CN110798116B - 一种基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器 - Google Patents
一种基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及一种基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于含有：一个位置传感器、一个测速反馈环节、一个反电势前馈补偿器、一个电枢前馈补偿器、一个转速闭环控制器、一个交轴电流闭环控制器、一个直轴电流闭环控制器和一个矢量变换器。本发明在dq坐标下进行解耦复合控制，调速范围宽，避免了相电流闭环控制结构因控制器带宽有限引起的相移。采用复合控制结构，提高动态特性的同时，提高系统的增益裕度。各相独立前馈补偿器的结构简单，所需参数可通过直接测量获得；引入的反电势波形发生器和相电流波形发生器可根据需求灵活设计，适用范围广；超前‑滞后环节的引入可灵活配置零极点，实现各相前馈补偿量的相位独立调节。
Description
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，涉及一种基于电枢模型独立前馈控制的电机矢量复合控制方法。该方法适用于航空航天、工业生产以及军事装备中对高精度电动伺服系统的控制。
背景技术
目前高精度机电伺服系统采用的矢量控制方法，需要精确实时检测转子位置角θ和各相定子电流，通过建立电机的dq轴数学模型实现直轴电流id和交轴电流iq的解耦控制。常用的电流闭环矢量控制有两种基本结构：基于定子参考坐标系的电流控制和基于转子参考坐标系的电流控制。
基于定子参考坐标系的电流控制结构直接对电枢电流闭环控制，无需关注电机结构参数，控制简单，容易实现。但该方法中的相电流控制器对定子各相电流进行闭环，误差信号为正弦交变信号，其频率与电机转速成正比。在电机高速运行时，高频的交变电流因控制器有限的增益和通频带而导致输出产生较大的相移和误差。与基于定子参考坐标系的相电流闭环控制结构不同，基于转子参考坐标系的电流控制结构在dq坐标下对解耦信号id和iq进行控制，而不是对正弦时变的相电流进行控制，避免了前述相电流闭环控制结构因控制器带宽引起的相移，在全调速域内均有较好的性能。该方法中的磁链控制器和力矩控制器一般采用PI控制，而积分量会影响系统的动态特性和相位裕度。这种仅用误差反馈进行调节的控制方法需要输出量发生变化并形成偏差后才能形成纠偏控制作用，限制了系统的动态性能，同时控制增益过高也会影响系统的稳定性。上述矢量控制方法对转子位置和电流的检测及解算的精度、实时性及处理速度等方面都要求很高。尤其实时检测的电流信号在受到干扰的情况下，将直接影响系统的控制性能。
为了解决上述矛盾，和阳,朱纪洪,杨佳利.一种永磁同步电机的直交轴电流矢量复合控制器:中国,CN105680754A.(中国专利公开号).在dq坐标下分别对id、iq进行解耦复合控制，调速范围宽，提高动态特性的同时也提高了系统的增益裕度，避免了相电流闭环控制结构因控制器带宽有限引起的相移，在全调速域内性能优良。该方法根据电机dq轴的稳态模型设计解耦前馈补偿，需要预知电机的dq轴的参数，通常情况下相关参数需要根据仿真模型计算获得。该控制方法设计在dq坐标下的基波平面内，因此更加适用于一类采用正弦波驱动的电机系统。对于采用非正弦波驱动的电机系统，该方法的存在一定的局限性。此外，由于上述方法的所有前馈补偿均设计在dq平面内，无法通过零极点配置对各相的前馈控制量进行独立的超前滞后补偿。
发明内容
针对上述问题，本发明提出一种基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于含有：一个位置传感器(BQ)、一个测速反馈环节(FBS)、一个反电势前馈补偿器、一个电枢前馈补偿器、一个转速闭环控制器、一个交轴电流闭环控制器、一个直轴电流闭环控制器和一个矢量变换器。其中：
