CN107171582B - 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统 - Google Patents

信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统 Download PDF

Info

Publication number
CN107171582B
CN107171582B CN201710427083.6A CN201710427083A CN107171582B CN 107171582 B CN107171582 B CN 107171582B CN 201710427083 A CN201710427083 A CN 201710427083A CN 107171582 B CN107171582 B CN 107171582B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
phase
control
transmission function
higher harmonics
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710427083.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107171582A (zh
Inventor
大堀彰大
服部将之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Daihen Corp
Original Assignee
Daihen Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2011215737A external-priority patent/JP5964568B2/ja
Priority claimed from JP2011280814A external-priority patent/JP5944660B2/ja
Priority claimed from JP2011283473A external-priority patent/JP5892787B2/ja
Priority claimed from JP2012003654A external-priority patent/JP5938216B2/ja
Priority claimed from JP2012009370A external-priority patent/JP5865090B2/ja
Priority claimed from JP2012030232A external-priority patent/JP5993159B2/ja
Priority claimed from JP2012030234A external-priority patent/JP5926067B2/ja
Priority claimed from JP2012048230A external-priority patent/JP5964613B2/ja
Application filed by Daihen Corp filed Critical Daihen Corp
Publication of CN107171582A publication Critical patent/CN107171582A/zh
Publication of CN107171582B publication Critical patent/CN107171582B/zh
Application granted granted Critical
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10—Complex mathematical operations
    • G06F17/14—Fourier, Walsh or analogous domain transformations, e.g. Laplace, Hilbert, Karhunen-Loeve, transforms
    • G06F17/147—Discrete orthonormal transforms, e.g. discrete cosine transform, discrete sine transform, and variations therefrom, e.g. modified discrete cosine transform, integer transforms approximating the discrete cosine transform
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P4/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of electric motors that can be connected to two or more different electric power supplies
