JP5944660B2 - 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ｐｗｍコンバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換回路の出力または入力を制御するための制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ＰＷＭコンバータシステムに関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図１６は、従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した電力を変換して三相電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を三相電力系統Ｂの系統電圧に昇圧（または降圧）する。制御回路７は、電流センサ５および電圧センサ６などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

図１７は、制御回路７の内部構成を説明するためのブロック図である。

電流センサ５から入力された各相の電流信号は三相/二相変換部７３に入力される。

三相/二相変換部７３は、入力された３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部７３は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する。

三相/二相変換部７３で行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列式で表される。

回転座標変換部７８は、三相/二相変換部７３から入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換するものである。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、三相電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標系の反対概念として、回転しない座標系を静止座標系とする。回転座標変換部７８は、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、位相検出部７１が検出した系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換する。

回転座標変換部７８で行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ７４ａおよびＬＰＦ７５ａは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分に変換されている。ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂは、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分とその目標値との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを出力するものである。目標値として直流成分を用いることができるので、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂは、精度のよい制御を行うことができる。

静止座標変換部７９は、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂからそれぞれ入力される補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、静止座標系の２つの補正値信号Ｘα，Ｘβに変換するものであり、回転座標変換部７８とは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部７９は、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、位相θに基づいて、静止座標系の補正値信号Ｘα，Ｘβに変換する。

静止座標変換部７９で行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。

二相/三相変換部７６は、静止座標変換部７９から入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに変換するものである。二相/三相変換部７６は、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部７３とは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部７６で行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。

ＰＷＭ信号生成部７７は、二相/三相変換部７６が出力した補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。

特開２００９−４４８９７号公報

しかしながら、制御回路７の制御系を設計することに大変な労力が必要であるという問題がある。最近の系統連系インバータシステムには、瞬低に対して所定の時間以内に出力を復帰させるなど、制御に高速な応答性が求められている。このような要求を満たすように制御系を設計するために、ＬＰＦ７４ａおよびＬＰＦ７５ａのパラメータや、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂの比例ゲインおよび積分ゲインを最適に設計する必要がある。しかし、回転座標変換部７８および静止座標変換部７９は非線形時変処理を行うために、線形制御理論を用いて制御系を設計することができなかった。また、制御系が非線形時変処理を含むため、システム解析もできなかった。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、回転座標変換を行ってから所定の制御を行って、生成された補正値信号に静止座標変換を行うのと同様の処理であり、かつ、線形性および時不変性を有する処理を行う制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号を第１の信号と第２の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第１の信号および前記第２の信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号および第２の偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の第２の側面によって提供される制御回路は、三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である３つの偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記３つの偏差信号を第１の偏差信号および第２の偏差信号に変換する三相二相変換手段と、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第２の伝達関数および前記第３の伝達関数は、それぞれ、
である。

本発明の第３の側面によって提供される制御回路は、三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数および第２の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
であることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される制御回路は、三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、前記第１ないし第３の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓ（但し、Ｋ_P、Ｋ_IおよびＫ_Dは、それぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号は、各相の出力電流または入力電流を検出した信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号は、各相の出力電圧または入力電圧を検出した信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、制御系の設計が、ロバスト制御設計を用いて行われている。

本発明の好ましい実施の形態においては、制御系の設計が、Ｈ∞ループ整形法を用いて行われている。

本発明の第５の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、インバータ回路と、本発明の第１ないし第４の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第６の側面によって提供される三相ＰＷＭコンバータシステムは、コンバータ回路と、本発明の第１ないし第４の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、第１の偏差信号および第２の偏差信号をそれぞれ第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）によって信号処理することで、制御を行って第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成している。第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）による信号処理は、回転座標変換を行ってから所定の制御処理を行って生成された補正値信号を静止座標変換するのと同様の処理である。また、第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）による信号処理は、線形性および時不変性を有する。したがって、線形制御理論に基づいた設計法を用いることができ、制御系の設計を容易にすることができる。また、システム解析も行うことができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。 行列の計算を説明するためのブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。 第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第２実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 第３実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 第４実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第５実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 第６実施形態に係る三相ＰＷＭコンバータシステムを説明するためのブロック図である。 従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 制御回路の内部構成を説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。

図１（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図１（ａ）に示す非線形時変の処理を、図１（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。