所述位置传感器(BQ)和测速反馈环节(FBS)与电机转子同轴相连；旋转的d轴与静止的A轴之间的夹角θ，由位置传感器测出，用于确定Park坐标变换和Park-1坐标变换的变换矩阵元素值；电机转子角速度ω由测速反馈环节测得，用于转速闭环控制。
所述矢量变换器包含一个N-2Clarke变换、一个Park变换、一个Park-1变换、一个2-N Clarke-1变换。其中，N-2Clarke变换为定子坐标至正交静止坐标变换，输入为N相定子电流i1、i2、…、iN，输出为αβ坐标下的两相交流电流iα、iβ；Park变换为正交静止坐标至正交旋转坐标变换，输入为αβ坐标下两相交流电流iα、iβ，以位置传感器所测θ角为变换矩阵参数，经变换后得到dq旋转坐标下的直轴电流id和交轴电流iq。Park-1变换为Park变换的逆变换，用于将正交旋转坐标变换至正交静止坐标，输入为电机控制电压相量在dq坐标系下的直轴电流闭环控制量uFBKd和交轴电流闭环控制量uFBKq，以位置传感器所测θ角为变换矩阵参数，得到αβ坐标下两相交流电压uα、uβ；2-N Clarke-1变换为正交静止坐标至定子坐标变换，输入为αβ坐标下两相交流电压uα、uβ，输出为定子坐标下N相闭环反馈控制量uFBk1、uFBk2、…、uFBkN；对于两相电机，其绕组空间正交，无需N-2Clarke变换和2-N Clarke-1变换，所测量i1、i2即为iα、iβ，控制器输出uα、uβ即为uFBk1、uFBk2。
所述转速闭环控制器含有一个减法器和一个转速调节器(ASR)，其输入为电机转子速度的参考指令值ω*，该指令值由外部给定输入；所述减法器用于实现转子速度外部参考输入ω*与转子角速度ω的相减运算，得到转速误差；上述误差经所述转速调节器(ASR)，得到与系统所需力矩成正比的交轴电流参考给定量：
其中GASR(s)为转速调节器的传递函数。
所述反电势前馈补偿器含有一个比例环节和一个反电势波形发生器，其输入为电机转子速度的参考指令值ω*；所述比例环节的比例系数KE的大小根据电机的反电势常数KEMF确定；转速给定信号ω*经所述反电势前馈补偿器得到反电势前馈电压幅值：uFFV＝KE·ω*；所述反电势波形发生器为N×1的标幺化函数矩阵
函数矩阵F1(θ)内的每个函数表达式可根据被控电机的反电势波形的特征进行设计；每个函数表达式均为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差
的周期函数，其数学表达式为
对于两相电机，式中
对三相及三相以上电机
X代表电机相序，可取1、2、3、…、N；所述反电势前馈电压幅值uFFV经反电势波形发生器，得到N相中第X相的反电势前馈补偿电压：
所述电枢前馈补偿器含有一个相电流波形发生器和一个电枢超前-滞后网络，其输入为交轴电流参考给定iq *；所述相电流波形发生器为N×1的标幺化函数矩阵
函数矩阵F2(θ)内的每个函数均为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差
的周期函数，表达式为
对两相电机，式中
对三相及三相以上电机
X代表电机的相序，可取1、2、…、N；所述交轴电流参考给定iq *经相电流波形发生器，得到N相中第X相的电流参考值：
所述电枢超前-滞后网络由电机的电枢动力学模型得到，其频域下传递函数表达式为：
其中L为电枢电感矩阵，表达式为：
式中LXX为第X相的自感，LXY为第X相与第Y相间的互感；R为电枢电阻矩阵，表达式为：
式中RX为第X相的电枢电阻；T为滞后环节时间常数矩阵，用于独立配置各相电枢前馈补偿的极点，表达式为：
式中TX为第X相的滞后环节时间常数，其取值范围为：
所述N个相电流参考值irX经过所述电枢超前-滞后网络得到N个电枢前馈电压uFFdX；上述表达式中，X和Y代表电机的序号，取1、2、…、N。