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits

Abstract

本发明提供一种信号处理装置，该信号处理装置能够进行与在进行旋转坐标转换后进行规定的处理、然后进行静止坐标转换的处理同样的处理，而且具有线性和时不变性。在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)，将规定的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，信号处理装置进行由下述的传递函数的矩阵G表示的处理。

Description

信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
技术领域
本发明涉及信号处理装置、滤波器、用于控制电力转换电路的输 出或输入的控制电路、使用有该控制电路的系统连接(链接)逆变器 系统和PWM转换器(converter)系统。
背景技术
当前，正在开发将由太阳能电池等生成的直流电力转换为交流电 力并供给到电力系统的系统连接逆变器系统(系統連系インバータシ ステム)。
图36是用于说明现有的一般系统连接逆变器系统的框图。
系统连接逆变器系统A100是将直流电源1生成的电力转换后供给 到三相电力系统B的系统。另外，以下将3个相记设为U相、V相和 W相。
逆变器电路2通过开关元件(未图示)的开关，将从直流电源1 输入的直流电压转换为交流电压。滤波器电路3去除包含于从逆变器 电路2输出的交流电压中的开关频率成分。变压电路4将从滤波器电 路3输出的交流电压升压(或者降压)到电力系统B的系统电压。控 制电路7被输入电流传感器5检测出的电流信号和电压传感器6检测 出的电压信号，根据这些信号生成PWM信号并输出到逆变器电路2。 逆变器电路2基于从控制电路7输入的PWM信号，进行开关元件的 开关。
图37是用于说明控制电路7的内部结构的框图。
从电流传感器5输入的各相的电流信号被输入到三相/二相转换 部73。
三相/二相转换部73进行所谓的三相/二相转换处理(αβ转换处 理)。所谓三相/二相转换处理，是将三相的交流信号转换为与其等效 的二相的交流信号的处理，通过将三相的交流信号分别分解成在静止 的正交坐标系(以下，称为“静止坐标系”。)正交的α轴和β轴的成 分并将各轴的成分相加，而转换为α轴成分的交流信号和β轴成分的 交流信号。三相/二相转换部73将被输入的3个电流信号Iu、Iv、Iw 转换为α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ，并输出到旋转坐标转换部 78。
在三相/二相转换部73进行的转换处理能够用下述(1)式所示 的行列式表现。
旋转坐标转换部78进行所谓的旋转坐标转换处理(dq转换处理)。 所谓旋转坐标转换处理，是将静止坐标系的二相的信号转换为旋转坐 标系的二相的信号的处理。旋转坐标系具有正交的d轴和q轴，是按 照与电力系统B的系统电压的基波相同的角速度，沿着相同的旋转方 向旋转的正交坐标系。旋转坐标转换部78基于相位检测部71检测出 的系统电压的基波的相位θ，将从三相/二相转换部73输入的静止坐 标系的α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ转换为旋转坐标系的d轴电 流信号Id和q轴电流信号Iq后输出。
由旋转坐标转换部78进行的转换处理用下述(2)式所示的行列 式表现。
LPF74a和LPF75a是低通滤波器，分别仅使d轴电流信号Id和q 轴电流信号Iq的直流成分通过。通过旋转坐标转换处理，α轴电流信 号Iα和β轴电流信号Iβ的基波成分分别被转换为d轴电流信号Id和q 轴电流信号Iq的直流成分。PI控制部74b和PI控制部75b分别基于d 轴电流信号Id和q轴电流信号Iq的直流成分与其目标值的偏差，进行 PI控制(比例积分控制)，输出校正值信号Xd、Xq。因为作为目标值 能够使用直流成分，所以PI控制部74b和PI控制部75b能够进行高精 度的控制。
静止坐标转换部79将分别从PI控制部74b和PI控制部75b输入 的校正值信号Xd、Xq转换为静止坐标系的2个校正值信号Xα、Xβ， 进行与旋转坐标转换部78相反的转换处理。静止坐标转换部79进行 所谓的静止坐标转换处理(反dq转换处理)，基于相位θ，将旋转坐标 系的校正值信号Xd、Xq转换为静止坐标系的校正值信号Xα、Xβ。
在静止坐标转换部79进行的转换处理用下述(3)式所示的行列 式表现。
二相/三相转换部76将从静止坐标转换部79输入的校正值信号 Xα、Xβ转换为3个校正值信号Xu、Xv、Xw。二相/三相转换部76 进行所谓的二相/三相转换处理(反αβ转换处理)，进行与三相/二 相转换部73相反的转换处理。
在二相/三相转换部76进行的转换处理用下述(4)式所示的行 列式表现。
PWM信号生成单元77基于二相/三相转换部76输出的校正值信 号Xu、Xv、Xw，生成并输出PWM信号。
先行技术文献
专利文献
