタイミングチャートである。
図５において、クロック信号CLK1，CLK2、入力信号Ｓ_inは電圧波形であり、負電圧Ｖ_EEの電源の供給端子に流れ込む負荷電流Ｉ_Lは、電流の絶対値の波形である。また、発生電圧Ｖ_Gは、負電圧Ｖ_EE（定電圧）を基準としたときに発生する電圧である。
負荷駆動システム１の各回路に電源を供給すると、各回路が起動し、図５に示すタイミングで、クロック信号CLK1がＳＷ２及びＳＷ４のゲート端子に供給され、クロック信号CLK2がＳＷ１及びＳＷ３のゲート端子に供給され、入力信号Ｓ_inがアンプ回路６の反転入力端子（−）に入力される。

これにより、入力信号Ｓ_inが負電圧の期間において、CLK1がハイレベルの期間（Φ１）は、CLK2がローレベルとなり、チャージ・ポンプ回路２のＳＷ２及びＳＷ４がオン、ＳＷ１及びＳＷ３がオフ、ＰＴｒ４がオンとなる。しかし、入力信号Ｓ_inが負電圧であるため、正電圧Ｖ_CCの電源から負荷８に電流が供給され、負電圧Ｖ_EEの電源からは負荷８に負荷電流Ｉ_Lが供給されない。そのため、制御信号Ctrl1の電位がＶ_CCと略同じ電位となり、ＰＴｒ３がオフとなる。従って、Ｃ１には供給電流Ｉ_SUPが供給されないため、Ｃ１は充電されない。

引き続き、CLK2がハイレベルの期間（Φ２）は、CLK1がローレベルになり、チャージ・ポンプ回路２のＳＷ２及びＳＷ４がオフ、且つＳＷ１及びＳＷ３がオンとなる。しかし、入力信号Ｓ_inが負電圧の期間は、Φ１の期間にＣ１に供給電流Ｉ_SUPが供給されないため、Ｃ１からＣ２への電荷の転送が行われない。また、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４もオフとなる。
以上より、入力信号Ｓ_inが負電圧の期間は、図５に示すように、負荷電流Ｉ_L、供給電流Ｉ_SUP及び、電圧Ｖ_EEを基準とした発生電圧Ｖ_Gはいずれも「０」となる。

一方、入力信号Ｓ_inが正電圧の期間において、CLK1がハイレベルの期間（Φ１）は、CLK2がローレベルとなり、チャージ・ポンプ回路２のＳＷ２及びＳＷ４がオン、ＳＷ１及びＳＷ３がオフとなる。入力信号Ｓ_inが正電圧のときは、負電圧Ｖ_EEの電源から負荷８に負荷電流Ｉ_Lが供給される。このとき、チャージ・ポンプ回路２の供給電流制御回路２０のＮＴｒ６もオンとなる。

従って、負荷電流Ｉ_Lに比例した負荷電流連動信号６５が、ＮＴｒ６のドレイン−ソース間を流れる。また、Φ１の期間は、ＳＷ４がオンとなり、負荷電流連動信号６５がＰＴｒ４及びＰＴｒ３のゲート端子に供給され、制御信号Ctrl1の電位が負荷電流連動信号６５の電流レベルに応じた電位（低電位）となり、ＰＴｒ３のＶ_GSが駆動電位となってＰＴｒ３がオンとなる。これにより、Φ１の期間において、図５に示すように、負荷電流Ｉ_Lの電流レベルに比例した供給電流Ｉ_SUPがＣ１に供給され、Ｃ１が充電される。

引き続き、CLK2がハイレベルの期間（Φ２）は、CLK1がローレベルになり、チャージ・ポンプ回路２のＳＷ２及びＳＷ４がオフ、且つＳＷ１及びＳＷ３がオン、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４がオフとなる。これによって、Φ１の期間にＣ１に蓄積された電荷がＣ２に転送され、Ｃ２が充電される。更に、負電圧Ｖ_EEの電源から負荷８に負荷電流Ｉ_Lが供給される。