所述交轴电流闭环控制器含有一个减法器和一个转矩调节器(ATR)，其输入为所述交轴电流参考给定量iq *；所述减法器实现交轴电流参考给定输入量iq *与交轴电流iq的相减运算，得到交轴电流误差信号；上述交轴电流误差信号经所述转矩调节器(ATR)，得到交轴电流闭环控制量：
其中GATR(s)为转矩调节器的传递函数。所述直轴电流闭环控制器含有一个减法器和一个励磁调节器(AΨR)，其输入为所述直轴电流的参考给定量id *；所述减法器实现直轴电流参考给定输入量id *与直轴电流id的相减运算，得到直轴电流误差信号；上述直轴电流误差信号经所述励磁调节器(AΨR)，得到直轴电流闭环控制量：
其中GAΨR(s)为励磁调节器的传递函数。
各相电压控制量uX由闭环反馈控制电压uFBkX、反电势前馈补偿电压uFFVX、电枢前馈电压uFFdX求和得到，其表达式为：uX＝uFBkX+uFFVX+uFFdX，其中X代表电机相序，可取1、2、…、N。
考虑上述转速调节器(ASR)、转矩调节器(ATR)和励磁调节器(AΨR)一般设计为PI控制器，则由上述控制结构得到直交轴电流复合控制算法的数学表达式为：
式中，Kω、Kc分别为速度环和电流环比例增益，
分别为速度环和电流环积分时间常数。
本发明的优点在于：
(1)在dq坐标下对脉动直流信号id、iq进行解耦控制，调速范围宽，避免了相电流闭环控制结构因控制器带宽有限引起的相移，在全调速域内均有良好的性能。
(2)采用前馈控制与反馈控制相结合的复合控制结构，相较于纯反馈控制在提高动态特性的同时，降低了反馈控制增益，提高了系统的增益裕度。前馈控制依据对象动力学特征设计，具有物理概念清晰、结构简单、实现容易、工作稳定的优点；同时引入反馈控制，具有较高的控制精度，并克服因模型不精确及干扰所导致的误差。
(3)采用各相独立前馈补偿，模型所需的参数可通过直接测量获得，无需电机dq轴模型参数；前馈控制器中的反电势波形发生器和相电流波形发生器均可根据需求，在基波平面和高次谐波平面内进行灵活设计，而不单纯局限于正弦形式，适用范围更广；所引入的超前-滞后环节可灵活配置零极点，实现各相前馈补偿量的相位独立调节。
附图说明
图1：本发明方法控制结构框图。
具体实施方式
下面采用附图和实施例对本发明做进一步说明，此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明的限定。
本实施例以三相永磁同步电机为例，包括U、V、W三相，任意两相间相位差为120°。采用旋转变压器作为转子位置传感器，并同时获得转子角速度。采用整合式导体霍尔效应传感器测量三相定子电流。转速给定信号ω*由外部数字总线定时传输至控制器。控制器采用美国德州仪器公司(Texas Instruments，简称TI)的TMS320C28xTM系列数字信号处理芯片，内部含有一个定时中断源，并按以下步骤实现对电机转速和电流的控制：
(1)控制器内部定时中断服务程序以采样周期Ts定时采样电流传感器信号，获得三相定子相电流，同时通过旋转变压器获取转子位置电角度θ、转子角速度ω。该中断服务程序根据预设控制策略得到直轴电流参考给定量id *，例如：当采用id＝0控制策略时，直轴电流参考给定量id *为0。同时，从外部实时获取电机转子速度外部参考指令ω*。
(2)将三相定子相电流iU、iV、iW经Clarke变换得到αβ坐标下两相交流电流iα、iβ。
(3)将步骤(2)得到的iα、iβ经Park变换得到dq旋转坐标下的直交轴电流id、iq。
(4)将转子速度给定信号ω*与转子角速度ω相减，得到转速误差信号，该误差信号经转速调节器(ASR)，得到与系统所需力矩成正比的交轴电流参考给定输入量iq *。
(5)将转子速度给定信号ω*与反电势前馈补偿器中比例系数KE相乘，得到反电势前馈补偿量的幅值：uFFV＝KE·ω*。
(6)将步骤(5)计算得到的反电势前馈补偿量幅值uFFV经过反电势波形发生器的3×1函数矩阵
得到三相电机的反电势前馈补偿电压uFFV1＝KE·ω*·f1(θ)、
