JP5964613B2 - モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置に関する。

従来、交流電力を用いる電動機（モータ）である交流モータ（例えば、誘導モータ、同期モータなど）を駆動するために、インバータが用いられている。

図１７は、従来の一般的なモータ駆動用インバータ回路と制御回路を説明するためのブロック図である。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換し、モータ３に供給する。インバータ回路２はＰＷＭ制御型の三相インバータを備えており、モータ３は三相交流モータである。以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。制御回路６００は、電流センサ４が検出した電流信号Ｉと、回転速度/位置検出回路５００が算出した角周波数ω₀および位相θとを入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。なお、回転速度/位置検出回路５００は、モータ３の回転子の回転速度および回転位置を検出し、これらから制御回路６００の制御に用いられる角周波数ω₀および位相θを算出する。インバータ回路２は、制御回路６００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

図１８は、制御回路６００の内部構成を説明するためのブロック図である。

三相/二相変換部６１は、電流センサ４から入力された３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部６１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する。

三相/二相変換部６１で行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列式で表される。

回転座標変換部６２ａは、三相/二相変換部６１から入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換するものである。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、モータ３の回転速度に対応した回転速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標系の反対概念として、回転しない座標系を静止座標系とする。回転座標変換部６２ａは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、回転速度/位置検出回路５００（図１７参照）が算出した位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換する。

回転座標変換部６２ａで行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ６２ｂおよびＬＰＦ６２ｃは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分に変換されている。ＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅは、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分とその目標値との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを出力するものである。目標値として直流成分を用いることができるので、ＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅは、精度のよい制御を行うことができる。

非干渉部６２ｆ、６２ｇは、モータ３のインダクタンス（インバータ回路２がＡＣリアクトルを備える場合はそのインダクタンスも加算したもの）によってｄ軸制御系とｑ軸制御系とが干渉してしまうことを抑制するためのものである。非干渉部６２ｆは、回転速度/位相検出回路５００が算出した角周波数ω₀とモータ３のインダクタンスのｄ軸成分Ｌｄとから誘導リアクタンスω₀Ｌｄを算出し、これをＬＰＦ６２ｂより入力されるｄ軸電流信号Ｉｄの直流成分に乗算してｄ軸制御系干渉分として出力する。ＰＩ制御部６２ｅより出力された補正値信号Ｘｑは、非干渉部６２ｆから出力されたｄ軸制御系干渉分を加算されることで、ｄ軸制御系による干渉分が調整される。同様に、非干渉部６２ｇは、角周波数ω₀とモータ３のインダクタンスのｑ軸成分Ｌｑとから誘導リアクタンスω₀Ｌｑを算出し、これをＬＰＦ６２ｃより入力されるｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分に乗算してｑ軸制御系干渉分として出力する。ＰＩ制御部６２ｄより出力された補正値信号Ｘｄは、非干渉部６２ｇから出力されたｑ軸制御系干渉分を減算されることで、ｄ軸制御系による干渉分が調整される。

静止座標変換部６２ｈは、ＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅからそれぞれ出力され、干渉分を調整された補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、静止座標系の２つの補正値信号Ｘα，Ｘβに変換するものであり、回転座標変換部６２ａとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部６２ｈは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、位相θに基づいて、静止座標系の補正値信号Ｘα，Ｘβに変換する。

静止座標変換部６２ｈで行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。

二相/三相変換部６３は、静止座標変換部６２ｈから入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに変換するものである。二相/三相変換部６３は、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部６１とは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部６３で行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。

ＰＷＭ信号生成部６４は、二相/三相変換部６３が出力した補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。

「ＡＣモータの高速運転に適した電流制御法の提案」、古谷真一，佐竹彰、電学論Ｄ，１２８巻１２号，２００８年 「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御法式の検討」、戸張和明，遠藤常博，岩路善尚，伊藤佳樹、電学論Ｄ，１２９巻１号，２００９年

交流モータは様々な分野に応用されており、近年、高出力化や運転速度範囲拡大などのための高速運転の要求が高まっている。交流モータを高速運転させるためには、電流制御の安定化が重要である。モータ３のインダクタンスによってｄ軸制御系とｑ軸制御系とが干渉してしまうと電流制御が不安定になってしまうので、上述したように、非干渉部６２ｆ、６２ｇで干渉分を算出して調整することで干渉を抑制している。

しかしながら、モータ３のインダクタンスを正確に把握することは困難である。したがって、モータ３が高速化して角周波数ω₀が大きくなると、非干渉部６２ｆ、６２ｇで算出される干渉分の誤差が大きくなる。これにより、非干渉処理が不安定になり、制御回路６００による制御が不安定になる。

また、回転座標変換部６２ａおよび静止座標変換部６２ｈが非線形時変処理を行うので、線形制御理論を用いて制御系を設計することができない。したがって、高速応答性と安定性を両立させる制御設計が困難であった。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、安定した制御を行うことができる、モータ駆動用インバータ回路の制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって前記インバータ回路の出力に基づく信号を第１の信号と第２の信号に変換する二相変換手段と、前記第１の信号および前記第２の信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号および第２の偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１および第２の偏差信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の第２の側面によって提供される制御回路は、モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、前記インバータ回路の出力に基づく信号とそれぞれの目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記偏差信号を第１の偏差信号および第２の偏差信号に変換する二相変換手段と、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１および第２の偏差信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第２の伝達関数および前記第３の伝達関数は、それぞれ、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は三相インバータを備えており、前記二相変換手段は、前記インバータ回路の三相の出力に基づく３つの信号を前記第１の信号と前記第２の信号に変換するものであり、前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段をさらに備え、前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３つの補正値信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は単相インバータを備えており、前記二相変換手段は、前記インバータ回路の単相の出力に基づく信号を前記第１の信号とし、前記第１の信号の位相を９０度遅らせた信号を前記第２の信号として生成する。

本発明の第３の側面によって提供される制御回路は、モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、前記インバータ回路の三相の出力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１ないし第３の偏差信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数および前記第２の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
であることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される制御回路は、モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、前記インバータ回路の三相の出力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１ないし第３の偏差信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、前記第１ないし第３の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
であることを特徴とする。

本発明の第５の側面によって提供される制御回路は、モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、前記インバータ回路の単相の出力に基づく信号と目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記偏差信号に含まれる基本波成分をゼロに制御するための補正値信号を生成する制御手段と、前記補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記偏差信号と、前記偏差信号の位相を９０度遅らせた信号とに対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換するのと同様の処理を行うものであり、前記偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓ（但し、Ｋ_P、Ｋ_IおよびＫ_Dは、それぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン）である。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路の好ましい実施の形態においては、前記第１の信号および前記第２の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号および第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号および前記第２の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号および前記第２の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備え、前記高調波補償手段は、前記第１および第２の信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ’（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ’（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換することで前記第１および第２の高調波補償信号を生成するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理することで前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理することで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第４の伝達関数は、前記記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高調波補償手段は、前記第１の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第５の伝達関数および前記第６の伝達関数は、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
であり、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
である。