[专利文献1]日本特开2009－44897号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，设计控制电路7的控制系统具有需要很大的劳力这样的问 题。在最近的系统连接逆变器系统中，对于瞬时降低在规定的时间内 使输出恢复等的控制上要求高速的响应性。为了设计满足这种要求的 控制系统，需要优化设计LPF74a和LPF75a的参数或者PI控制部74b 和PI控制部75b的比例增益和积分增益。但是，由于旋转坐标转换部78和静止坐标转换部79进行非线性时变处理，因此不能够使用线性控 制理论设计控制系统。另外，由于控制系统包括非线性时变处理，因 此也不能够进行系统分析。
本发明是鉴于上述的情况考虑出来的，其目的在于提供一种信号 处理装置，该信号处理装置进行与在进行旋转坐标转换后进行规定的 处理、然后进行静止坐标转换的处理相同的处理，并且该处理具有线 性和时不变性。
用于解决课题的方法
为了解决上述课题，在本发明中采取了以下的技术方法。
由本发明的第一方面提供的信号处理装置的特征在于：通过利用 第一传递函数对输入信号进行信号处理，生成输出信号，在将表示规 定的处理的传递函数设为F(s)，将规定的角频率设为ω0，将虚数单 位设为j的情况下，上述第一传递函数为
由本发明的第二方面提供的信号处理装置的特征在于：上述信号 处理装置被输入第一输入信号和第二输入信号，输出第一输出信号和 第二输出信号，利用第一传递函数对上述第一输入信号进行信号处理， 利用第二传递函数对上述第二输入信号进行信号处理，通过将这两个 上述信号处理的结果相加而生成上述第一输出信号，利用第三传递函数对上述第一输入信号进行信号处理，利用上述第一传递函数对上述 第二输入信号进行信号处理，通过将这两个上述信号处理的结果相加 而生成上述第二输出信号，在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)， 将规定的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，上述第一传递 函数、上述第二传递函数和上述第三传递函数分别为
由本发明的第三方面提供的信号处理装置的特征在于：上述信号 处理装置被输入第一输入信号、第二输入信号和第三输入信号，输出 第一输出信号、第二输出信号和第三输出信号，利用第一传递函数对 上述第一输入信号进行信号处理，利用第二传递函数对上述第二输入 信号进行信号处理，利用上述第二传递函数对上述第三输入信号进行 信号处理，通过将这三个上述信号处理的结果相加而生成上述第一输 出信号，利用上述第二传递函数对上述第一输入信号进行信号处理， 利用上述第一传递函数对上述第二输入信号进行信号处理，利用上述 第二传递函数对上述第三输入信号进行信号处理，通过将这三个上述 信号处理的结果相加而生成上述第二输出信号，利用上述第二传递函 数对上述第一输入信号进行信号处理，利用上述第二传递函数对上述 第二输入信号进行信号处理，利用上述第一传递函数对上述第三输入 信号进行信号处理，通过将这三个上述信号处理的结果相加而生成上 述第三输出信号，在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)，将规定 的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，上述第一传递函数和 上述第二传递函数分别为
由本发明的第四方面提供的信号处理装置的特征在于：上述信号 处理装置被输入第一输入信号、第二输入信号和第三输入信号，输出 第一输出信号、第二输出信号和第三输出信号，利用第一传递函数对 上述第一输入信号进行信号处理，利用第二传递函数对上述第二输入 信号进行信号处理，利用第三传递函数对上述第三输入信号进行信号 处理，通过将这三个上述信号处理的结果相加而生成上述第一输出信 号，利用上述第三传递函数对上述第一输入信号进行信号处理，利用 上述第一传递函数对上述第二输入信号进行信号处理，利用上述第二 传递函数对上述第三输入信号进行信号处理，通过将这三个上述信号 处理的结果相加而生成上述第二输出信号，利用上述第二传递函数对 上述第一输入信号进行信号处理，利用上述第三传递函数对上述第二 输入信号进行信号处理，利用上述第一传递函数对上述第三输入信号 进行信号处理，通过将这三个上述信号处理的结果相加而生成上述第 三输出信号，在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)，将规定的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，上述第一传递函数、上述 第二传递函数和上述第三传递函数分别为
由本发明的第五方面提供的控制电路的特征在于：上述控制电路 利用PWM信号控制电力转换电路内的多个开关单元的驱动，上述控 制电路包括：本发明的第一方面所述的信号处理装置；和基于输出信 号生成PWM信号的PWM信号生成单元，其中，上述输出信号为上述 信号处理装置的在被输入基于上述电力转换电路的输出或者输入的信 号后的输出信号。
在本发明的优选实施方式中，上述控制电路还包括将基于上述电 力转换电路的输出或者输入的信号转换为第一信号和第二信号的二相 转换单元，上述PWM信号生成单元，基于上述信号处理装置的在被 输入上述第一信号后的输出信号和上述信号处理装置的在被输入上述 第二信号后的输出信号，生成PWM信号。