図１（ａ）に示す回転座標変換は下記（５）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（６）式の行列式で表される。

したがって、図１（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図２（ａ）のように表すことができる。図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図１（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。

回転座標変換の行列は、下記（７）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

また、静止座標変換の行列は、下記（８）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

上記（７）式および（８）式を用いて、図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（９）式のように計算される。

上記（９）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図３に示すブロック線図になる。図３に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である。

ここで、θ（ｔ）＝ω₀ｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ω₀ｔ−ω₀τ＝ω₀（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図３に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω₀）が得られる。また、図３に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω₀）の入出力特性になる。

したがって、上記（９）式からさらに計算を進めると、
と計算される。

これにより、図２（ａ）に示す処理を、図２（ｂ）に示す処理に変換することができる。図２（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。

ＰＩ制御（比例積分制御）コントローラの伝達関数は、比例ゲインおよび積分ゲインをそれぞれＫ_PおよびＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図４に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_PIは、上記（１０）式を用いて、下記（１１）式のように算出される。

また、Ｉ制御（積分制御）コントローラの伝達関数は、積分ゲインをＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図５に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_Iは、上記（１０）式を用いて、下記（１２）式のように算出される。

以下に、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電流コントローラを系統連系インバータシステムの制御回路に適用した場合を、本発明の第１実施形態として説明する。

図６は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、電流センサ５、電圧センサ６、および制御回路７を備えている。

直流電源１は、インバータ回路２に接続している。インバータ回路２、フィルタ回路３、および変圧回路４は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインに直列に接続されて、三相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ５および電圧センサ６は、変圧回路４の出力側に設置されている。制御回路７は、インバータ回路２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して電力系統Ｂに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、電流センサ５および電圧センサ６を変圧回路４の入力側に設けてもよいし、インバータ回路２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。また、変圧回路４をフィルタ回路３の入力側に設けるようにしてもよいし、変圧回路４を設けない、いわゆるトランスレス方式にしてもよい。また、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、フィルタ回路３に出力するものである。インバータ回路２は、三相インバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。なお、インバータ回路２はこれに限定されず、例えば、マルチレベルインバータであってもよい。

フィルタ回路３は、インバータ回路２から入力される交流電圧から、スイッチングによる高周波成分を除去するものである。フィルタ回路３は、リアクトルとコンデンサとからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路３で高周波成分を除去された交流電圧は、変圧回路４に出力される。なお、フィルタ回路３の構成はこれに限定されず、高周波成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

電流センサ５は、変圧回路４から出力される各相の交流電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、電力系統Ｂの各相の系統電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、制御回路７に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧は、系統電圧とほぼ一致している。

制御回路７は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路７は、電流センサ５から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。制御回路７は、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を各センサから入力される検出信号に基づいて生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。制御回路７は、指令値信号の波形を変化させて系統連系インバータシステムＡの出力電圧の波形を変化させることで、出力電流を制御している。これにより、制御回路７は、各種フィードバック制御を行っている。

図６においては、出力電流制御を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。実際には、制御回路７は、直流電圧制御（入力直流電圧が予め設定された電圧目標値となるように行うフィードバック制御）や無効電力制御（出力無効電力が予め設定された無効電力目標値となるように行うフィードバック制御）なども行っている。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、出力電圧制御や有効電力制御を行うようにしてもよい。

制御回路７は、系統対抗分生成部７２、三相/二相変換部７３、電流コントローラ７４、二相/三相変換部７６、およびＰＷＭ信号生成部７７を備えている。

系統対抗分生成部７２は、電圧センサ６から電圧信号Ｖを入力されて、系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗを生成して出力する。系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗは系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号の基準となるものであり、系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗが後述する補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗで補正されることにより指令値信号が生成される。

三相/二相変換部７３は、図１７に示す三相/二相変換部７３と同じものであり、電流センサ５より入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部７３で行われる変換処理は、上記（１）式に示す行列式で表される。

電流コントローラ７４は、三相/二相変換部７３より出力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを生成するものである。電流コントローラ７４は、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う。つまり、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩαおよびΔＩβとすると、下記（１３）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電流コントローラ７４は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換したものが用いられる。ｄ軸電流目標値には図示しない直流電圧制御のための補正値が用いられ、ｑ軸電流目標値には、図示しない無効電力制御のための補正値が用いられる。なお、三相の電流目標値が与えられる場合は、当該目標値を三相/二相変換して、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値とすればよい。また、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと三相の電流目標値とのそれぞれの偏差を先に算出し、この３つの偏差信号を三相/二相変換して、電流コントローラ７４に入力するようにしてもよい。また、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。