本発明の第３または第４の側面によって提供される制御回路の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、前記高調波補償手段は、前記第１ないし第３の信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ’（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ’（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の高調波補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、前記第４の伝達関数および前記第５の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、それぞれ、
である。

本発明の第３または第４の側面によって提供される制御回路の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、前記高調波補償手段は、前記第１ないし第３の信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ’（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ’（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の高調波補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、前記第４の伝達関数ないし前記第６の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
であり、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高調波補償手段は、前記第１の信号および前記第２の信号に代えて、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号を用いる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高調波補償手段は、前記第１の信号ないし前記第３の信号に代えて、前記第１の偏差信号ないし前記第３の偏差信号を用いる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号は、出力電流を検出した信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号は、出力電圧を検出した信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、制御系の設計が、ロバスト制御設計を用いて行われている。

本発明の好ましい実施の形態においては、制御系の設計が、Ｈ∞ループ整形法を用いて行われている。

本発明の第６の側面によって提供されるインバータ装置は、インバータ回路と、本発明の第１ないし第５の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、第１の偏差信号および第２の偏差信号をそれぞれ第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）によって信号処理することで、制御を行って第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成している。第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）による信号処理は、回転座標変換を行ってから所定の制御処理を行って生成された補正値信号を静止座標変換するのと同様の処理である。また、第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）による信号処理は、線形性および時不変性を有する。したがって、線形制御理論に基づいた設計法を用いることができ、高速応答性と安定性を両立させる制御設計を行うことができる。また、静止座標系で制御を行っているので、インダクタンスによる制御の干渉を防止することができる。これにより、モータを高速運転する場合にでも、安定した制御を行うことができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。 行列の計算を説明するためのブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 第１実施形態に係るモータ駆動用のインバータ装置を説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。 第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第３実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 第４実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第５実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第６実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第７実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第８実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 従来の一般的なモータ駆動用インバータ回路と制御回路を説明するためのブロック図である。 制御回路の内部構成を説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１８に示す制御回路６００では、回転座標系で制御を行っているので、ｄ軸制御系とｑ軸制御系との干渉が問題となる。静止座標系で制御を行うようにすれば、インダクタンスによる制御の干渉は生じない。本発明は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の簡単な処理に置き換えることで、制御回路６００で行う制御と同様の制御を静止座標系で行うものである。

まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。

図１（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図１（ａ）に示す非線形時変の処理を、図１（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。

図１（ａ）に示す回転座標変換は下記（５）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（６）式の行列式で表される。

したがって、図１（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図２（ａ）のように表すことができる。図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図１（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。

回転座標変換の行列は、下記（７）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

また、静止座標変換の行列は、下記（８）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

上記（７）式および（８）式を用いて、図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（９）式のように計算される。

上記（９）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図３に示すブロック線図になる。図３に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である。

ここで、θ（ｔ）＝ω₀ｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ω₀ｔ−ω₀τ＝ω₀（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図３に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω₀）が得られる。また、図３に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω₀）の入出力特性になる。

したがって、上記（９）式からさらに計算を進めると、
と計算される。

これにより、図２（ａ）に示す処理を、図２（ｂ）に示す処理に変換することができる。図２（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。

ＰＩ制御（比例積分制御）コントローラの伝達関数は、比例ゲインおよび積分ゲインをそれぞれＫ_PおよびＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図４に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_PIは、上記（１０）式を用いて、下記（１１）式のように算出される。

また、Ｉ制御（積分制御）コントローラの伝達関数は、積分ゲインをＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図５に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_Iは、上記（１０）式を用いて、下記（１２）式のように算出される。

以下に、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電流コントローラをモータ駆動用インバータ回路の制御回路に適用した場合を、本発明の第１実施形態として説明する。

図６は、第１実施形態に係るインバータ装置を説明するためのブロック図である。

同図に示すように、インバータ装置は、インバータ回路２および制御回路６を備えており、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換してモータ３に供給する。インバータ回路２の出力ラインには電流センサ４が設置されており、電流センサ４はモータ３の各相のモータ巻線に流れる電流を検出する。制御回路６は、電流センサ４が検出した電流信号が目標値に一致するように制御を行う。モータ３には回転速度検出回路５が設置されており、モータ３の回転子の回転速度を検出して角周波数ω₀を算出する。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば、電力系統が供給する交流電力をコンバータや整流器で直流電力に変換して出力するものである。なお、蓄電池、燃料電池、電気二重層コンデンサ、リチウムイオン電池、または、太陽電池を備えるものであってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力するものである。インバータ回路２は、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型の三相インバータを備えており、制御回路６から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。

モータ３は、三相交流電力を用いる電動機であり、例えば、三相誘導モータや三相同期モータである。電流センサ４は、インバータ回路２から出力される各相の交流電流（すなわち、モータ３の各相のモータ巻線に流れる電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、制御回路６に入力される。回転速度検出回路５は、エンコーダなどでモータ３の回転子の回転速度を検出し、検出した回転速度に滑り角速度を加算して角周波数ω₀を算出する。算出された角周波数ω₀は、制御回路６に入力される。なお、回転速度検出回路５がモータ３の回転子の回転速度を検出して制御回路６に出力し、制御回路６が角周波数ω₀を算出するようにしてもよい。

制御回路６は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路６は、電流センサ４から入力される電流信号Ｉ、および、回転速度検出回路５から入力される角周波数ω₀に基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。制御回路６は、電流センサ４が検出した電流信号が目標値に一致するように、インバータ回路２が出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。制御回路６は、指令値信号の波形を変化させてインバータ回路２の出力電圧の波形を変化させることで、出力電流をフィードバック制御している。

制御回路６は、三相/二相変換部６１、電流コントローラ６２、二相/三相変換部６３、およびＰＷＭ信号生成部６４を備えている。

三相/二相変換部６１は、図１８に示す三相/二相変換部６１と同じものであり、電流センサ４より入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部６１で行われる変換処理は、上記（１）式に示す行列式で表される。

電流コントローラ６２は、三相/二相変換部６１より出力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを生成するものである。電流コントローラ６２は、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う。つまり、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩαおよびΔＩβとすると、下記（１３）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は回転速度検出回路５から入力され、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電流コントローラ６２は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換したものが用いられる。なお、三相の電流目標値が与えられる場合は、当該目標値を三相/二相変換して、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値とすればよい。また、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと三相の電流目標値とのそれぞれの偏差を先に算出し、この３つの偏差信号を三相/二相変換して、電流コントローラ６２に入力するようにしてもよい。また、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。

図７は、行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_Iの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合（すなわち、角周波数ω₀＝１２０πの場合）のものであり、積分ゲインＫ_Iを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、積分ゲインＫ_Iが大きくなると、振幅特性が大きくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

本実施形態において、電流コントローラ６２は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ_Iを用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。電流コントローラ６２で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。