由本发明的第六方面提供的控制电路的特征在于：上述控制电路 利用PWM信号控制电力转换电路内的多个开关单元的驱动，上述控 制电路包括：将基于上述电力转换电路的输出或者输入的信号转换为 第一信号和第二信号的二相转换单元；本发明的第二方面所述的信号 处理装置；和基于输出信号生成PWM信号的PWM信号生成单元，其 中，上述输出信号为上述信号处理装置的在被输入上述第一信号和上 述第二信号后的输出信号。
在本发明的优选实施方式中，上述电力转换电路与三相交流相关， 上述二相转换单元将基于上述电力转换电路的三相的输出或者输入的 信号转换为上述第一信号和上述第二信号。
在本发明的优选实施方式中，上述电力转换电路与单相交流相关， 上述二相转换单元生成基于上述电力转换电路的单相的输出或者输入 的信号作为上述第一信号，生成使上述第一信号的相位延迟90度的信 号作为上述第二信号。
由本发明的第七方面提供的控制电路的特征在于：上述控制电路 利用PWM信号控制与三相交流相关的电力转换电路内的多个开关单 元的驱动，上述控制电路包括：本发明的第三方面或第四方面所述的 信号处理装置；和基于输出信号生成PWM信号的PWM信号生成单元， 其中，上述输出信号为上述信号处理装置的在被输入基于上述电力转 换电路的输出或者输入的信号后的输出信号。
在本发明的优选实施方式中，在上述信号处理装置中，代替上述 第一信号和上述第二信号，输入上述第一信号和上述第二信号与各自 的目标值的偏差信号。
在本发明的优选实施方式中，上述基于上述电力转换电路的输出 或者输入的信号是从上述电力转换电路的输出或者输入检测出的信号 与各自的目标值的偏差信号。
在本发明的优选实施方式中，代替上述规定的角频率ω0，使用作 为角频率ω0的自然数n倍的角频率的角频率nω0。
在本发明的优选实施方式中，上述控制电路还包括：发散判别单 元，其基于从上述信号处理装置输出的输出信号，判别是否控制存在 发散倾向；和停止单元，其在由上述发散判别单元判别为存在发散倾 向的情况下，停止上述输出信号的输出。
在本发明的优选实施方式中，上述控制电路还包括：发散判别单 元，其基于从上述信号处理装置输出的输出信号，判别是否控制存在 发散倾向；和相位变更单元，其在由上述发散判别单元判别为存在发 散倾向的情况下，将上述输出信号的相位变更为控制不发散的相位。
在本发明的优选实施方式中，当上述输出信号超过规定的阈值时， 上述发散判别单元判别为控制存在发散倾向。
在本发明的优选实施方式中，表示上述规定的处理的传递函数是F (s)＝KI/s(其中，KI是积分增益)。
在本发明的优选实施方式中，表示上述规定的处理的传递函数是F (s)＝KP+KI/s(其中，KP和KI分别是比例增益和积分增益)。
在本发明的优选实施方式中，上述基于上述电力转换电路的输出 或者输入的信号是检测出输出电流或者输入电流的信号。
在本发明的优选实施方式中，上述基于上述电力转换电路的输出 或者输入的信号是检测出输出电压或者输入电压的信号。
在本发明的优选实施方式中，控制系统的设计使用H∞回路成形 法进行。
在本发明的优选实施方式中，上述电力转换电路是用于生成向电 力系统供给的交流电力的逆变器电路，上述规定的角频率ω0为上述电 力系统的基波的角频率。由本发明第八方面提供的系统连接逆变器系 统的特征在于具备该优选实施方式的控制电路和逆变器电路。
在本发明的优选实施方式中，上述电力转换电路是用于驱动电动 机的逆变器电路，上述规定的角频率ω0为与上述电动机的旋转速度对 应的角频率。
在本发明的优选实施方式中，上述电力转换电路是将从电力系统 供给的交流电力转换为直流电力的转换器电路，上述规定的角频率ω0为上述电力系统的基波的角频率。由本发明的第九方面提供的PWM转 换器系统的特征在于具备该优选实施方式的控制电路和转换器电路。
由本发明的第十方面提供的滤波器的特征在于：上述滤波器包括 本发明的第一方面至第四方面中任一方面所述的信号处理装置，表示 上述规定的处理的传递函数为F(s)＝1/(T·s+1)(式中，T是时 间常数)。
由本发明的第十一方面提供的滤波器的特征在于：上述滤波器包 括本发明的第一方面至第四方面中任一方面所述的信号处理装置，表 示上述规定的处理的传递函数为F(s)＝T·s/(T·s+1)(式中，T 是时间常数)。
由本发明的第十二方面提供的相位检测装置特征在于：上述相位 检测装置检测交流信号的基波成分的相位，上述相位检测装置包括本 发明第十方面或第十一方面所述的滤波器，上述规定的角频率ω0为上 述交流信号的基波成分的角频率。
本发明的其它特征和优点将通过参照附图进行的详细说明进一步 明确。
附图说明
图1是用于说明将伴随旋转坐标转换和静止坐标转换的处理转换 为线性时不变的处理的方法的框图。
图2是用于说明将伴随旋转坐标转换和静止坐标转换的处理转换 为线性时不变的处理的方法的框图，用行列式表示。
图3是用于说明矩阵的计算的框图。
图4是表示在进行旋转坐标转换后进行PI控制，然后进行静止坐 标转换的处理的框图。
图5是表示在进行旋转坐标转换后进行I控制，然后进行静止坐标 转换的处理的框图。