図７は、行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_Iの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、系統電圧の基本波の周波数（以下では、「中心周波数」とする。また、中心周波数に対応する角周波数を「中心角周波数」とする。）が６０Ｈｚの場合（すなわち、角周波数ω₀＝１２０πの場合）のものであり、積分ゲインＫ_Iを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、積分ゲインＫ_Iが大きくなると、振幅特性が大きくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

本実施形態において、電流コントローラ７４は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ_Iを用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。電流コントローラ７４で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。

電流コントローラ７４には、出力電流が正弦波目標値に追従すること、および、瞬低時に出力を所定の時間内に所定の割合まで戻すこと（速応性）が、設計仕様として求められている。システムの出力がある目標値に完全追従するには、閉ループ系が目標発生器と同じ極を持ち、かつ、閉ループ系が漸近安定でなければならない（内部モデル原理）。正弦波目標値の極は±jωoであり、行列Ｇ_Iの各要素の伝達関数に含まれる１／（ｓ²＋ω₀ ²）の項の極も±jωoである。したがって、閉ループ系と目標発生器の極は同じである。また、Ｈ∞ループ整形法を用いれば、閉ループ系が漸近安定になるコントローラを設計することができる。したがって、速応性の条件を満たすようにＨ∞ループ整形法を用いて設計を行うことで、設計仕様に適合し最も安定な制御系を容易に設計することができる。

なお、制御系の設計に用いる設計方法はこれに限られず、その他の線形制御理論を用いることもできる。例えば、ループ整形法、最適制御、Ｈ∞制御、混合感度問題などを用いて設計するようにしてもよい。

図６に戻って、二相/三相変換部７６は、図１７に示す二相/三相変換部７６と同じものであり、電流コントローラ７４から入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに変換するものである。二相/三相変換部７６で行われる変換処理は、上記（４）式に示す行列式で表される。

系統対抗分生成部７２が出力する系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗと、二相/三相変換部７６が出力する補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとがそれぞれ加算されて、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗが算出され、ＰＷＭ信号生成部７７に入力される。

ＰＷＭ信号生成部７７は、入力される指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗと、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。三角波比較法では、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗとキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号Ｘ’ｕがキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｕとして生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、インバータ回路２に出力される。

本実施形態において、制御回路７は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。上述したように、伝達関数の行列Ｇ_Iは、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。したがって、伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電流コントローラ７４は、図１７に示す回転座標変換部７８、静止座標変換部７９、およびＩ制御処理（図１７におけるＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、図７の各ボード線図が示すように、行列Ｇ_Iの各要素の伝達関数の振幅特性は、中心周波数でピークを形成している。つまり、電流コントローラ７４は、中心周波数成分だけがハイゲインになっている。したがって、図１７に示すＬＰＦ７４ａおよび７５ａを設ける必要がない。

また、電流コントローラ７４で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。また、制御回路７には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれておらず、電流制御システム全体が線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。このように、上記（１２）式に示す伝達関数の行列Ｇ_Iを用いることで、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う非線形の処理を、線形時不変の多入出力系へ帰着させることができ、これによりシステム解析や制御系設計が容易になる。

なお、上記実施形態においては、電流コントローラ７４で上記（１３）式に示す処理を行っているが、行列Ｇ_Iの各要素の積分ゲインＫ_Iに要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、各要素である伝達関数毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。また、（１，２）要素と（２，１）要素の積分ゲインＫ_Iを「０」に設計して、正相分、逆相分の両方を制御するという付加特性を与えることもできる。正相分、逆相分の両方を制御する場合については、後述する。なお、要素毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計した場合でも、各要素である伝達関数の位相特性は変化しない。したがって、（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させ、（１，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させ、（２，１）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させることができる。

上記第１実施形態においては、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの基本波成分の制御を行う場合について説明したが、これに限られない。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗには基本波成分（正相分）の信号の他に、逆相分の信号が重畳されている。この逆相分の制御のみを行うようにしてもよい。

図８は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図（ａ）は正相分の信号を示しており、同図（ｂ）は逆相分の信号を示している。