電流コントローラ６２には、出力電流が正弦波目標値に追従すること、および、高速応答を実現させるために高速に電流目標値に追従すること（速応性）が、設計仕様として求められている。システムの出力がある目標値に完全追従するには、閉ループ系が目標発生器と同じ極を持ち、かつ、閉ループ系が漸近安定でなければならない（内部モデル原理）。正弦波目標値の極は±jωoであり、行列Ｇ_Iの各要素の伝達関数に含まれる１／（ｓ²＋ω₀ ²）の項の極も±jωoである。したがって、閉ループ系と目標発生器の極は同じである。また、Ｈ∞ループ整形法を用いれば、閉ループ系が漸近安定になるコントローラを設計することができる。したがって、速応性の条件を満たすようにＨ∞ループ整形法を用いて設計を行うことで、設計仕様に適合し最も安定な制御系を容易に設計することができる。

なお、制御系の設計に用いる設計方法はこれに限られず、その他の線形制御理論を用いることもできる。例えば、ループ整形法、最適制御、Ｈ∞制御、混合感度問題などを用いて設計するようにしてもよい。

図６に戻って、二相/三相変換部６３は、図１８に示す二相/三相変換部６３と同じものであり、電流コントローラ６２から入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに変換するものである。二相/三相変換部６３で行われる変換処理は、上記（４）式に示す行列式で表される。補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗは、ＰＷＭ信号生成部６４に入力される。

ＰＷＭ信号生成部６４は、入力される補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいて指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗを生成し、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗと所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。三角波比較法では、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗとキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号Ｘ’ｕがキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｕとして生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗおよびこれを反転させた信号が、インバータ回路２に出力される。

本実施形態において、制御回路６は回転座標変換および静止座標変換を行うことなく静止座標系で制御を行っているので、インダクタンスによる制御の干渉が生じない。したがって、モータ３を高速運転した場合でも、安定した制御を行うことができる。また、上述したように、伝達関数の行列Ｇ_Iは、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。したがって、伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電流コントローラ６２は、図１８に示す回転座標変換部６２ａ、静止座標変換部６２ｈ、およびＩ制御処理（図１８におけるＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、図７の各ボード線図が示すように、行列Ｇ_Iの各要素の伝達関数の振幅特性は、中心周波数でピークを形成している。つまり、電流コントローラ６２は、中心周波数成分だけがハイゲインになっている。したがって、図１８に示すＬＰＦ６２ｂおよび６２ｃを設ける必要がない。また、インダクタンスによる制御の干渉が生じないので、図１８に示す非干渉部６２ｆ、６２ｇを設ける必要がない。

また、電流コントローラ６２で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。また、制御回路６には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれておらず、電流制御システム全体が線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。したがって、高速応答性と安定性を両立させる制御設計を行うことができるので、高速応答性を有しつつ安定した制御を行うことができる。このように、上記（１２）式に示す伝達関数の行列Ｇ_Iを用いることで、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う非線形の処理を、線形時不変の多入出力系へ帰着させることができ、これによりシステム解析や制御系設計が容易になる。

なお、本実施形態においては、電流コントローラ６２で上記（１３）式に示す処理を行っているが、行列Ｇ_Iの各要素の積分ゲインＫ_Iに要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、各要素である伝達関数毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。また、（１，２）要素と（２，１）要素の積分ゲインＫ_Iを「０」に設計して、正相分、逆相分の両方を制御するという付加特性を与えることもできる。正相分、逆相分の両方を制御する場合については、後述する。なお、要素毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計した場合でも、各要素である伝達関数の位相特性は変化しない。したがって、（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させ、（１，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させ、（２，１）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させることができる。

上記第１実施形態においては、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの基本波成分の制御を行う場合について説明したが、これに限られない。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗには基本波成分（正相分）の信号の他に、逆相分の信号が重畳されている。この逆相分の制御のみを行うようにしてもよい。

図８は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図（ａ）は正相分の信号を示しており、同図（ｂ）は逆相分の信号を示している。

同図（ａ）において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの正相分を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの正相分を三相/二相変換したα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの正相分は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、三相/二相変換部６１（図６参照）から出力されるα軸電流信号Ｉαの正相分は、β軸電流信号Ｉβの正相分より９０度位相が進んでいる。したがって、目標値との偏差ΔＩαの正相分も偏差ΔＩβの正相分より９０度位相が進んでいる。偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相は変化しない（図７（ａ）参照）。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相が９０度進む（図７（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が偏差ΔＩαの正相分と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。一方、偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相が９０度遅れる（図７（ｃ）参照）。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相は変化しない。したがって、両者の位相が偏差ΔＩβの正相分と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。

逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図８（ｂ）において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの逆相分を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの逆相分を三相/二相変換したα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの逆相分は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、反時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、三相/二相変換部６１から出力されるα軸電流信号Ｉαの逆相分は、β軸電流信号Ｉβの逆相分より９０度位相が遅れている。偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相は変化しない。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相が９０度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相が９０度遅れる。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。したがって、電流コントローラ６２は、正相分の制御を行ない、逆相分の制御は行なわない。

伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分が打ち消しあって、逆相成分が強めあうことになる。したがって、第１実施形態において逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

次に、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合について説明する。

行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理は、正相分および逆相分の位相を変化させずに通過させる（図７（ａ）参照）。したがって、上記（１２）式に示す行列Ｇ_Iの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いると、正相分、逆相分の両方の制御を行なうことができる。以下に、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合を、第２実施形態として説明する。

図９は、第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す制御回路６と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図９に示す制御回路６’は、電流コントローラ６２に代えて、α軸電流コントローラ６２’ａおよびβ軸電流コントローラ６２’ｂを設けている点で、第１実施形態に係る制御回路６（図６参照）と異なる。

α軸電流コントローラ６２’ａは、三相/二相変換部６１より出力されるα軸電流信号Ｉαと目標値との偏差ΔＩαを入力され、電流制御のための補正値信号Ｘαを生成するものである。α軸電流コントローラ６２’ａは、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、α軸電流コントローラ６２’ａは、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

β軸電流コントローラ６２’ｂは、三相/二相変換部６１より出力されるβ軸電流信号Ｉβと目標値との偏差ΔＩβを入力され、電流制御のための補正値信号Ｘβを生成するものである。β軸電流コントローラ６２’ｂは、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、β軸電流コントローラ６２’ｂは、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、α軸電流コントローラ６２’ａおよびβ軸電流コントローラ６２’ｂの伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）において、積分ゲインＫ_Iにそれぞれ異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、α軸電流コントローラ６２’ａとβ軸電流コントローラ６２’ｂとで、それぞれ個別に積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。

上記第１および第２実施形態においては、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換して制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御するようにしてもよい。以下に、この場合の実施形態を第３実施形態として説明する。

図１０は、第３実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す制御回路６と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１０に示す制御回路６”は、三相/二相変換部６１および二相/三相変換部６３を備えておらず、電流コントローラ６２”が３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御を行う点で、第１実施形態に係る制御回路６（図６参照）と異なる。

三相/二相変換および二相/三相変換は、上記（１）式および（４）式で表されるので、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（１４）式に示す伝達関数の行列Ｇ’で表される。

したがって、電流コントローラ６２”が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ’_Iは、下記（１５）式で表される。