图6是用于说明第一实施方式的系统连接逆变器系统的框图。
图7是用于分析作为矩阵GI的各元素的传递函数的波特图。
图8用于说明正相部分的信号和反相部分的信号的图。
图9是用于说明第二实施方式的控制电路的框图。
图10是用于说明在第二实施方式进行的模拟结果。
图11是用于说明第三实施方式的控制电路的框图。
图12是用于分析作为矩阵GPI的各元素的传递函数的波特图。
图13是用于说明第四实施方式的控制电路的框图。
图14是用于说明第五实施方式的控制电路的框图。
图15是用于说明第六实施方式的三相PWM转换器系统的框图。
图16是用于说明第七实施方式的系统连接逆变器系统的框图。
图17是用于说明在第八实施方式进行的模拟结果的图。
图18是用于说明在第八实施方式进行的实验的结果的图。
图19是用于说明在第八实施方式中进行的实验的结果的图。
图20是用于说明第九实施方式的控制电路的框图。
图21是表示连接前后的传递函数的一个例子的波特图。
图22是用于说明第十实施方式的高谐波补偿控制器的图。
图23是用于说明第十实施方式的高谐波补偿控制器的其它实施例 的图。
图24是用于说明第十一实施方式的电动机驱动装置的框图。
图25是用于说明第十二实施方式的单相的系统连接逆变器系统的 框图。
图26是用于说明第十三实施方式的单相的系统连接逆变器系统的 框图。
图27是用于说明第十四实施方式的控制电路的框图。
图28是表示在进行旋转坐标转换后进行低通滤波处理，然后进行 静止坐标转换的处理的框图。
图29是用于分析作为矩阵GLPF的各元素的传递函数的波特图。
图30是表示第十五实施方式的相位检测装置的框结构的一个例子 的图。
图31是表示在进行旋转坐标转换后进行高通滤波处理，然后进行 静止坐标转换的处理的框图。
图32是用于分析作为矩阵GHPF的各元素的传递函数的波特图。
图33是用于说明第十六实施方式的基波抽出部的内部结构的框 图。
图34是表示第十六实施方式的基波抽出部的频率特性的图。
图35是表示第十七实施方式的相位检测装置的框结构的图。
图36是用于说明现有的一般的系统连接逆变器系统的框图。
图37是用于说明控制电路的内部结构的框图。
符号的说明
A、A”、E、E’：系统连接逆变器系统
A’：逆变器系统
B：电力系统
C：三相PWM转换器系统
D：电动机驱动装置
L、L’：负载
M：电动机
1：直流电源
2、2”：逆变器电路(电力转换电路)
2’：转换器电路(电力转换电路)
3：滤波器电路
4：变压电路
5：电流传感器
6：电压传感器
7、7’、7”、8、8’、10、12、13：控制电路
72：系统对抗量生成部
73、83：三相/二相转换部(二相转换单元)
74、74”：电流控制器(信号处理装置)
74’：α轴电流控制器(信号处理装置)
75’：β轴电流控制器(信号处理装置)
76：二相/三相转换部
77：PWM信号生成部
84：电压控制器(信号处理装置)
85：控制切换部
9，9’：高谐波补偿控制器(信号处理装置)
91、91’：5次高谐波补偿部(信号处理装置)
92、92’：7次高谐波补偿部(信号处理装置)
93、93’：11次高谐波补偿部(信号处理装置)
94、94’：发散防止部
941：发散判别部
942：相位变更部
943：输出停止部
11：旋转速度检测电路
131：相位延迟部(二相转换单元)
F、F’：相位检测装置
F1：基波正交成分计算部
F11：三相/二相转换部
F12、F12’：基波正相部分抽出部(信号处理装置、滤波器)
F121：反相部分去除部(信号处理装置、滤波器)
F122：5次高谐波去除部(信号处理装置、滤波器)
F123：7次高谐波去除部(信号处理装置、滤波器)
F124：11次高谐波去除部(信号处理装置、滤波器)
F13：正规化部
F2：相位计算部
具体实施方式
以下，参照附图具体说明本发明的实施方式。
首先，说明将伴随旋转坐标转换和静止坐标转换的处理转换为线 性时不变的处理的方法。
图1(a)是用于说明伴随旋转坐标转换和静止坐标转换的处理的 图。在该处理中，首先，信号α和β通过旋转坐标转换，转换为信号d 和q。对信号d和q分别进行由规定的传递函数F(s)表示的处理， 输出信号d’和q’。接着，信号d’和q’通过静止坐标转换，转换为信号α’和β’。将图1(a)所示的非线性时变的处理转换为图1(b)所示的 使用有线性时不变的传递函数的矩阵G的处理。
图1(a)表示的旋转坐标转换由下述(5)式的行列式表示，静止 坐标转换由下述(6)式的行列式表示。
从而，能够使用矩阵将图1(a)所示的处理表示为如图2(a)那 样。计算图2(a)所示的3个矩阵的积，将算出的矩阵设为线性时不 变的矩阵，由此，能够计算图1(b)所示的矩阵G。此时，在将静止 坐标转换和旋转坐标转换的矩阵转换为矩阵之积的基础上，进行计算。
旋转坐标转换的矩阵能够转换为下述(7)式所示的右边的矩阵之 积。
其中，j是虚数单位，exp()是自然对数的底数e的指数函数。
T、T－1如下。
另外，T－1是矩阵T的逆矩阵。
(7)式成为下式，
当根据欧拉公式代入exp(jθ)＝cosθ+jsinθ，exp(－jθ)＝cosθ－jsinθ 进行计算时，则能够确认为下式。
另外，静止坐标转换的矩阵能够转换为下述(8)式所示的右边的 矩阵之积。该矩阵之积的中央的矩阵是线性时不变的矩阵。