以上より、入力信号Ｓ_inが正電圧の期間は、図５に示すように、供給電流Ｉ_SUPは、負荷電流Ｉ_Lのレベルに応じた出力値となり、発生電圧Ｖ_Gは、供給電流Ｉ_SUPのレベル（供給量）に応じた出力値となる。
具体的に、発生電圧Ｖ_Gは、Φ１の期間では負荷電流Ｉ_Lによって、グランド方向に上昇するが、Φ２の期間でキャパシタＣ１に蓄えられた電荷が転送されて負電圧方向に下降する。このとき、転送される電荷量は、Φ１の期間にキャパシタＣ１に蓄積される電荷量（供給電流Ｉ_SUP）と正の相関がある。

また、Φ１とΦ２の期間が交互に繰り返されることで発生電圧Ｖ_Gが生じて、負電圧Ｖ_EEは上昇と下降がバランスする電圧領域で微小な上下を繰り返す。しかし、負電圧Ｖ_EEの微小な上下は、チャージ・ポンプ回路２に適切に大きな容量値のキャパシタＣ１、Ｃ２（この容量値は駆動する負荷の大きさ等に依存して決まり、一般に、０．０１[μＦ]〜１００[μＦ]で、好ましくは１[μＦ]となる）を用いることで吸収することができる。これによって、負電圧Ｖ_EEとして、正電圧Ｖ_CCと絶対値が同じ負の電圧に十分近い電圧を作ることができる。このようにして生成した負電圧Ｖ_EEによって、アンプ回路６は、入力信号Ｓ_inの正電圧部分の信号を適切に増幅することができると共に、負荷８を十分に駆動できるものとなる。

以上、本実施の形態のチャージ・ポンプ回路２は、アンプ回路６のＮＴｒ５とカレントミラーの関係にあるＮＴｒ６によって、負荷電流Ｉ_Lに比例したレベルの電流を流す負荷電流連動信号６５を生成して、ＰＴｒ３のソース−ドレイン間に流れる電流（供給電流Ｉ_SUP）を制御し、図６に示すように負荷電流Ｉ_Lと供給電流Ｉ_SUPに正の相関を持たせることで、Φ２の期間にキャパシタＣ１から転送される電荷量と負荷電流Ｉ_Lの間に正の相関を生じさせることができる。

ここで、図６は、負荷電流Ｉ_Lと供給電流Ｉ_SUPとの関係を示す図である。
これにより、負電圧Ｖ_EEの電源供給端子に流れ込む負荷電流Ｉ_Lを効率よく転送させることができると共に、アンプ回路６の動作条件に応じた供給電流Ｉ_SUPをキャパシタＣ１に供給することが可能になり、通常使用範囲において発生する電源ノイズを小さくすることができる。
上記第１の実施の形態において、供給電流制御回路２０は、発明１、２、６及び８のいずれか１に記載の供給電流量制御手段に対応する。

〔第２の実施の形態〕
次に、本発明の第２の実施の形態を図面に基づき説明する。図７〜図９は、本発明に係るチャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路の第２の実施の形態を示す図である。
上記第１の実施の形態のチャージ・ポンプ回路２は、キャパシタＣ１を充電して、正電圧Ｖ_CCと絶対値が略同じ負電圧Ｖ_EEを生成していたが、これに対して、本実施の形態のチャージ・ポンプ回路３は、キャパシタＣ１の両端の電圧を監視し、所定の電圧に到達したときにＣ１への電荷の蓄積を終了させることができる点が上記第１の実施の形態のチャージ・ポンプ回路２と異なる。