電流コントローラ６２”は、電流センサ４より出力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成するものである。電流コントローラ６２”は、上記（１５）式の伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う。つまり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗとすると、下記（１６）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は回転速度検出回路５から入力され、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電流コントローラ６２”は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換してさらに二相/三相変換したものが用いられる。なお、三相の電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。また、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値が与えられる場合は、二相/三相変換したものを用いればよい。

本実施形態において、制御回路６”は回転座標変換および静止座標変換を行うことなく静止座標系で制御を行っているので、インダクタンスによる制御の干渉が生じない。したがって、モータ３を高速運転した場合でも、安定した制御を行うことができる。また、伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う電流コントローラ６２”は、図１８に示す三相/二相変換部６１、二相/三相変換部６３、回転座標変換部６２ａ、静止座標変換部６２ｈ、およびＩ制御処理（図１８におけるＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、電流コントローラ６２”で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、電流制御システム全体が線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。したがって、高速応答性と安定性を両立させる制御設計を行うことができるので、高速応答性を有しつつ安定した制御を行うことができる。

第３実施形態において、逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ’_Iの要素の内、Ｇ_I12（ｓ）、Ｇ_I23（ｓ）およびＧ_I31（ｓ）と、Ｇ_I13（ｓ）、Ｇ_I21（ｓ）およびＧ_I32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_Iの転置行列）を用いればよい。

次に、第３実施形態において、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合について説明する。

上記（１４）式において、行列Ｇの（１，２）要素と（２，１）要素とを「０」にした場合を考えると、下記（１７）式に示す伝達関数の行列Ｇ”が算出できる。

したがって、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合に、電流コントローラ６２”が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ”_Iは、下記（１８）式で表される。

上記第１ないし第３実施形態においては、電流コントローラ６２（α軸電流コントローラ６２’ａ、β軸電流コントローラ６２’ｂ、電流コントローラ６２”）がＩ制御に代わる制御を行う場合について説明したがこれに限られない。例えば、ＰＩ制御に代わる制御を行うようにしてもよい。第１実施形態において、電流コントローラ６２がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（１１）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PIを用いればよい。

図１１は、行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、積分ゲインＫ_Iを１に固定して、比例ゲインＫ_Pを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数にピークがあり、比例ゲインＫ_Pが大きくなると、中心周波数以外の振幅特性が大きくなっている。また、位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。

同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性も、中心周波数にピークがある。また、振幅特性および位相特性は、比例ゲインＫ_Pに関係なく一定である。また、同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

第２実施形態において、α軸電流コントローラ６２’ａおよびβ軸電流コントローラ６２’ｂがＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（１１）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数（Ｋ_P・ｓ²＋Ｋ_I・ｓ＋Ｋ_P・ω₀ ²）／（ｓ²＋ω₀ ²）を用いればよい。

第３実施形態において、電流コントローラ６２”がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（１９）式に示される伝達関数の行列Ｇ’_PIを用いればよい。

また、第３実施形態で正相分、逆相分の両方の制御を行う場合において、電流コントローラ６２”がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（２０）式に示される伝達関数の行列Ｇ”_PIを用いればよい。

ＰＩ制御に代わる制御を行う場合、比例ゲインＫ_Pを調整することにより、過渡時のダンピング効果を付加することができるというメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けやすくなるというデメリットがある。逆に、Ｉ制御に代わる制御を行う場合、過渡時のダンピング効果を付加することができないというデメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けにくくなるというメリットがある。

なお、電流コントローラ６２（α軸電流コントローラ６２’ａ、β軸電流コントローラ６２’ｂ、電流コントローラ６２”）がＩ制御およびＰＩ制御以外の制御に代わる制御を行うようにしてもよい。上記（１０）式において、伝達関数Ｆ（ｓ）を各制御の伝達関数とすることで、回転座標変換を行ってから当該制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列を算出することができる。したがって、ＰＩＤ制御（伝達関数は、比例ゲインをＫ_P、積分ゲインをＫ_I、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓで表される。）に代わる制御を行うようにすることができるし、Ｄ制御（微分制御：伝達関数は、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_D・ｓで表される。）、Ｐ制御（比例制御：伝達関数は、比例ゲインをＫ_Pとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_Pで表される。）、ＰＤ制御、ＩＤ制御などに代わる制御を行うようにすることができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、出力電流を制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、出力電圧を制御するようにしてもよい。この場合は、電流センサ４（図６参照）に代えて電圧センサを設けて、当該電圧センサから入力される電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するようにすればよい。

次に、高調波を補償する構成を設けた場合について説明する。

インバータでモータ駆動を行う場合、モータに流れる電流に高調波成分が含まれる場合がある。高調波成分は、ＰＷＭ信号生成時のデッドタイムの付加、電流センサの不平衡やオフセット、直流電源から出力される直流電圧の揺れ、モータの構造などが原因となって発生する。モータ駆動において高調波成分が含まれていると、過電流や騒音の発生、制御性能の低下などが生じるので、高調波成分を抑制する必要がある。インバータ回路の制御回路に高調波成分を抑制するための高調波補償コントローラを設けた場合について、第４実施形態として以下に説明する。

まず、高調波成分の制御を行う方法について説明する。

上記（１０）式に示す伝達関数の行列Ｇは、基本波成分を制御するためのものである。ｎ次高調波は基本波の角周波数をｎ倍した角周波数の成分である。ｎ次高調波の正相分を三相/二相変換した場合、α軸信号がβ軸信号より位相が進む場合と遅れる場合とがある。ｎ＝３ｋ＋１（ｋ＝１，２，…）の場合、ｎ次高調波の正相分信号の相の順番は、基本波の正相分信号の相の順番に一致する。すなわち、基本波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号をそれぞれ、Ｖｕ＝Ｖcosθ、Ｖｖ＝Ｖcos（θ−２π／３）、Ｖｗ＝Ｖcos（θ−４π／３）とすると、例えば７次高調波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号はそれぞれ、Ｖｕ₇＝Ｖ₇cos７θ、Ｖｖ₇＝Ｖ₇cos（７θ−１４π／３）＝Ｖ₇cos（７θ−２π／３）、Ｖｗ₇＝Ｖ₇cos（７θ−２８π／３）＝Ｖ₇cos（７θ−４π／３）となる。この場合、相の順番が基本波の正相分信号の相の順番に一致し、図８（ａ）と同様に、α軸信号の位相がβ軸信号の位相より９０度進む。したがってｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１）の正相分を制御する場合の伝達関数の行列は、上記（１０）式においてω₀をｎ・ω₀とした下記（２１）式に示す伝達関数の行列Ｇ_nとなる。一方、ｎ＝３ｋ＋２（ｋ＝０，１，２，…）の場合、ｎ次高調波の正相分信号の相の順番は、基本波の逆相分信号の相の順番に一致する。すなわち、基本波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを上記の様にすると、例えば５次高調波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号はそれぞれ、Ｖｕ₅＝Ｖ₅cos５θ、Ｖｖ₅＝Ｖ₅cos（５θ−１０π／３）＝Ｖ₅cos（５θ−４π／３）、Ｖｗ₅＝Ｖ₅cos（５θ−２０π／３）＝Ｖ₅cos（５θ−２π／３）となる。この場合、相の順番が基本波の逆相分信号の相の順番に一致し、図８（ｂ）と同様に、α軸信号の位相がβ軸信号の位相より９０度遅れる。したがってｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２）の正相分を制御する場合の伝達関数の行列は、上記（１０）式においてω₀をｎ・ω₀とし、（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた下記（２１’）式に示す伝達関数の行列Ｇ_nとなる。