同図（ａ）において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの正相分を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの正相分を三相/二相変換したα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの正相分は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、三相/二相変換部７３（図６参照）から出力されるα軸電流信号Ｉαの正相分は、β軸電流信号Ｉβの正相分より９０度位相が進んでいる。したがって、目標値との偏差ΔＩαの正相分も偏差ΔＩβの正相分より９０度位相が進んでいる。偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相は変化しない（図７（ａ）参照）。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相が９０度進む（図７（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が偏差ΔＩαの正相分と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。一方、偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相が９０度遅れる（図７（ｃ）参照）。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、正相分の位相は変化しない。したがって、両者の位相が偏差ΔＩβの正相分と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。

逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図８（ｂ）において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの逆相分を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの逆相分を三相/二相変換したα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの逆相分は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、反時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、三相/二相変換部７３から出力されるα軸電流信号Ｉαの逆相分は、β軸電流信号Ｉβの逆相分より９０度位相が遅れている。偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相は変化しない。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相が９０度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、偏差ΔＩαに行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相が９０度遅れる。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_Iの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。したがって、電流コントローラ７４は、正相分の制御を行ない、逆相分の制御は行なわない。

伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分が打ち消しあって、逆相成分が強めあうことになる。したがって、第１実施形態において逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

次に、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合について説明する。

行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理は、正相分および逆相分の位相を変化させずに通過させる（図７（ａ）参照）。したがって、上記（１２）式に示す行列Ｇ_Iの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いると、正相分、逆相分の両方の制御を行なうことができる。以下に、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合を、第２実施形態として説明する。

図９は、第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す制御回路７と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図９に示す制御回路７’は、電流コントローラ７４に代えて、α軸電流コントローラ７４’およびβ軸電流コントローラ７５’を設けている点で、第１実施形態に係る制御回路７（図６参照）と異なる。

α軸電流コントローラ７４’は、三相/二相変換部７３より出力されるα軸電流信号Ｉαと目標値との偏差ΔＩαを入力され、電流制御のための補正値信号Ｘαを生成するものである。α軸電流コントローラ７４’は、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、α軸電流コントローラ７４’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

β軸電流コントローラ７５’は、三相/二相変換部７３より出力されるβ軸電流信号Ｉβと目標値との偏差ΔＩβを入力され、電流制御のための補正値信号Ｘβを生成するものである。β軸電流コントローラ７５’は、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、β軸電流コントローラ７５’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、α軸電流コントローラ７４’およびβ軸電流コントローラ７５’の伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）において、積分ゲインＫ_Iにそれぞれ異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、α軸電流コントローラ７４’とβ軸電流コントローラ７５’とで、それぞれ個別に積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。

図１０は、第２実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。

系統連系インバータシステムＡ（図６参照）の各相の電流に不平衡外乱を加えて、目標電流を２０[Ａ]とした場合のシミュレーションを行った。同図（ａ）は、α軸電流コントローラ７４’（図９参照）に入力される偏差ΔＩα、および、β軸電流コントローラ７５’に入力される偏差ΔＩβを示している。同図（ｂ）は、各相の出力電流を電流センサ５によって検出した電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示している。同図（ａ）に示すように、偏差ΔＩαおよび偏差ΔＩβは徐々に小さくなり、０．１４[ｓ]でほぼ「０」になった。また、同図（ｂ）に示すように、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは徐々に大きくなり、０．０５[ｓ]で目標の８０％である１６[Ａ]に達した。また、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの各波形は、平衡状態を示している。不平衡外乱が除去され、正相分は目標値に追従していることから、α軸電流コントローラ７４’およびβ軸電流コントローラ７５’は、正相分および逆相分を適切に制御できている。また、当該制御は、十分な速応性を有している。

上記第１および第２実施形態においては、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換して制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御するようにしてもよい。以下に、この場合の実施形態を第３実施形態として説明する。

図１１は、第３実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す制御回路７と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１１に示す制御回路７”は、三相/二相変換部７３および二相/三相変換部７６を備えておらず、電流コントローラ７４”が３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御を行う点で、第１実施形態に係る制御回路７（図６参照）と異なる。

三相/二相変換および二相/三相変換は、上記（１）式および（４）式で表されるので、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（１４）式に示す伝達関数の行列Ｇ’で表される。