従って、チャージ・ポンプ回路以外の他の構成部は、上記第１の実施の形態と同様となる。以下、上記第１の実施の形態のチャージ・ポンプ回路２と異なる部分を詳細に説明し、同様の部分は同じ符号を付して説明を適宜省略する。
まず、図７に基づき、本実施の形態のチャージ・ポンプ回路３の詳細な構成を説明する。
ここで、図７は、チャージ・ポンプ回路３の詳細な構成を示す回路図である。
本実施の形態のチャージ・ポンプ回路３は、図７に示すように、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ３と、キャパシタＣ１，Ｃ２と、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と、供給電流制御回路２１と、電圧モニター回路２２とを含んで構成される。

供給電流制御回路２１の制御信号出力端子（不図示）は、ＰＴｒ３のゲート端子に電気的に接続され、ＰＴｒ３のソース端子は、電源Ｖ_CCの入力端子に電気的に接続されている。なお、この入力端子には、電圧Ｖ_CCの電源の電源供給端子が電気的に接続されている。
電圧モニター回路２２の、正電圧監視用端子はＣ１の正極側の端子に電気的に接続され、負電圧監視用端子はＣ１の負極側の端子に電気的に接続され、制御信号出力端子は供給電流制御回路２１の制御信号入力端子と電気的に接続されている。
他の接続構成は、上記第１の実施の形態のチャージ・ポンプ回路２と同様となる。

次に、図８に基づき、供給電流制御回路２１の詳細な構成を説明する。
ここで、図８は、供給電流制御回路２１の詳細な構成を示す回路図である。
本実施の形態の供給電流制御回路２１は、図８に示すように、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ４と、スイッチング素子ＳＷ４と、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ６と、ＮＯＴ回路２３と、ＡＮＤ回路２４とを含んで構成される。

ＳＷ４のゲート端子は、ＡＮＤ回路２４の出力端子に電気的に接続され、ＡＮＤ回路２４の第１の入力端子は、ＮＯＴ回路２３の出力端子に電気的に接続され、ＡＮＤ回路２４の第２の入力端子は、クロック発振回路４のCLK1の出力端子と電気的に接続されている。
更に、ＮＯＴ回路２３の入力端子（制御信号入力端子）は、電圧モニター回路２２の制御信号出力端子と電気的に接続されている。
なお、他の接続構成は、上記第１の実施の形態の供給電流制御回路２０と同様となる。

次に、図９に基づき、電圧モニター回路２２の詳細な構成を説明する。
ここで、図９は、電圧モニター回路２２の詳細な構成を示す回路図である。
電圧モニター回路２２は、図９に示すように、減算回路２５と、コンパレータ回路２６とを含んで構成される。
減算回路２５は、上記した正電圧監視用端子、上記した負電圧監視用端子及び減算結果出力端子を備え、減算結果出力端子は、コンパレータ回路２６の比較電圧入力端子と電気的に接続されている。
更に、減算回路２５は、正電圧監視用端子に入力される正側電圧Ｖ₊から、負電圧監視用端子に入力される負側電圧Ｖ_-を減算し、減算結果に応じた電圧Ｖ_dを減算結果出力端子から出力する。

コンパレータ回路２６は、比較電圧入力端子、参照電圧入力端子及び上記した制御信号出力端子を備え、比較電圧入力端子に入力される電圧Ｖ_dと、参照電圧入力端子に入力される参照電圧Ｖref（Ｖref＜Ｖ_CC）とを比較し、Ｖ_dがＶref未満のときは制御信号出力端子からローレベルの電流制御信号CCtrl1を出力し、Ｖ_dがＶref以上のときは制御信号出力端子からハイレベルの電流制御信号CCtrl1を出力する。

上記構成によって、チャージ・ポンプ回路３は、クロック発生回路４からのCLK1がハイレベルで且つ電流制御信号CCtrl1がローレベルのときに、ＳＷ２及びＳＷ４がオンになり、CLK1がローレベル又はCCtrl1がハイレベルのときにオフとなる。
つまり、Ｃ１の両端間電圧Ｖ_dが参照電圧Ｖref未満のときは、電流制御信号CCtrl1がローレベルになり、ＡＮＤ回路２４の第１の入力端子にはＮＯＴ回路２３でハイレベルへと反転されたCCtrl1が入力され、ＡＮＤ回路２４の出力は、CLK1がハイレベルのときにハイレベルとなる。