当反电势波形设计为正弦函数时，f1(θ)＝sin(θ)。
(7)将步骤(4)计算得到的交轴电流参考给定输入量iq *经过相电流波形发生器的3×1函数矩阵
得到每相的电流参考值：
当相电流波形设计为正弦函数时，f2(θ)＝sin(θ)。
(8)将步骤(7)计算得到的每相电流参考值经过电枢超前-滞后网络得到3个电枢前馈电压
其中L为电枢电感矩阵，表达式为：
R为电枢电阻矩阵，表达式为：
T为滞后环节时间常数矩阵，表达式为：
(9)将步骤(4)计算得到的交轴电流参考给定输入量iq *与步骤(3)解算得到的iq相减，得到交轴电流误差信号，该信号经转矩调节器(ATR)，得到交轴电流闭环控制量：
(10)将直轴电流参考给定输入量id *与步骤(3)解算得到的id相减，得到直轴电流误差信号，该信号经过励磁调节器(AΨR)，得到直轴电流闭环控制量：
(11)将步骤(9)、步骤(10)分别计算得到的控制电压直交轴分量uFBkq、uFBkd经过Park-1变换，得到αβ坐标下两相交流电压uα、uβ。
(12)将步骤(11)计算得到的αβ坐标下两相交流电压uα、uβ经过Clarke-1变换，得到三相闭环反馈控制量：uFBk1、uFBk2、uFBk3。
(13)将步骤(6)、步骤(8)、步骤(12)中分别计算得到的uFFV1、uFFd1、uFBk1进行求和，得到U相的控制电压：u1＝uFFV1+uFFd1+uFBk1；同理，可以得到V相、W相的控制电压分别为：u2＝uFFV2+uFFd2+uFBk2、u3＝uFFV3+uFFd3+uFBk3。
以上所述的具体实施方法，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明方法的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于含有：一个位置传感器、一个测速反馈环节、一个反电势前馈补偿器、一个电枢前馈补偿器、一个转速闭环控制器、一个交轴电流闭环控制器、一个直轴电流闭环控制器和一个矢量变换器；其中，所述位置传感器和测速反馈环节与电机转子同轴相连；旋转的d轴与静止的A轴之间的夹角θ由位置传感器测出，用于确定Park坐标变换和Park-1坐标变换的变换矩阵元素值；电机转子角速度ω由测速反馈环节测得，用于转速闭环控制；所述电枢前馈补偿器含有一个相电流波形发生器和一个电枢超前-滞后网络，其输入为交轴电流参考给定iq *；所述相电流波形发生器为N×1的标幺化函数矩阵
函数矩阵F2(θ)内的每个函数均为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差
的周期函数，表达式为
对两相电机，式中
对三相及三相以上电机
X代表电机相序，可取1、2、…、N；所述交轴电流参考给定iq *经相电流波形发生器，得到N相中第X相的电流参考值：
所述电枢超前-滞后网络由电机的电枢动力学模型得到，其频域下传递函数表达式为：
其中L为电枢电感矩阵，表达式为：
式中LXX为第X相的自感，LXY为第X相与第Y相间的互感；R为电枢电阻矩阵，表达式为：
式中RX为第X相的电枢电阻；T为滞后环节时间常数矩阵，用于独立配置各相电枢前馈补偿的极点，表达式为：
式中TX为第X相的滞后环节时间常数，其取值范围为：
N个相电流参考值irX经过所述电枢超前-滞后网络得到N个电枢前馈电压uFFdX；上述表达式中，X和Y代表电机的序号，取1、2、…、N。