したがって、電流コントローラ７４”が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ’_Iは、下記（１５）式で表される。

電流コントローラ７４”は、電流センサ５より出力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成するものである。電流コントローラ７４”は、上記（１５）式の伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う。つまり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗとすると、下記（１６）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電流コントローラ７４”は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換してさらに二相/三相変換したものが用いられる。なお、三相の電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。また、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値が与えられる場合は、二相/三相変換したものを用いればよい。

本実施形態において、伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う電流コントローラ７４”は、図１７に示す三相/二相変換部７３、二相/三相変換部７６、回転座標変換部７８、静止座標変換部７９、およびＩ制御処理（図１７におけるＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、電流コントローラ７４”で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、電流制御システム全体が線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

第３実施形態において、逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ’_Iの要素の内、Ｇ_I12（ｓ）、Ｇ_I23（ｓ）およびＧ_I31（ｓ）と、Ｇ_I13（ｓ）、Ｇ_I21（ｓ）およびＧ_I32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_Iの転置行列）を用いればよい。

次に、第３実施形態において、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合について説明する。

上記（１４）式において、行列Ｇの（１，２）要素と（２，１）要素とを「０」にした場合を考えると、下記（１７）式に示す伝達関数の行列Ｇ”が算出できる。

したがって、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合に、電流コントローラ７４”が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ”_Iは、下記（１８）式で表される。

上記第１ないし第３実施形態においては、電流コントローラ７４（α軸電流コントローラ７４’、β軸電流コントローラ７５’、電流コントローラ７４”）がＩ制御に代わる制御を行う場合について説明したがこれに限られない。例えば、ＰＩ制御に代わる制御を行うようにしてもよい。第１実施形態において、電流コントローラ７４がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（１１）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PIを用いればよい。

図１２は、行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、積分ゲインＫ_Iを１に固定して、比例ゲインＫ_Pを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数にピークがあり、比例ゲインＫ_Pが大きくなると、中心周波数以外の振幅特性が大きくなっている。また、位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。

同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性も、中心周波数にピークがある。また、振幅特性および位相特性は、比例ゲインＫ_Pに関係なく一定である。また、同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

第２実施形態において、α軸電流コントローラ７４’およびβ軸電流コントローラ７５’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（１１）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数（Ｋ_P・ｓ²＋Ｋ_I・ｓ＋Ｋ_P・ω₀ ²）／（ｓ²＋ω₀ ²）を用いればよい。

第３実施形態において、電流コントローラ７４”がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（１９）式に示される伝達関数の行列Ｇ’_PIを用いればよい。

また、第３実施形態で正相分、逆相分の両方の制御を行う場合において、電流コントローラ７４”がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（２０）式に示される伝達関数の行列Ｇ”_PIを用いればよい。

ＰＩ制御に代わる制御を行う場合、比例ゲインＫ_Pを調整することにより、過渡時のダンピング効果を付加することができるというメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けやすくなるというデメリットがある。逆に、Ｉ制御に代わる制御を行う場合、過渡時のダンピング効果を付加することができないというデメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けにくくなるというメリットがある。

なお、電流コントローラ７４（α軸電流コントローラ７４’、β軸電流コントローラ７５’、電流コントローラ７４”）がＩ制御およびＰＩ制御以外の制御に代わる制御を行うようにしてもよい。上記（１０）式において、伝達関数Ｆ（ｓ）を各制御の伝達関数とすることで、回転座標変換を行ってから当該制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列を算出することができる。したがって、ＰＩＤ制御（伝達関数は、比例ゲインをＫ_P、積分ゲインをＫ_I、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓで表される。）に代わる制御を行うようにすることができるし、Ｄ制御（微分制御：伝達関数は、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_D・ｓで表される。）、Ｐ制御（比例制御：伝達関数は、比例ゲインをＫ_Pとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_Pで表される。）、ＰＤ制御、ＩＤ制御などに代わる制御を行うようにすることができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、出力電流を制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、出力電圧を制御するようにしてもよい。以下に、出力電圧を制御する場合について、第４実施形態として説明する。