また、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１）の正相分をＩ制御するための伝達関数の行列Ｇ_Inは、上記（１２）式においてω₀をｎ・ω₀として、下記（２２）式のように算出される。一方、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２）の正相分をＩ制御するための伝達関数の行列Ｇ_Inは、上記（１２）式においてω₀をｎ・ω₀とし、（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えて、下記（２２’）式のように算出される。下記（２２）式および（２２’）式は、上記（２１）式および（２１’）式において、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓとして算出することもできる。第４実施形態に係る高調波補償コントローラは、下記（２２）式および（２２’）式の伝達関数の行列Ｇ_Inで表される処理を行う。

図１２は、第４実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す制御回路６と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１２に示す制御回路７は、高調波補償コントローラ８を備えている点で、第１実施形態に係る制御回路６（図６参照）と異なる。

高調波補償コントローラ８は、高調波成分を抑制するためのものであり、三相/二相変換部６１より出力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを入力され、高調波抑制制御のための高調波補償信号Ｙα，Ｙβを生成するものである。インバータ回路２からモータ３に流れる電流には、５次、７次、１１次の高調波の正相分が多く含まれるので、高調波補償コントローラ８は、５次高調波の正相分を抑制するための５次高調波補償部８１、７次高調波の正相分を抑制するための７次高調波補償部８２、および１１次高調波の正相分を抑制するための１１次高調波補償部８３を備えている。

５次高調波補償部８１は、５次高調波の正相分を抑制するためのものである。５次高調波補償部８１は、上記（２２’）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝５とした５次高調波の正相分を制御するための伝達関数の行列Ｇ_I5に表される処理を行う。つまり、５次高調波補償部８１は、下記（２３）式に示す処理を行って、５次高調波補償信号Ｙα₅，Ｙβ₅を出力する。角周波数ω₀は回転速度検出回路５から入力され、積分ゲインＫ_I5はあらかじめ設計されている。また、５次高調波補償部８１は、安定余裕を最大化する処理も行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。

本実施形態において、５次高調波補償部８１は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ_I5を用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。５次高調波補償部８１で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_I5で示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。

なお、制御系の設計に用いる設計方法はこれに限られず、その他の線形制御理論を用いることもできる。例えば、ループ整形法、最適制御、Ｈ∞制御、混合感度問題などを用いて設計するようにしてもよい。また、位相の遅延分から調整するための位相θ₅をあらかじめ算出して設定するようにしてもよい。例えば、制御対象で位相が９０度遅延する場合であれば、１８０度位相を遅延させるために、θ₅＝−９０度として設定してもよい。この場合、上記（２３）式に位相θ₅に基づく回転変換行列を追加することになる。

７次高調波補償部８２は、７次高調波の正相分を抑制するためのものである。７次高調波補償部８２は、上記（２２）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝７とした７次高調波の正相分を制御するための伝達関数の行列Ｇ_I7に表される処理を行う。つまり、７次高調波補償部８２は、下記（２４）式に示す処理を行って、７次高調波補償信号Ｙα₇，Ｙβ₇を出力する。角周波数ω₀は回転速度検出回路５から入力され、積分ゲインＫ_I7はあらかじめ設計されている。また、７次高調波補償部８２は、安定余裕を最大化する処理も行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。７次高調波補償部８２も、５次高調波補償部８１と同様の方法で設計される。

１１次高調波補償部８３は、１１次高調波の正相分を抑制するためのものである。１１次高調波補償部８３は、上記（２２’）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝１１とした１１次高調波の正相分を制御するための伝達関数の行列Ｇ_I11に表される処理を行う。つまり、１１次高調波補償部８３は、下記（２５）式に示す処理を行って、１１次高調波補償信号Ｙα₁₁，Ｙβ₁₁を出力する。角周波数ω₀は回転速度検出回路５から入力され、積分ゲインＫ_I11はあらかじめ設計されている。また、１１次高調波補償部８３は、安定余裕を最大化する処理も行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。１１次高調波補償部８３も、５次高調波補償部８１と同様の方法で設計される。

５次高調波補償部８１が出力した５次高調波補償信号Ｙα₅，Ｙβ₅、７次高調波補償部８２が出力した７次高調波補償信号Ｙα₇，Ｙβ₇、および、１１次高調波補償部８３が出力した１１次高調波補償信号Ｙα₁₁，Ｙβ₁₁がそれぞれ加算されて、高調波補償信号Ｙα，Ｙβとして高調波補償コントローラ８から出力される。なお、本実施形態では、高調波補償コントローラ８が、５次高調波補償部８１、７次高調波補償部８２、および１１次高調波補償部８３を備えている場合について説明したが、これに限られない。高調波補償コントローラ８は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、５次高調波のみを抑制したい場合は、５次高調波補償部８１のみを備えていればよい。また、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（２２）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝１３とした伝達関数の行列Ｇ_I13に表される処理を行う１３次高調波補償部をさらに備えるようにすればよい。

高調波補償コントローラ８から出力される高調波補償信号Ｙα，Ｙβは、電流コントローラ６２から出力される補正値信号Ｘα，Ｘβに加算される。二相/三相変換部６３には、高調波補償信号Ｙα，Ｙβを加算された補正値信号Ｘα，Ｘβが入力される。

本実施形態においては、高調波補償コントローラ８によって、インバータ回路２からモータ３に流れる電流から高調波成分を抑制することができる。また、本実施形態において、５次高調波補償部８１は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。伝達関数の行列Ｇ_I5は、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。また、５次高調波補償部８１で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_I5で示されるので、線形時不変の処理である。また、５次高調波補償の制御ループには非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていないので、線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。７次高調波補償部８２および１１次高調波補償部８３も、５次高調波補償部８１と同様であり、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

なお、上記実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の積分ゲインが同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。また、（１，２）要素と（２，１）要素の積分ゲインＫ_Iを「０」に設計して、正相分、逆相分の両方を制御するという付加特性を与えることもできる。正相分、逆相分の両方を制御する場合については、後述する。

また、上記実施形態においては、５次高調波補償部８１、７次高調波補償部８２、１１次高調波補償部８３をそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。積分ゲインを共通にするようにして、５次高調波補償部８１、７次高調波補償部８２、１１次高調波補償部８３を一度に設計するようにしてもよい。

上記実施形態においては、各高調波の正相分を制御する場合について説明したが、これに限られない。各高調波の逆相分を制御するようにしてもよい。この場合は、正相分を制御する場合に用いられた伝達関数の行列Ｇ_Inの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。また、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、正相分を制御する場合に用いられた伝達関数の行列Ｇ_Inの（１，２）要素と(２，１)要素を「０」にした行列を用いればよい。