2.根据权利要求1中所述基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于，所述矢量变换器包含一个N-2Clarke变换、一个Park变换、一个Park-1变换、一个2-NClarke-1变换；其中N-2Clarke变换为定子坐标至正交静止坐标变换，输入为N相定子电流i1、i2、…、iN，输出为αβ坐标下的两相交流电流iα、iβ；Park变换为正交静止坐标至正交旋转坐标变换，输入为αβ坐标下两相交流电流iα、iβ，以位置传感器所测θ角为变换矩阵参数，经变换后得到dq旋转坐标下的直轴电流id和交轴电流iq；Park-1变换为Park变换的逆变换，用于将正交旋转坐标变换至正交静止坐标，输入为电机控制电压相量在dq坐标系下的直轴电流闭环控制量uFBKd和交轴电流闭环控制量uFBKq，以位置传感器所测θ角为变换矩阵参数，得到αβ坐标下两相交流电压uα、uβ；2-N Clarke-1变换为正交静止坐标至定子坐标变换，输入为αβ坐标下两相交流电压uα、uβ，输出为定子坐标下N相闭环反馈控制量uFBk1、uFBk2、…、uFBkN；对于两相电机，其绕组空间正交，无需N-2Clarke变换和2-N Clarke-1变换，所测量定子电流i1、i2即为iα、iβ，控制器输出交流电压uα、uβ即为uFBk1、uFBk2。
3.根据权利要求2中所述基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于，所述转速闭环控制器含有一个减法器和一个转速调节器，其输入为电机转子速度的参考指令值ω*，该指令值由外部给定输入；所述减法器用于实现转子速度外部参考输入ω*与转子角速度ω的相减运算，得到转速误差；上述误差经所述转速调节器，得到与系统所需力矩成正比的交轴电流参考给定量：
其中GASR(s)为转速调节器的传递函数。
4.根据权利要求3中所述基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于，所述反电势前馈补偿器含有一个比例环节和一个反电势波形发生器，其输入为电机转子速度的参考指令值ω*；所述比例环节的比例系数KE的大小根据电机的反电势常数KEMF确定；转速给定信号ω*经比例环节得到反电势前馈电压幅值：uFFV＝KE·ω*；所述反电势波形发生器为N×1的标幺化函数矩阵
函数矩阵F1(θ)内的每个函数表达式可根据被控电机的反电势补偿的需要进行灵活设计；每个函数表达式均为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差
的周期函数，其数学表达式为
对于两相电机，式中
对三相及三相以上电机
X代表电机相序，可取1、2、3、…、N；所述反电势前馈电压幅值uFFV经反电势波形发生器，得到N相中第X相的反电势前馈补偿电压：
5.根据权利要求1中所述基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于，所述交轴电流闭环控制器含有一个减法器和一个转矩调节器，其输入为交轴电流参考给定量iq *；所述减法器实现交轴电流参考给定输入量iq *与交轴电流iq的相减运算，得到交轴电流误差信号；上述交轴电流误差信号经所述转矩调节器，得到交轴电流闭环控制量：
其中GATR(s)为转矩调节器的传递函数。
6.根据权利要求1中所述基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于，所述直轴电流闭环控制器含有一个减法器和一个励磁调节器，其输入为直轴电流的参考给定量id *；所述减法器实现直轴电流参考给定输入量id *与直轴电流id的相减运算，得到直轴电流误差信号；上述直轴电流误差信号经所述励磁调节器，得到直轴电流闭环控制量：
其中GAΨR(s)为励磁调节器的传递函数。
7.根据权利要求4中所述基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器，其特征在于，各相电压控制量uX由所述闭环反馈控制量uFBkX、所述反电势前馈补偿电压uFFVX、所述电枢前馈电压uFFdX求和得到，其表达式为：uX＝uFBkX+uFFVX+uFFdX，其中X代表电机相序，可取1、2、…、N。
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