図１３は、第４実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す系統連系インバータシステムＡと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１３に示すインバータシステムＡ’は、電力系統Ｂではなく負荷Ｌに電力を供給する点で、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡ（図６参照）と異なる。負荷Ｌに供給される電圧を制御する必要があるので、制御回路８は、出力電流ではなく出力電圧を制御する。制御回路８は、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいてＰＷＭ信号を生成する点で、第１実施形態に係る制御回路７（図６参照）と異なる。インバータシステムＡ’は、出力電圧をフィードバック制御によって目標値に制御しながら、負荷Ｌに電力を供給する。

三相/二相変換部８３は、電圧センサ６から入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換するものである。三相/二相変換部８３で行われる変換処理は、下記（２１）式に示す行列式で表される。
なお、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは各相の相電圧信号であるが、線間電圧信号を検出して用いるようにしてもよい。なお、この場合、線間電圧信号を相電圧信号に変換してから上記（２１）式に示す行列式を用いるか、上記（２１）式に示す行列に代えて、線間電圧信号をα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換する行列にすればよい。

電圧コントローラ８４は、三相/二相変換部８３より出力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電圧制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを生成するものである。電圧コントローラ８４は、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う。つまり、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＶαおよびΔＶβとすると、下記（２２）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電圧コントローラ８４は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、α軸電圧目標値およびβ軸電圧目標値には、ｄ軸電圧目標値およびｑ軸電圧目標値を静止座標変換したものが用いられる。なお、三相の電圧目標値が与えられる場合は、当該目標値を三相/二相変換して、α軸電圧目標値およびβ軸電圧目標値とすればよい。また、α軸電圧目標値およびβ軸電圧目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。

本実施形態において、制御回路８は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。上述したように、伝達関数の行列Ｇ_Iは、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。したがって、伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電圧コントローラ８４は、図１７に示す回転座標変換部７８、静止座標変換部７９、およびＩ制御処理と等価の処理を行っている。また、図７の各ボード線図が示すように、行列Ｇ_Iの各要素の伝達関数の振幅特性は、中心周波数でピークを形成している。つまり、電圧コントローラ８４は、中心周波数成分だけがハイゲインになっている。したがって、図１７に示すＬＰＦ７４ａおよび７５ａを設ける必要がない。

また、電圧コントローラ８４で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。また、制御回路８には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれておらず、電圧制御システム全体が線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。このように、上記（１２）式に示す伝達関数の行列Ｇ_Iを用いることで、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う非線形の処理を、線形時不変の多入出力系へ帰着させることができ、これによりシステム解析や制御系設計が容易になる。

なお、本実施形態においては、電圧コントローラ８４で上記（２２）式に示す処理を行っているが、行列Ｇ_Iの各要素の積分ゲインＫ_Iに要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、各要素である伝達関数毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。また、（１，２）要素と（２，１）要素の積分ゲインＫ_Iを０に設計して、正相分、逆相分の両方を制御するという付加特性を与えることもできる。また、逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

また、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを直接用いて正相分を制御する場合には、上記（１５）式に示す伝達関数の行列Ｇ’_Iを用いればよいし、逆相分を制御する場合には、伝達関数の行列Ｇ’_Iの要素の内、Ｇ_I12（ｓ）、Ｇ_I23（ｓ）およびＧ_I31（ｓ）と、Ｇ_I13（ｓ）、Ｇ_I21（ｓ）およびＧ_I32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_Iの転置行列）を用いればよい。正相分、逆相分の両方の制御を行う場合には、上記（１８）式に示す伝達関数の行列Ｇ”_Iを用いればよい。また、電圧コントローラ８４が、Ｉ制御に代わる制御を行うのではなく、他の制御（例えば、ＰＩ制御、Ｄ制御、Ｐ制御、ＰＤ制御、ＩＤ制御、ＰＩＤ制御など）に代わる制御を行うようにしてもよい。

次に、出力電圧の制御と出力電流の制御とを切り替える場合について、第５実施形態として説明する。

系統連系インバータシステムは、通常、電力系統に連系して、出力電流を制御しながら電力系統に電力を供給する。そして、電力系統内で事故が発生した場合、電力系統との接続が切り離され、インバータ回路の運転も停止される。しかし、電力系統内で事故が発生した場合に、系統連系インバータシステムを自律運転させて、系統連系インバータシステムに接続されている負荷に電力を供給する非常用電源として機能させる要求が高まっている。系統連系インバータシステムを自律運転させて負荷に電力を供給する場合、出力電圧を制御する必要がある。第５実施形態に係る系統連系インバータシステムは、第１実施形態と第４実施形態とを組み合わせたものであり、出力電圧の制御と出力電流の制御とを切り替えることができる系統連系インバータシステムである。