上記第４実施形態においては、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換して制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御するようにしてもよい。以下に、この場合の実施形態を第５実施形態として説明する。

図１３は、第５実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、第４実施形態に係る制御回路７（図１２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１３に示す制御回路７’は、三相/二相変換部６１および二相/三相変換部６３を備えておらず、電流コントローラ６２”、５次高調波補償部８１’、７次高調波補償部８２’、および１１次高調波補償部８３’が３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御を行う点で、第４実施形態に係る制御回路７（図１２参照）と異なる。なお、電流コントローラ６２”は、第３実施形態に係るものと共通する（図１０参照）。

三相/二相変換および二相/三相変換は、上記（１）式および（４）式で表されるので、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇ_nで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（２６）式に示す伝達関数の行列Ｇ’ _nで表される。

したがって、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇ_Inで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（２７）式に示す伝達関数の行列Ｇ’_Inで表される。

５次高調波補償部８１’は、電流センサ４より出力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力され、５次高調波の正相分を抑制するための５次高調波補償信号Ｙｕ₅，Ｙｖ₅，Ｙｗ₅を生成するものであり、下記（２８）式に示す処理を行っている。なお、伝達関数の行列Ｇ’_I5は、上記（２７）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝５としたものである。また、５次高調波補償部８１’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。

本実施形態において、５次高調波補償部８１’は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ’_I5を用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。５次高調波補償部８１’で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_I5で示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。５次高調波補償部８１’は、第４実施形態に係る５次高調波補償部８１と同様にして設計される。なお、その他の線形制御理論を用いて設計してもよい。

７次高調波補償部８２’は、電流センサ４より出力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力され、７次高調波の正相分を抑制するための７次高調波補償信号Ｙｕ₇，Ｙｖ₇，Ｙｗ₇を生成するものであり、下記（２９）式に示す処理を行っている。なお、伝達関数の行列Ｇ’_I7は、上記（２７）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝７としたものである。また、７次高調波補償部８２’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。７次高調波補償部８２’も、５次高調波補償部８１’と同様の方法で設計される。

１１次高調波補償部８３’は、電流センサ４より出力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力され、１１次高調波の正相分を抑制するための１１次高調波補償信号Ｙｕ₁₁，Ｙｖ₁₁，Ｙｗ₁₁を生成するものであり、下記（３０）式に示す処理を行っている。なお、伝達関数の行列Ｇ’_I11は、上記（２７）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝１１としたものである。また、１１次高調波補償部８３’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。１１次高調波補償部８３’も、５次高調波補償部８１’と同様の方法で設計される。

５次高調波補償部８１’が出力した５次高調波補償信号Ｙｕ₅，Ｙｖ₅，Ｙｗ₅、７次高調波補償部８２’が出力した７次高調波補償信号Ｙｕ₇，Ｙｖ₇，Ｙｗ₇、および、１１次高調波補償部８３’が出力した１１次高調波補償信号Ｙｕ₁₁，Ｙｖ₁₁，Ｙｗ₁₁がそれぞれ加算されて、高調波補償信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗとして高調波補償コントローラ８’から出力され、電流コントローラ６２”が出力した補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗにそれぞれ加算される。ＰＷＭ信号生成部６４には、高調波補償信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗが加算された補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが入力される。なお、高調波補償コントローラ８’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、５次高調波のみを抑制したい場合は５次高調波補償部８１’のみを備えていればよく、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（２７）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝１３とした伝達関数の行列Ｇ’_I13に表される処理を行う１３次高調波補償部をさらに備えるようにすればよい。

５次高調波補償部８１’で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_I5で示されるので、線形時不変の処理である。また、５次高調波補償の制御ループには非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていないので、線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。７次高調波補償部８２’および１１次高調波補償部８３’についても同様である。

第５実施形態において、各高調波の逆相分を制御する場合は、正相分を制御する場合に用いられた伝達関数の行列Ｇ’_Inの要素の内、Ｇ_In12（ｓ）、Ｇ_In23（ｓ）およびＧ_In31（ｓ）と、Ｇ_In13（ｓ）、Ｇ_In21（ｓ）およびＧ_In32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_Inの転置行列）を用いればよい。また、正相分、逆相分の両方の制御を行うようにしてもよい。以下に、第５実施形態において、５次高調波補償部８１’、７次高調波補償部８２’、および１１次高調波補償部８３’が、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合について説明する。

上記（２６）式において、行列Ｇ_nの（１，２）要素と（２，１）要素とを「０」にした場合を考えると、下記（３１）式に示す伝達関数の行列Ｇ”_nが算出できる。

したがって、５次高調波補償部８１’が正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、下記（３２）式の伝達関数の行列Ｇ”_Inにおいて、ｎ＝５とした行列Ｇ”_I5を用いるようにすればよい。同様に、７次高調波補償部８２’が正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、下記（３２）式の伝達関数の行列Ｇ”_Inにおいて、ｎ＝７とした行列Ｇ”_I7を用いるようにすればよく、１１次高調波補償部８３’が正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、下記（３２）式の伝達関数の行列Ｇ”_Inにおいて、ｎ＝１１とした行列Ｇ’_I11を用いるようにすればよい。

上記第４ないし第５実施形態においては、５次高調波補償部８１（８１’）、７次高調波補償部８２（８２’）、および１１次高調波補償部８３（８３’）がＩ制御に代わる制御を行う場合について説明したがこれに限られない。例えば、ＰＩ制御に代わる制御を行うようにしてもよい。第４実施形態において、５次高調波補償部８１、７次高調波補償部８２、および１１次高調波補償部８３がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、ｎ＝３ｋ＋１（ｋ＝１，２，…）の場合、上記（１１）式においてω₀をｎ・ω₀として、下記（３３）式のように算出される伝達関数の行列Ｇ_PInを用いればよい。また、ｎ＝３ｋ＋２（ｋ＝０，１，２，…）の場合、上記（１１）式においてω₀をｎ・ω₀とし、（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えて、下記（３３’）式のように算出される伝達関数の行列Ｇ_PInを用いればよい。なお、下記（３３）式および（３３’）式は、上記（２１）式および（２１’）式において、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓとして算出することもできる。

５次高調波補償部８１がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合、上記（３３’）式においてｎ＝５とした行列Ｇ_PI5を用いればよく、７次高調波補償部８２がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合、上記（３３）式においてｎ＝７とした行列Ｇ_PI7を用いればよく、１１次高調波補償部８３がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合、上記（３３’）式においてｎ＝１１とした行列Ｇ_PI11を用いればよい。また、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、上記（３３）式および（３３’）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PInの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いればよい。

第５実施形態において、５次高調波補償部８１’、７次高調波補償部８２’、および１１次高調波補償部８３’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（３４）式に示される伝達関数の行列Ｇ’_PInを用いればよい。