其中，j是虚数单位，exp()是自然对数的底数e的指数函数。
T、T－1如下。
另外，T－1是矩阵T的逆。
(8)式成为下式，
当根据欧拉公式代入exp(jθ)＝cosθ+jsinθ，exp(－jθ)＝cosθ－jsinθ 进行计算时，能够确认为下式。
当使用上述(7)式和(8)式计算图2(a)所示的3个矩阵之积， 并算出矩阵G时，能够如下述(9)式那样计算。
关注上述(9)式中央的3个矩阵的第一行第一列的元素，当将它 们用框图表示时，成为图3所示的框图。当计算图3所示的框图的输 入输出特性时，成为下式。
其中，F(s)是具有脉冲响应f(t)的单输入单输出传递函数。
此处，当设θ(t)＝ω0t时，成为θ(t)－θ(τ)＝ω0t－ω0τ＝ω0 (t－τ)＝θ(t－τ)，因此图3所示的框图的输入输出特性等同于具有 脉冲响应f(t)exp(－jω0t)的线性时不变系统的特性。当对脉冲响应 f(t)exp(－jω0t)进行拉普拉斯转换时，可以得到传递函数F(s+jω0)。 另外，交换了图3所示的框图的exp(jθ(t))与exp(－jθ(t))时的 输入输出特性成为传递函数F(s－jω0)的输入输出特性。
因此，当从上述(9)式进一步进行计算时，计算如下。
由此，能够将图2(a)所示的处理转换为图2(b)所示的处理。 图2(b)所示的处理是与在进行旋转坐标转换后进行由规定的传递函 数F(s)表示的处理、然后进行静止坐标转换的处理等效的处理，该 处理的系统是线性时不变系统。
当将比例增益和积分增益分别设为KP和KI时，PI控制(比例积 分控制)控制器的传递函数由F(s)＝KP+KI/s表示。因此，表示图 4所示的处理，即与在进行旋转坐标转换后进行PI控制、然后进行静 止坐标转换的处理等效的处理的传递函数的矩阵GPI，使用上述(10)式，如下述(11)式那样计算。
另外，当将积分增益设为KI时，I控制(积分控制)控制器的传 递函数由F(s)＝KI/s表示。因此，表示图5所示的处理，即与在进 行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的处理等效的处 理的传递函数的矩阵GI，使用上述(10)式，如下述(12)式那样计算。
以下，将进行由上述(12)式的传递函数的矩阵GI表示的处理的 信号处理装置作为电流控制器，使用于系统连接逆变器系统的控制电 路中，将该情况作为本发明的第一实施方式进行说明。
图6是用于说明第一实施方式的系统连接逆变器系统的框图。
如该图所示，系统连接逆变器系统A包括直流电源1、逆变器电 路2、滤波器电路3、变压电路4、电流传感器5、电压传感器6和控 制电路7。
直流电源1与逆变器电路2连接。逆变器电路2、滤波器电路3 和变压电路4依次串联地连接于U相、V相、W相的输出电压的输出 线上，并与三相交流的电力系统B连接。电流传感器5和电压传感器 6设置在变压电路4的输出一侧。控制电路7与逆变器电路2连接。系 统连接逆变器系统A将直流电源1输出的直流电力转换为交流电力并 供给到电力系统B。另外，系统连接逆变器系统A的结构不限于此。 例如，也可以将电流传感器5和电压传感器6设置在变压电路4的输 入一侧，还可以设置逆变器电路2的控制所需要的其它的传感器。另外，也可以将变压电路4设置在滤波器电路3的输入一侧，还可以设 为不设置变压电路4的所谓无变压器方式。另外，还可以在直流电源1 与逆变器电路2之间设置DC/DC转换器电路。
直流电源1输出直流电力，例如具备太阳能电池。太阳能电池通 过将太阳光能转换为电能，生成直流电力。直流电源1将所生成的直 流电力输出到逆变器电路2。另外，直流电源1不限于通过太阳能电池 生成直流电力。例如，直流电源1也可以是燃料电池、蓄电池、电气 二重层电容器或者锂电池，还可以是将通过柴油引擎发电机、小型燃 气涡轮发电机或者风力涡轮发电机等生成的交流电力转换为直流电力 并输出的装置。
逆变器电路2将从直流电源1输入的直流电压转换为交流电压并 输出到滤波器电路3。逆变器电路2是三相逆变器，是具备有未图示的 3组6个开关元件的PWM控制型逆变器电路。逆变器电路2基于从控 制电路7输入的PWM信号，切换各开关元件的导通和断开，由此， 将从直流电源1输入的直流电压转换为交流电压。另外，逆变器电路2 不限定于该结构，例如也可以是多电平逆变器。
滤波器电路3从由逆变器电路2输入的交流电压中去除由开关引 起的高频成分。滤波器电路3具备包括电抗器和电容器的低通滤波器。 通过滤波器电路3去除了高频成分的交流电压被输出到变压电路4。另 外，滤波器电路3的结构不限于此，可以是用于去除高频成分的周知 的滤波器电路。变压电路4将从滤波器电路3输出的交流电压升压或 降压成与系统电压几乎相同的电平。
电流传感器5检测从变压电路4输出的各相的交流电流(即，系 统连接逆变器系统A的输出电流)。检测出的电流信号I(Iu、Iv、Iw) 被输入到控制电路7。电压传感器6检测电力系统B的各相的系统电 压。检测出的电压信号V(Vu、Vv、Vw)被输入到控制电路7。另外，系统连接逆变器系统A输出的输出电压与系统电压几乎一致。