一方、Ｃ１の両端間電圧Ｖ_dが参照電圧Ｖref以上のときは、電流制御信号CCtrl1がハイレベルとなり、ＡＮＤ回路２４の第１の入力端子にはＮＯＴ回路２３でローレベルへと反転されたCCtrl1が入力され、ＡＮＤ回路２４の出力は、CLK1がハイレベル又はローレベルのいずれであってもローレベルとなる。
いま、CLK1がハイレベルで且つCCtrl1がローレベルになってＳＷ２及びＳＷ４がオンになり、CLK2がローレベルになってＳＷ１及びＳＷ３がオフになると、ＰＴｒ３がオンとなる。これによって、電源Ｖ_CCからの負荷電流Ｉ_Lと正の相関にある供給電流Ｉ_SUPがＣ１に供給されＣ１の充電が開始される。

一方、Ｃ１が充電中において（CLK1がハイレベルであるΦ１の期間において）CCtrl1がハイレベルになると、ＳＷ４がオフとなって、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４もオフとなり、Ｃ１の充電は強制的に終了される。これによって、Ｃ１の両端間電圧を略Ｖrefとすることができる。
引き続き、CLK1がローレベルになってＳＷ２及びＳＷ４がオフになり、CLK2がハイレベルになってＳＷ１及びＳＷ３がオンになると、ＧＮＤ−ＳＷ１−Ｃ１−ＳＷ３−Ｃ２−ＧＮＤのループが構成され、Ｃ１に蓄積された電荷が、図７に示す極性でＣ２へと転送される。これにより、供給端子のＶ_EEの電圧レベルをＶrefのレベルとすることができる。
なお、その他の動作については、上記第１の実施の形態のチャージ・ポンプ回路２と同様となる。

以上、本実施の形態の負荷駆動システム１は、供給電流制御回路２１によって、アンプ回路６を流れる負荷電流Ｉ_Lと正の相関を持った供給電流Ｉ_SUPによって、チャージ・ポンプ回路３のＣ１を充電することができる。
更に、電圧モニター回路２２によって、Ｃ１の両端の電圧を監視し、両端間の電圧がＶref以上になったときに、供給電流制御回路２１によって、ＳＷ４をオフにしＣ１への充電をＶ_CCよりも小さいＶrefで終了させることができる。
つまり、Ｖrefを所望の電圧とすることで、Ｖ_EEをＶ_CCよりも低い所望の電圧にすることができる。

従来のチャージ・ポンプ回路を用いてこのような構成にした場合、キャパシタＣ１の充電が不十分の状態で電荷の蓄積を終了させるため、供給電流が非常に大きくなってしまう。一方、本実施の形態のチャージ・ポンプ回路３では、アンプ回路６の動作条件に応じた供給電流Ｉ_SUPをキャパシタＣ１に供給することが可能になり、Ｖrefの段階でＣ１の充電を終了する使い方をしても、そのときに発生する電源ノイズを小さくすることができる。

上記第２の実施の形態において、供給電流制御回路２１は、発明１、２、６及び８のいずれか１に記載の供給電流量制御手段に対応し、電圧モニター回路２２は、発明４に記載の電圧レベル比較手段に対応し、供給電流制御回路２１における電圧モニター回路２２からの電流制御信号CCtrl1に基づきＳＷ４を切り替える処理は、発明４に記載の切替制御手段に対応する。

〔第３の実施の形態〕
次に、本発明の第３の実施の形態を図面に基づき説明する。図１０は、本発明に係るチャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路の第３の実施の形態を示す図である。
上記第１の実施の形態の負荷駆動システム１は、チャージ・ポンプ回路２の被駆動回路として、１つのアンプ回路６を駆動する構成にしていたが、本実施の形態の負荷駆動システム１０は、チャージ・ポンプ回路２の被駆動回路として、２つのアンプ回路６Ａ及び６Ｂを駆動する点が上記第１の実施の形態と異なる。