第５実施形態で各高調波の逆相分を制御する場合において、５次高調波補償部８１’、７次高調波補償部８２’、および１１次高調波補償部８３’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（３４）式に示す伝達関数の行列Ｇ’_PInの要素の内、Ｇ_PIn12（ｓ）、Ｇ_PIn23（ｓ）およびＧ_PIn31（ｓ）と、Ｇ_PIn13（ｓ）、Ｇ_PIn21（ｓ）およびＧ_PIn32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_PInの転置行列）を用いればよい。また、第５実施形態で正相分、逆相分の両方の制御を行う場合において、５次高調波補償部８１’、７次高調波補償部８２’、および１１次高調波補償部８３’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（３５）式に示される伝達関数の行列Ｇ”_PInを用いればよい。

ＰＩ制御に代わる制御を行う場合、比例ゲインＫ_Pを調整することにより、過渡時のダンピング効果を付加することができるというメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けやすくなるというデメリットがある。逆に、Ｉ制御に代わる制御を行う場合、過渡時のダンピング効果を付加することができないというデメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けにくくなるというメリットがある。

なお、５次高調波補償部８１（８１’）、７次高調波補償部８２（８２’）、および１１次高調波補償部８３（８３’）がＩ制御およびＰＩ制御以外の制御に代わる制御を行うようにしてもよい。上記（２１）、（２１’）式において、伝達関数Ｆ（ｓ）を各制御の伝達関数とすることで、回転座標変換を行ってから当該制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列を算出することができる。したがって、ＰＩＤ制御（伝達関数は、比例ゲインをＫ_P、積分ゲインをＫ_I、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓで表される。）に代わる制御を行うようにすることができるし、Ｄ制御（微分制御：伝達関数は、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_D・ｓで表される。）、Ｐ制御（比例制御：伝達関数は、比例ゲインをＫ_Pとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_Pで表される。）、ＰＤ制御、ＩＤ制御などに代わる制御を行うようにすることができる。

次に、トルクリプルを補償する方法について説明する。

モータのトルク制御においては、発生トルクの品質が重要視される。高調波と同様に、ＰＷＭ信号生成時のデッドタイムの付加、電流センサの不平衡やオフセット、直流電源から出力される直流電圧の揺れ、モータの構造などが原因となって、トルクに脈動が生じる。このトルクの周期リプルを除去する方法として、トルク指令値に対応した電流目標値にトルクリプルを補償する適切な補償信号（以下では、「トルクリプル補償信号」とする。）を重畳する方法がある。トルクリプル補償信号は、一般的に５，７，１１次などの高調波成分である。したがって、第４実施形態において高調波を補償する代わりに、トルクリプル補償信号に追従する制御を行えばよい。高調波補償コントローラに代えてトルクリプル補償コントローラを設けた場合について、第６実施形態として以下に説明する。

図１４は、第６実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図１２に示す制御回路７と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１４に示す制御回路７”は、トルクリプル補償コントローラ８”（実質的には第４実施形態の高調波補償コントローラ８と同じである。）にα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを入力する代わりに、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差を入力する点で、第４実施形態に係る制御回路７（図１２参照）と異なる。

トルクリプル補償コントローラ８”は、トルクリプル補償信号に追従する制御を行うためのものであり、三相/二相変換部６１より出力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとα軸電流目標値およびβ軸電流目標値との偏差ΔＩα，ΔＩβを入力され、トルクリプル補償制御のための補償信号Ｙα，Ｙβを生成するものである。α軸電流目標値およびβ軸電流目標値には、トルクリプル補償信号が重畳されている。

５次高調波補償部８１、７次高調波補償部８２、および１１次高調波補償部８３には、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとα軸電流目標値およびβ軸電流目標値との偏差ΔＩα，ΔＩβがそれぞれ入力されるが、各高調波補償部８１，８２，８３は振幅特性（図７参照）からそれぞれ対応する高調波成分のみを制御する。したがって、例えば、５次高調波補償部８１においては、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに含まれる５次高調波成分が、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値に重畳されているトルクリプル補償信号の５次高調波成分に追従するように制御される。

第６実施形態においては、インバータ回路２からモータ３に流れる電流をトルクリプル補償信号が重畳された電流目標値に追従させることで、トルクの周期リプルを除去することができる。

３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御する場合は、第５実施形態（図１３参照）において、５次高調波補償部８１’、７次高調波補償部８２’、および１１次高調波補償部８３’に、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力する代わりに、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差を入力するようにすればよい。

上記第１ないし第６実施形態においては、三相交流モータを駆動する場合について説明したが、これに限られない。本発明は、単相交流モータを駆動する場合にも適用することができる。

本発明を単相に適用する方法の１つとして、電流センサが検出した電流信号から位相をπ／２（９０度）遅らせた信号を生成して用いる方法がある。この場合について、第７実施形態として以下に説明する。

図１５は、第７実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、第１実施形態に係る制御回路６（図６参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１５に示すインバータ装置は、インバータ回路２’が図示しない２組４個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型の単相インバータを備えている点と、モータ３’が単相交流電力を用いる単相モータである点で、第１実施形態に係るインバータ装置と異なる。また、図１５に示す制御回路９は、三相/二相変換部６１および二相/三相変換部６３を備えておらず、位相遅延部６５を備えている点で、第１実施形態に係る制御回路６（図６参照）と異なる。

位相遅延部６５は、電流センサ４が検出した単相の電流信号を入力され、当該電流信号（α軸電流信号Ｉα）とα軸電流信号Ｉαの位相をπ／２遅らせたβ軸電流信号Ｉβとを出力する。位相遅延部６５は、入力された信号の位相をπ／２だけ遅らせるヒルベルト変換を行っている。理想的なヒルベルト変換は、下記（３６）式に示す伝達関数Ｈ（ω）で表される。なお、ω_Sは標本化角周波数であり、ｊは虚数単位である。つまり、ヒルベルト変換とは、振幅特性は周波数によらず一定で、位相特性は正負の周波数領域でπ／２遅らせるフィルタ処理である。理想的なヒルベルト変換を実現することはできないので、例えばＦＩＲ（Finite impulse response）フィルタとして近似的に実現している。

なお、位相遅延部６５はこれに限られず、入力された信号の位相をπ／２遅らせた信号を生成することができればよい。例えば、出願人が出願している特願２０１１−２３１４４５号に記載の複素係数フィルタを用いたり、同じく特願２０１２−０３０２３４号に記載の下記（３７）式の伝達関数Ｇ_F（ｓ）に示す処理を行うフィルタを用いるようにしてもよい。
Ｇ_F（ｓ）＝Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝ ・・・ （３７）
ω₀ ：回転速度検出回路５が算出した角周波数
Ｔ ：時定数

電流コントローラ６２は、位相遅延部６５より出力されるα軸電流信号Ｉα（電流センサ４が検出した単相の電流信号）およびβ軸電流信号Ｉβ（α軸電流信号Ｉαの位相をπ／２遅らせた信号）とそれぞれの目標値との偏差ΔＩα，ΔＩβを入力され、上記（１３）式に示す処理を行って、電流制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを生成する。ＰＷＭ信号生成部６４’は、電流コントローラ６２より出力される補正値信号Ｘα（または、補正値信号Ｘβ）に基づいて指令値信号を生成し、キャリア信号と比較することでＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ信号生成部６４’は、指令値信号を反転させた信号とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ信号生成部６４’は、生成された２つのＰＷＭ信号を反転させた信号も生成し、これら４つの信号をインバータ回路２’に出力する。なお、α軸電流信号Ｉαとα軸電流目標値との偏差ΔＩαを先に算出し、この偏差信号を位相遅延部６５に入力して位相をπ／２遅らせた信号を生成し、これらを電流コントローラ６２に入力するようにしてもよい。