控制电路7控制逆变器电路2，例如通过微机等实现。控制电路7 基于从电流传感器5输入的电流信号I和从电压传感器6输入的电压信 号V，生成PWM信号并输出到逆变器电路2。控制电路7基于从各传 感器输入的检测信号，生成用于对系统连接逆变器系统A输出的输出 电压的波形作出指令的指令值信号，并将基于该指令值信号生成的脉 冲信号作为PWM信号输出。逆变器电路2基于输入的PWM信号切换 各开关元件的导通和断开，由此输出与指令值信号对应的波形的交流 电压。控制电路7通过使指令值信号的波形变化而使系统连接逆变器 系统A的输出电压的波形变化，由此控制输出电流。由此，控制电路 7进行各种反馈控制。
图6中仅记载了用于进行输出电流控制的结构，省略了用于其它 控制的结构。实际上，控制电路7还进行直流电压控制(以使得输入 直流电压成为预先设定的电压目标值的方式进行的反馈控制)或者无 效电力控制(以使得输出无效电力成为预先设定的无效电力目标值的 方式进行的反馈控制)等。另外，控制电路7进行的控制的方法不限 于这些。例如，也可以进行输出电压控制或者有效电力控制。
控制电路7包括系统对抗量生成部72、三相/二相转换部73、电 流控制器74、二相/三相转换部76和PWM信号生成部77。
系统对抗量生成部72从电压传感器6输入电压信号V，生成并输 出系统指令值信号Ku、Kv、Kw。系统指令值信号Ku、Kv、Kw成为 用于对系统连接逆变器系统A输出的输出电压的波形作出指令的指令 值信号的基准，系统指令值信号Ku、Kv、Kw通过后述的校正值信号Xu、Xv、Xw被校正，生成指令值信号。
三相/二相转换部73与图37所示的三相/二相转换部73相同， 将从电流传感器5输入的3个电流信号Iu、Iv、Iw转换为α轴电流信 号Iα和β轴电流信号Iβ。在三相/二相转换部73中进行的转换处理 由上述(1)式所示的行列式表示。
电流控制器74被输入从三相/二相转换部73输出的α轴电流信 号Iα和β轴电流信号Iβ与各自的目标值的偏差，生成用于电流控制的 校正值信号Xα、Xβ。电流控制器74进行由上述(12)式的传递函数 的矩阵GI表示的处理。即，当将α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ与各自的目标值的偏差分别设为ΔIα和ΔIβ时，进行下述(13)式所 示的处理。角频率ω0预先设定为系统电压的基波的角频率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[Hz]))，预先设计积分增益KI。另外，电流 控制器74进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行在控制循环中的相位的延迟量的校正。另外，偏差ΔIα、ΔIβ分别与本发明的“第一 输入信号”和“第二输入信号”对应，校正值信号Xα、Xβ分别与本 发明的“第一输出信号”和“第二输出信号”对应。
在本实施方式中，在α轴电流目标值和β轴电流目标值中，使用 对d轴电流目标值和q轴电流目标值进行静止坐标转换而得的值。在d 轴电流目标值中使用未图示的用于直流电压控制的校正值，在q轴电 流目标值中使用未图示的用于无效电力控制的校正值。另外，在给出 三相电流目标值的情况下，可以对该目标值进行三相/二相转换，设 为α轴电流目标值和β轴电流目标值。另外，也可以先计算3个电流 信号Iu、Iv、Iw与三相的电流目标值的各自的偏差，对该3个偏差信 号进行三相/二相转换，并输入到电流控制器74。另外，在直接给出 α轴电流目标值和β轴电流目标值的情况下，可以照原样使用该目标 值。
图7是用于分析作为矩阵GI的各元素的传递函数的波特图。该图(a)表示矩阵GI的1行1列元素(以下记载为“(1，1)元素”。关于 其它的元素也同样记载。)和(2，2)元素的传递函数，该图(b)表 示矩阵GI的(1，2)元素的传递函数，该图(c)表示矩阵GI的(2， 1)元素的传递函数。该图中，表示系统电压的基波的频率(以下，设 为“中心频率”。另外，将与中心频率对应的角频率作为“中心角频率”。) 为60Hz的情况(即，角频率ω0＝120π的情况)，表示将积分增益KI设为“0.1”、“1”、“10”、“100”的情况。
该图(a)、(b)和(c)所示的振幅特性都在中心频率具有峰值， 当积分增益KI增大时，振幅特性也增大。另外，该图(a)所示的相位 特性在中心频率成为0度。即，矩阵GI的(1，1)元素和(2，2)元 素的传递函数以使相位不发生变化的方式使中心频率(中心角频率) 的信号通过。该图(b)所示的相位特性在中心频率成为90度。即， 矩阵GI的(1，2)元素的传递函数使中心频率(中心角频率)的信号 以相位超前90度的方式通过。另一方面，该图(c)表示的相位特性 在中心频率成为－90度。即，矩阵GI的(2，1)元素的传递函数使中 心频率(中心角频率)的信号以相位延迟90度的方式通过。
在本实施方式中，电流控制器74在频率加权中使用传递函数的矩 阵GI，根据作为线性控制理论之一的H∞回路成形法设计。在电流控制 器74进行的处理因为由传递函数的矩阵GI所示，所以是线性时不变的 处理。从而，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计。