更に、本実施の形態の負荷駆動システム１０は、キャパシタＣ１の充電を行うときに、アンプ回路６Ａに流れる負荷電流Ｉ_LAと正の相関を有する負荷電流連動信号６５Ａと、アンプ回路６Ｂに流れる負荷電流Ｉ_LBと正の相関を有する負荷電流連動信号６５Ｂとの和からなる負荷電流連動信号６５Ｃと正の相関を有する（比例する）供給電流Ｉ_SUPによって、Ｃ１を充電する点が上記第１の実施の形態と異なる。
従って、アンプ回路６が、アンプ回路６Ａ及び６Ｂになる点と、負荷電流連動信号６５Ａ及び６５Ｂの和をＳＷ４を介してＰＴｒ３及びＰＴｒ４に供給する点以外の他の構成部は、上記第１の実施の形態と同様となる。以下、上記第１の実施の形態と異なる部分を詳細に説明し、同様の部分は同じ符号を付して説明を適宜省略する。

図１０に基づき、本実施の形態の負荷駆動システム１０の構成を説明する。
ここで、図１０は、負荷駆動システム１０の構成を示すブロック図である。
負荷駆動システム１０は、図１０に示すように、チャージ・ポンプ回路２と、クロック発生回路４と、アンプ回路６Ａ及び６Ｂと、負荷８Ａ及び８Ｂとを含んで構成される。
アンプ回路６Ａからは、上記第１の実施の形態のＮＴｒ６と同様の役割を果たすＮＴｒ６Ａを介して、アンプ回路６Ａを流れる負荷電流Ｉ_LAと正の相関を有する負荷電流連動信号６５Ａを伝送する導電性のラインＬ１がチャージ・ポンプ回路２に向けて伸びている。

また、アンプ回路６Ｂからは、上記第１の実施の形態のＮＴｒ６と同様の役割を果たす、ＮＴｒ６Ｂを介して、アンプ回路６Ｂを流れる負荷電流Ｉ_LBと正の相関を有する負荷電流連動信号６５Ｂを伝送する導電性のラインＬ２がチャージ・ポンプ回路２に向けて伸びている。
従って、本実施の形態では、ＮＴｒ６Ａは、アンプ回路６Ａ側に設け、ＮＴｒ６Ｂはアンプ回路６Ｂ側に設けている。なお、ＮＴｒ６Ａ及び６Ｂを、チャージ・ポンプ回路２側に設ける構成としてもよい。

そして、ラインＬ１とＬ２とはチャージ・ポンプ回路２の手前で合流してラインＬ３となり、ラインＬ３がチャージ・ポンプ回路２のＳＷ４と電気的に接続される。
これにより、ラインＬ１を流れる負荷電流連動信号６５Ａと、ラインＬ２を流れる負荷電流連動信号６５Ｂとが合流してラインＬ３には、負荷電流連動信号６５Ａと負荷電流連動信号６５Ｂとを合算した信号である負荷電流連動信号６５Ｃが流れる。

更に、チャージ・ポンプ回路２からは、電圧Ｖ_EEの電源を供給する導電性のラインＬ４がアンプ回路６Ａ及び６Ｂに向けて伸びており、ラインＬ４は、途中でアンプ回路６Ａに向けて伸びるラインＬ５とアンプ回路６Ｂに向けて伸びるラインＬ６とに分岐して、それぞれ、アンプ回路６Ａ及び６Ｂの負電源供給端子に電気的に接続される。
従って、ラインＬ４を流れる負荷電流Ｉ_Lは、ラインＬ５を流れる負荷電流Ｉ_LAと、ラインＬ６を流れる負荷電流Ｉ_LBとを合算した電流（Ｉ_L＝Ｉ_LA＋Ｉ_LB）となる。