図１４は、第５実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す系統連系インバータシステムＡと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１４に示す系統連系インバータシステムＡ”は、負荷Ｌに電力を供給しつつ、電力系統Ｂに連系しているときは電力系統Ｂにも電力を供給する。なお、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡも同様であるが、第１実施形態においては、電力系統Ｂに連系している状態のみを説明していたので、負荷Ｌの記載および説明を省略していた。系統連系インバータシステムＡ”は、電力系統Ｂに連系しているときは電流制御を行い、電力系統Ｂとの接続が切り離されているときは電圧制御を行う。

図１４に示す制御回路８’は、三相/二相変換部８３、電圧コントローラ８４、電圧制御のための二相/三相変換部７６とＰＷＭ信号生成部７７、および、制御切替部８５を備えている点で、第１実施形態に係る制御回路７（図６参照）と異なる。

三相/二相変換部８３および電圧コントローラ８４は、第４実施形態に係る三相/二相変換部８３および電圧コントローラ８４（図１３参照）と同じものであり、電圧センサ６から入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて補正値信号Ｘα，Ｘβを生成する。そして、後段の二相/三相変換部７６およびＰＷＭ信号生成部７７によって、電圧制御のためのＰＷＭ信号が生成される。一方、三相/二相変換部７３および電流コントローラ７４は、電流センサ５から入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて補正値信号Ｘα，Ｘβを生成する。そして、後段の二相/三相変換部７６、系統対抗分生成部７２、およびＰＷＭ信号生成部７７によって、電流制御のためのＰＷＭ信号が生成される。制御切替部８５は、電力系統Ｂに連系していない場合、電圧コントローラ８４が生成した補正値信号Ｘα，Ｘβに基づく電圧制御のためのＰＷＭ信号を出力し、電力系統Ｂに連系している場合、電流コントローラ７４が生成した補正値信号Ｘα，Ｘβに基づく電流制御のためのＰＷＭ信号を出力する。

本実施形態において、系統連系インバータシステムＡ”は、電力系統Ｂに連系しているときに電流制御を行って電力系統Ｂに電力を供給することができ、電力系統Ｂに連系していないときに電圧制御を行って負荷Ｌに電力を供給することができる。また、本実施形態において、制御回路８’は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。電流コントローラ７４および電圧コントローラ８４で行われる処理は、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であり、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、電流制御システム全体および電圧制御システム全体がそれぞれ線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

上記第１ないし第５実施形態においては、本発明に係る制御回路を系統連系インバータシステム（インバータシステム）に用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、例えば、不平衡補償装置、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ、ＳＶＧ）、電力用アクティブフィルタ、無停電電源装置（ＵＰＳ）などに用いられるインバータ回路を制御する制御回路にも適用することができる。また、モータや発電機の回転を制御するインバータ回路を制御する制御回路にも適用することができる。また、直流を三相交流に変換するインバータ回路を制御する場合に限られず、例えば、三相交流を直流に変換するコンバータ回路や、三相交流の周波数を変換するサイクロコンバータなどの制御回路にも適用することができる。以下に、本発明をコンバータ回路の制御回路に適用した場合を、第６実施形態として説明する。

図１５は、第６実施形態に係る三相ＰＷＭコンバータシステムを説明するためのブロック図である。同図において、図６に示す系統連系インバータシステムＡと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１５に示す三相ＰＷＭコンバータシステムＣは、電力系統Ｂから供給される交流電力を直流電力に変換して負荷Ｌ’に供給するものである。負荷Ｌ’は、直流負荷である。三相ＰＷＭコンバータシステムＣは、変圧回路４、フィルタ回路３、電流センサ５、電圧センサ６、コンバータ回路９、および制御回路７を備えている。