第７実施形態においては、三相の電流信号から三相二相変換でα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する代わりに、単相の電流信号（α軸電流信号Ｉα）の位相をπ／２遅らせることでβ軸電流信号Ｉβを生成することで、第１実施形態に係る三相の電流制御の処理方法を適用することができる。また、第７実施形態においても、第１実施形態の場合と同様の効果を奏することができる。第２，４，６実施形態においても同様にして、単相交流モータを駆動する場合に適用することができる。

また、本発明を単相に適用するもう１つの方法として、単相の電流信号のみを用いて処理を行う方法がある。

上記第２実施形態（図９参照）において説明したように、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合、上記（１２）式に示す行列Ｇ_Iの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いればよい。単相システムの場合、α軸電流信号にのみ処理を行えばよいので、位相を９０度遅らせたβ軸電流信号を生成しなくてもよい。以下に、単相の電流信号のみを用いて処理を行う場合について、第８実施形態として説明する。

図１６は、第８実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、第７実施形態に係る制御回路９（図１５参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１６に示す制御回路９’は、電流コントローラ６２に代えて第２実施形態に係るα軸電流コントローラ６２’ａ（図９参照）を備えている点と、位相遅延部６５を備えていない点で、第７実施形態に係る制御回路９（図１５参照）と異なる。

α軸電流コントローラ６２’ａには、単相用の電流センサ４が検出した単相の電流信号（α軸電流信号）とα軸電流目標値との偏差が入力される。α軸電流コントローラ６２’ａは、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行って、補正値信号ＸαをＰＷＭ信号生成部６４’に出力する。

第８実施形態においても、第２実施形態の場合と同様の効果を奏することができる。第４，６実施形態においても同様して、単相交流モータを駆動する場合に適用することができる。

本発明に係るモータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るモータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

１ 直流電源
２，２’ インバータ回路
３，３’ モータ
４ 電流センサ
５ 回転速度検出回路
６，６’，６”，７，７’，７”，９，９’ 制御回路
６１ 三相/二相変換部（二相変換手段）
６２，６２” 電流コントローラ（制御手段）
６２’ａ α軸電流コントローラ（制御手段）
６２’ｂ β軸電流コントローラ（制御手段）
６３ 二相/三相変換部
６４，６４’ ＰＷＭ信号生成部
６５ 位相遅延部（二相変換手段）
８，８’ 高調波補償コントローラ
８” トルクリプル補償コントローラ
８１，８１’ ５次高調波補償部
８２，８２’ ７次高調波補償部
８３，８３’ １１次高調波補償部

Claims (22)

1. モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、
   前記インバータ回路の出力に基づく信号を第１の信号と第２の信号に変換する二相変換手段と、
   前記第１の信号および前記第２の信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号および第２の偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１および第２の偏差信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換するのと同様の処理を行うものであり、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
2. モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、
   前記インバータ回路の出力に基づく信号とそれぞれの目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記偏差信号を第１の偏差信号および第２の偏差信号に変換する二相変換手段と、
   前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１および第２の偏差信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換するのと同様の処理を行うものであり、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
3. 前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第２の伝達関数および前記第３の伝達関数は、それぞれ、
   である、
   請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記インバータ回路は三相インバータを備えており、
   前記二相変換手段は、前記インバータ回路の三相の出力に基づく３つの信号を前記第１の信号と前記第２の信号に変換するものであり、
   前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段をさらに備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３つの補正値信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の制御回路。
5. 前記インバータ回路は単相インバータを備えており、
   前記二相変換手段は、前記インバータ回路の単相の出力に基づく信号を前記第１の信号とし、前記第１の信号の位相を９０度遅らせた信号を前記第２の信号として生成する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の制御回路。
6. モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、
   前記インバータ回路の三相の出力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１ないし第３の偏差信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数および前記第２の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
7. モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、
   前記インバータ回路の三相の出力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１ないし第３の偏差信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、
   前記第１ないし第３の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
8. モータを駆動するためのインバータ回路の制御回路であって、
   前記インバータ回路の単相の出力に基づく信号と目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記偏差信号に含まれる基本波成分をゼロに制御するための補正値信号を生成する制御手段と、
   前記補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記偏差信号と、前記偏差信号の位相を９０度遅らせた信号とに対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換するのと同様の処理を行うものであり、
   前記偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
9. 前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
10. 前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
11. 前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓ（但し、Ｋ_P、Ｋ_IおよびＫ_Dは、それぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン）である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
12. 前記第１の信号および前記第２の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号および第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号および前記第２の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号および前記第２の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備え、
    前記高調波補償手段は、
    前記第１および第２の信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ’（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ’（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換することで前記第１および第２の高調波補償信号を生成するのと同様の処理を行うものであり、
    前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理することで前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理することで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第４の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、
    である、
    請求項１に記載の制御回路。
13. 前記高調波補償手段は、
    前記第１の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第５の伝達関数および前記第６の伝達関数は、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    であり、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    である、
    請求項１２に記載の制御回路。
14. 前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、
    前記高調波補償手段は、
    前記第１ないし第３の信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ’（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ’（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の高調波補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、
    前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、
    前記第４の伝達関数および前記第５の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、それぞれ、
    である、
    請求項６または７に記載の制御回路。
15. 前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、
    前記高調波補償手段は、
    前記第１ないし第３の信号から変換された２つの信号に対して回転座標変換を行ってから、インパルス応答ｆ’（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数Ｆ’（ｓ）で表される制御処理を行って、生成された信号を静止座標変換し、変換後の２つの信号を第１ないし第３の高調波補正値信号に変換するのと同様の処理を行うものであり、
    前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、
    前記第４の伝達関数ないし前記第６の伝達関数は、前記モータの回転速度に応じた角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    であり、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    である、
    請求項６または７に記載の制御回路。
16. 前記高調波補償手段は、前記第１の信号および前記第２の信号に代えて、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号を用いる、請求項１２または１３に記載の制御回路。
17. 前記高調波補償手段は、前記第１の信号ないし前記第３の信号に代えて、前記第１の偏差信号ないし前記第３の偏差信号を用いる、請求項１４または１５に記載の制御回路。
18. 前記出力に基づく信号は、出力電流を検出した信号である、請求項１ないし１７のいずれかに記載の制御回路。
19. 前記出力に基づく信号は、出力電圧を検出した信号である、請求項１ないし１７のいずれかに記載の制御回路。
20. 制御系の設計が、ロバスト制御設計を用いて行われている、請求項１ないし１９のいずれかに記載の制御回路。
21. 制御系の設計が、Ｈ∞ループ整形法を用いて行われている、請求項２０に記載の制御回路。
22. インバータ回路と、請求項１ないし２１のいずれかに記載の制御回路とを備えていることを特徴とするインバータ装置。