なお、説明の便宜上、ラインという言葉を用いて説明したが、信号を伝送可能な導電性のパターンであればラインに限らない。また、同じ状態を作り出せれば、加算器を用いるなどどのような構成でもよい。
更に、負荷８Ａは、アンプ回路６Ａによって駆動される負荷であり、負荷８Ｂは、アンプ回路６Ｂによって駆動される負荷である。
また、アンプ回路６Ａ及び６Ｂは、入力信号（Ｓ_inA、Ｓ_inB）及び駆動する負荷（８Ａ、８Ｂ）が異なる（同じ内容でも良い）だけで、上記第１の実施の形態のアンプ回路６と同様の構成及び動作となる。

また、説明の便宜上、図１０に示す例では、２つのアンプ回路６Ａ及び６Ｂを駆動する構成としたが、これに限らず、３つ以上のアンプ回路を駆動する構成としてもよい。また、アンプ回路に限らず、他の被駆動回路を複数駆動する構成としてもよい。また、本実施の形態の構成は、上記第２の実施の形態にも適用することが可能である。
上記構成によって、チャージ・ポンプ回路２は、Φ１の期間において、負荷電流連動信号６５Ｃに比例する供給電流Ｉ_SUPによってＣ１を充電することができる。

以上より、本実施の形態の負荷駆動システム１０は、チャージ・ポンプ回路２の被駆動回路である、アンプ回路６Ａ及び６Ｂを流れる負荷電流Ｉ_LA及びＩ_LBの和の電流と正の相関のある供給電流Ｉ_SUPによってＣ１を充電することができる。
これにより、例えば、ステレオヘッドホンアンプなどの複数のアンプ回路を含むデバイスを効率よく駆動することができる。
上記第３の実施の形態において、供給電流制御回路２０は、発明１、２、５、６及び８のいずれか１に記載の供給電流量制御手段に対応する。

〔第４の実施の形態〕
次に、本発明の第４の実施の形態を図面に基づき説明する。図１１〜図１２は、本発明に係るチャージ・ポンプ回路及び半導体集積回路の第４の実施の形態を示す図である。
上記第１の実施の形態の負荷駆動システム１は、チャージ・ポンプ回路２において、アンプ回路６を流れる負荷電流Ｉ_Lと正の相関を持った供給電流Ｉ_SUPによって、Ｃ１を充電する構成としたが、本実施の形態の負荷駆動システム１１は、負荷電流Ｉ_Lと正の相関を持った負荷電流連動信号６５に、予め設定したレベルの定電流を加算して負荷電流連動信号６５Ｄを生成し、この信号と比例する供給電流Ｉ_SUPによって、Ｃ１を充電する点が上記第１の実施の形態と異なる。
従って、負荷電流連動信号６５に、予め設定したレベルの定電流を加算する定電流源を追加した以外は、上記第１の実施の形態と同様となる。以下、上記第１の実施の形態と異なる部分を詳細に説明し、同様の部分は同じ符号を付して説明を適宜省略する。

図１１に基づき、本実施の形態の負荷駆動システム１１の構成を説明する。
ここで、図１１は、負荷駆動システム１１の構成を示すブロック図である。
負荷駆動システム１１は、図１１に示すように、チャージ・ポンプ回路２と、クロック発生回路４と、アンプ回路６と、負荷８と、定電流源１２とを含んで構成される。
アンプ回路６からは、ＮＴｒ６を介して、アンプ回路６を流れる負荷電流Ｉ_Lと正の相関を有する負荷電流連動信号６５を伝送する導電性のラインＬ１がチャージ・ポンプ回路２に向けて伸びている。