変圧回路４は、電力系統Ｂから入力される交流電圧を所定のレベルに昇圧または降圧する。フィルタ回路３は、変圧回路４より入力される交流電圧から高周波成分を除去して、コンバータ回路９に出力する。電流センサ５は、コンバータ回路９に入力される各相の交流電流を検出する。検出された電流信号Ｉは、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、コンバータ回路９に入力される各相の交流電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖは、制御回路７に入力される。コンバータ回路９は、入力される交流電圧を直流電圧に変換して、負荷Ｌ’に出力する。コンバータ回路９は、三相ＰＷＭコンバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えた電圧型コンバータ回路である。コンバータ回路９は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、入力される交流電圧を直流電圧に変換する。なお、コンバータ回路９はこれに限定されず、電流型コンバータ回路であってもよい。

制御回路７は、コンバータ回路９を制御するものである。制御回路７は、第１実施形態の制御回路７と同様に、ＰＷＭ信号を生成してコンバータ回路９に出力する。図１５においては、入力電流制御を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。図示していないが、制御回路７は、直流電圧コントローラおよび無効電力コントローラも備えており、出力電圧および入力無効電力も制御している。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、コンバータ回路９が電流型コンバータ回路の場合、出力電圧制御に代えて、出力電流制御を行うようにすればよい。

本実施形態においても、第１実施形態の場合と同様の効果を奏することができる。三相ＰＷＭコンバータシステムＣを小型化するためにフィルタ回路３を小さくした場合、電流制御の精度が落ちるために制御系の設計が難しくなるが、本実施形態においては、線形制御理論を用いて容易に制御系の設計を行うことができる。したがって、制御系設計の困難さによって小型化が妨げられることなく、三相ＰＷＭコンバータシステムＣを小型化することができる。

なお、三相ＰＷＭコンバータシステムＣの構成は上記に限られない。例えば、制御回路７に代えて、制御回路７’，７”、８，８’を用いるようにしてもよい。また、コンバータ回路９の出力側にインバータ回路を設け、直流電力をさらに交流電力に変換して交流負荷に供給する、いわゆるサイクロコンバータとしてもよい。

本発明に係る制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ＰＷＭコンバータシステムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ＰＷＭコンバータシステムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ” 系統連系インバータシステム
Ａ’ インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路（電力変換回路）
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 電流センサ
６ 電圧センサ
７，７’，７”，８，８’ 制御回路
７２ 系統対抗分生成部
７３，８３ 三相/二相変換部
７４，７４” 電流コントローラ（制御手段）
７４’ α軸電流コントローラ（制御手段）
７５’ β軸電流コントローラ（制御手段）
８４ 電圧コントローラ（制御手段）
８５ 制御切替部
７６ 二相/三相変換部
７７ ＰＷＭ信号生成部
９ コンバータ回路（電力変換回路）
Ｂ 電力系統
Ｃ 三相ＰＷＭコンバータシステム
Ｌ，Ｌ’ 負荷

Claims (14)

1. 三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、
   前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号を第１の信号と第２の信号に変換する三相二相変換手段と、
   前記第１の信号および前記第２の信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号および第２の偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
2. 三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、
   前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である３つの偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記３つの偏差信号を第１の偏差信号および第２の偏差信号に変換する三相二相変換手段と、
   前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
3. 前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第２の伝達関数および前記第３の伝達関数は、それぞれ、
   である、
   請求項１または２に記載の制御回路。
4. 三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、
   前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数および第２の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
5. 三相交流に関する電力変換回路内の複数のスイッチング手段の駆動をＰＷＭ信号により制御する制御回路であって、
   前記電力変換回路の三相の出力または入力に基づく３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、
   前記第１ないし第３の伝達関数は、インパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
6. 前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）である、請求項１ないし５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）である、請求項１ないし５のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記伝達関数Ｆ（ｓ）が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓ（但し、Ｋ_P、Ｋ_IおよびＫ_Dは、それぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン）である、請求項１ないし５のいずれかに記載の制御回路。
9. 前記３つの信号は、各相の出力電流または入力電流を検出した信号である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
10. 前記３つの信号は、各相の出力電圧または入力電圧を検出した信号である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
11. 制御系の設計が、ロバスト制御設計を用いて行われている、前記請求項１ないし１０のいずれかに記載の制御回路。
12. 制御系の設計が、Ｈ∞ループ整形法を用いて行われている、前記請求項１１に記載の制御回路。
13. インバータ回路と、前記請求項１ないし１２のいずれかに記載の制御回路とを備えた系統連系インバータシステム。
14. コンバータ回路と、前記請求項１ないし１２のいずれかに記載の制御回路とを備えた三相ＰＷＭコンバータシステム。