従って、本実施の形態では、ＮＴｒ６は、アンプ回路６側に設けている。なお、ＮＴｒ６を、チャージ・ポンプ回路２側に設ける構成としてもよい。
定電流源１２は、予め定められた電流レベルの定電流信号Ｉ_Aを出力する機能を有している。定電流源１２からは、定電流信号Ｉ_Aを伝送する導電性のラインＬ２がチャージ・ポンプ回路２に向けて伸びている。
ラインＬ１とラインＬ２とは、チャージ・ポンプ回路２の手前で合流してラインＬ３となり、ラインＬ３がチャージ・ポンプ回路２のＳＷ４と電気的に接続される。
これにより、ラインＬ１を流れる負荷電流連動信号６５と、ラインＬ２を流れる定電流信号Ｉ_Aとが合流してラインＬ３には、負荷電流連動信号６５と定電流信号Ｉ_Aとを合算した信号である負荷電流連動信号６５Ｄが流れる。

なお、説明の便宜上、ラインという言葉を用いて説明したが、信号を伝送可能な導電性のパターンであればラインに限らない。同じ状態を作り出せれば、例えば、加算器を設けるなどどのような構成でもよい。
上記構成によって、チャージ・ポンプ回路２は、Φ１の期間において、負荷電流連動信号６５Ｄに比例する供給電流Ｉ_SUPによってＣ１を充電することができる。

具体的に、上記第１の実施の形態の供給電流をＩ_SUP1とし、本実施の形態の供給電流をＩ_SUP2とし、定電流信号Ｉ_Aの上乗せ分をΔIとすると、図１２に示すように、供給電流Ｉ_SUP2は、供給電流Ｉ_SUP1と比較して、Ｉ_SUP1に常にΔI分が加算された状態となる。従って、ΔＩを任意の値に設定することで、負荷電流連動信号６５に縛られずに、それよりもΔＩだけ高い電流レベルの信号と正の相関を有する供給電流Ｉ_SUP2によって、Ｃ１を充電することができる。

ここで、図１２は、チャージ・ポンプ回路２を駆動させる上で最低限必要な供給電流Ｉ_SUP1と負荷電流Ｉ_Lの関係と、供給電流Ｉ_SUP1をあらかじめ設定された値大きくした供給電流Ｉ_SUP2と負荷電流Ｉ_Lとの関係とを示す図である。
以上より、本実施の形態の負荷駆動システム１１は、チャージ・ポンプ回路２の被駆動回路であるアンプ回路６を流れる負荷電流Ｉ_Lと正の相関のある負荷電流連動信号６５に定電流信号Ｉ_Aを加算してなる負荷電流連動信号６５Ｄに比例する供給電流Ｉ_SUPによってＣ１を充電することができる。

これによって、定電流を加算して、供給電流Ｉ_SUP2を少し大きめに設定することで、負荷電流Ｉ_Lが０のときや供給電流量がばらついた時でもチャージ・ポンプ回路２を余裕をもって駆動させることができる。
上記第４の実施の形態において、供給電流制御回路２０は、発明１、２、３、６及び８のいずれか１に記載の供給電流量制御手段に対応する。
なお、上記第１〜第４の実施の形態においては、チャージ・ポンプ回路２において、キャパシタＣ１及びＣ２とによって正電圧Ｖ_CCの極性を反転した電圧と略同じレベルの負電圧Ｖ_EEの負電源を生成する構成としたが、この構成に限らず、キャパシタをもっと多段接続して、キャパシタの数に応じた倍圧の負電圧の負電源を生成する構成としてもよい。

また、上記第１の実施の形態においては、チャージ・ポンプ回路２において正電圧Ｖ_CCの極性を反転した電圧と略同じレベルの負電圧Ｖ_EEの負電源を生成するときに、該負電源を供給するアンプ回路６に流れる負荷電流Ｉ_Lと正の相関を有した負荷電流連動信号を生成し、これにより、負荷電流Ｉ_Lと正の相関を有した供給電流Ｉ_SUPで、キャパシタＣ１を供給する構成について説明したが、この構成に限らない。

例えば、所望の正電源を生成するチャージ・ポンプ回路を用いた場合でも同様に負荷電流連動信号を生成することが可能である。
また、上記第１〜第４の実施の形態においては、負荷電流連動信号６５を、出力段回路６２のＮＴｒ５と供給電流制御回路２０のＮＴｒ６とから生成したが、これに限らず、入力段差動回路６０のＮＴｒ３を用いて生成することもできる。

また、上記第１〜第４の実施の形態においては、被駆動回路として、アンプ回路を適用したが、これに限らず、アウトプットバッファやマイク素子のバイアス電流供給回路など他の回路にも適用させることができる。
なお、上記第１〜第４の実施の形態において、チャージ・ポンプ回路２、３を構成するＰＴｒ３及びＰＴｒ４としてＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタを用いて構成したが、これに限らず、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタを用いて構成してもよい。

また、上記第１〜第４の実施の形態においては、半導体集積回路を構成するために、ＭＯＳトランジスタを用いて各回路を構成しているが、この構成に限らず、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタで構成してもよい。
また、上記第１〜第４の実施の形態は、本発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、上記の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。また、上記の説明で用いる図面は、図示の便宜上、部材ないし部分の縦横の縮尺は実際のものとは異なる模式図である。
また、本発明は上記第１〜第４の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。

１，１０，１１…負荷駆動システム、２，３…チャージ・ポンプ回路、４…クロック発生回路、６，６Ａ，６Ｂ…アンプ回路、８，８Ａ，８Ｂ…負荷、１２…定電流源、２０，２１…供給電流制御回路、２２…電圧モニター回路、２３…ＮＯＴ回路、２４…ＡＮＤ回路、２５…減算回路、２６…コンパレータ回路、ＰＴｒ１〜ＰＴｒ４…Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ、ＮＴｒ１〜ＮＴｒ６…Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ、ＳＷ１〜ＳＷ４…スイッチング素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１０…キャパシタ、Ｒ_s，Ｒ_f，Ｒ１０…抵抗

Claims (6)

1. 入力電源からの電荷をキャパシタに蓄積する第１の状態と前記キャパシタに蓄積された電荷を電源供給部に転送する第２の状態とを交互に繰り返すことで所定の極性の出力電源を生成するチャージ・ポンプ回路であって、
   前記出力電源で駆動されるアンプ回路の出力段を構成する複数のトランジスタのうち、前記出力電源側のトランジスタの出力電流である第１の電流に比例する第２の電流を発生する、前記第１の電流とカレントミラーの関係にある電流発生部と、
   該電流発生部において発生した第２の電流に基づき、前記キャパシタに電荷を蓄積するときの電流の供給量を制御する供給電流量制御手段と、
   を備えることを特徴とするチャージ・ポンプ回路。
2. 前記供給電流量制御手段は、前記キャパシタに供給する電流の量を、該電流の量と前記アンプ回路に流れる電流の量との間に正の相関が成立するように制御することを特徴とする請求項１に記載のチャージ・ポンプ回路。
3. 前記供給電流量制御手段は、前記キャパシタに供給する電流の量を、該電流の量が前記アンプ回路に流れる電流の量よりも予め設定された量だけ多くなるように制御することを特徴とする請求項２に記載のチャージ・ポンプ回路。
4. 前記キャパシタの両端間の電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記電圧検出手段で検出された電圧のレベルと所定のレベルとを比較する電圧レベル比較手段と、
   前記電圧レベル比較手段の比較結果に基づき、前記第１の状態において前記検出された電圧のレベルが前記所定のレベルに到達したときに、前記第１の状態を前記第２の状態に切り替える切替制御手段と、を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のチャージ・ポンプ回路。
5. 前記入力電源から、該入力電源の極性とは反対の極性の出力電源を生成し、
   前記電源供給部は、前記出力電源と、前記出力電源とは反対の極性の電源との間の電圧範囲の電源を前記アンプ回路に供給する構成となっていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のチャージ・ポンプ回路。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のチャージ・ポンプ回路を含んで構成される回路を半導体基板上に集積化して成ることを特徴とする半導体集積回路。
   

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