在电流控制器74中，作为设计标准要求：输出电流追随正弦波目 标值；和在瞬时降低时使输出在规定时间内返回到规定的比例(快速 响应性)。为了使系统的输出完全追随某个目标值，闭环系统必须带有 与目标发生器相同的极，并且，闭环系统必须逐渐稳定(内部模型原 理)。正弦波目标值的极为±jω0，包含于矩阵GI的各元素的传递函数中 的1/(s2+ω0 2)项的极也为±jω0。因此，闭环系统与目标发生器的极 相同。另外，如果使用H∞回路成形法，则能够设计闭环系统逐渐稳定 的控制器。因此，通过使用H∞回路成形法以满足快速响应性的条件的 方式进行设计，能够容易地设计符合设计标准且最稳定的控制系统。
另外，在控制系统的设计中使用的设计方法不限于此，也能够使 用其它的线性控制理论。例如，也可以使用回路成形法、优化控制，H∞ 控制、混合灵敏度问题等进行设计。
返回到图6，二相/三相转换部76与图37所示的二相/三相转换 部76同样地，将从电流控制器74输入的校正值信号Xα、Xβ转换为3 个校正值信号Xu、Xv、Xw。在二相/三相转换部76中进行的转换处 理由上述(4)式所示的行列式表示。
将系统对抗量生成部72输出的系统指令值信号Ku、Kv、Kw与 二相/三相转换部76输出的校正值信号Xu、Xv、Xw分别相加，将 指令值信号X’u、X’v、X’w算出并输入PWM信号生成部77。
PWM信号生成部77基于被输入的指令值信号X’u、X’v、X’w和 作为规定频率(例如4kHz)的三角波信号生成的载波信号，通过三角 波比较法生成PWM信号Pu、Pv、Pw。在三角波比较法中，指令值信 号X’u、X’v、X’w分别与载波信号进行比较，例如，在指令值信号X’u 比载波信号大的情况下成为高电平的脉冲信号，在小的情况下成为低 电平的脉冲信号，作为PWM信号Pu而生成。所生成的PWM信号Pu、 Pv、Pw被输出到逆变器电路2。
在本实施方式中，控制电路7以不进行旋转坐标转换和静止坐标 转换的方式在静止坐标系下进行控制。如上述那样，传递函数的矩阵 GI是表示与进行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换 的处理等效的处理的传递函数的矩阵。因此，进行由传递函数的矩阵 GI表示的处理的电流控制器74进行与图37所示的旋转坐标转换部78、 静止坐标转换部79和I控制处理(与图37中的PI控制部74b和PI控 制部75b进行的PI控制处理对应。)等效的处理。另外，如图7的各 波特图所示，矩阵GI的各元素的传递函数的振幅特性在中心频率形成 峰值。即，电流控制器74仅使中心频率成分成为高增益。因此，不需 要设置图37所示的LPF74a和75a。
另外，在电流控制器74进行的处理因为由传递函数的矩阵GI表 示，所示是线性时不变的处理。另外，在控制电路7中不包括作为非 线性时变处理的旋转坐标转换处理和静止坐标转换处理，电流控制系 统整体成为线性时不变系统。因此，能够进行使用有线性控制理论的 控制系统设计或者系统分析。这样，通过使用上述(12)式所示的传 递函数的矩阵GI，能够使进行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行 静止坐标转换的非线性的处理回归到线性时不变的多输入输出系统， 由此能够容易地进行系统分析和控制系统设计。
另外，在上述实施方式中，在电流控制器74进行上述(13)式所 示的处理，但也可以在矩阵GI的各元素的积分增益KI使用按每个元素 不同的值。即，也可以设计使用按作为各元素的每个传递函数不同的 积分增益KI。例如，还能够以提供提高α轴成分的快速响应性或者提 高稳定性等的附加特性的方式进行设计。另外，还能够将(1，2)元 素和(2，1)元素的积分增益KI设计为“0”，提供控制正相部分、反 相部分的双方的附加特性。关于控制正相部分、反相部分的双方的情 况在后面叙述。另外，即使在设计有按每个元素不同的积分增益KI的 情况下，作为各元素的传递函数的相位特性也不发生变化。因此，(1， 1)元素和(2，2)元素的传递函数能够以使相位不发生变化的方式使 中心频率的信号通过，(1，2)元素的传递函数能够使中心频率的信号 以相位超前90度的方式通过，(2，1)元素的传递函数能够使中心频 率的信号以相位延迟90度的方式通过。
在上述第一实施方式中，说明了进行电流信号Iu、Iv、Iw的基波 成分的正相部分的控制的情况，但不限于该情况。在电流信号Iu、Iv、 Iw除基波成分的正相部分以外还叠加反相部分的信号。也可以仅进行 该反相部分的控制。
图8是用于说明正相部分的信号和反相部分的信号的图。该图(a)表示正相部分的信号，该图(b)表示反相部分的信号。
在该图(a)中，用虚线箭头的矢量u、v、w表示电流信号Iu、Iv、 Iw的基波成分的正相部分。矢量u、v、w的朝向相互各错开120度， 按照顺时针的顺序排列，以角频率ω0沿着反时针方向旋转。对电流信 号Iu、Iv、Iw进行三相/二相转换而得的α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ的基波成分的正相部分用实线箭头的矢量α、β表示。矢量α、 β的朝向以顺时针的顺序错开90度，以角频率ω0沿着反时针方向旋转。
即，从三相/二相转换部73(参照图6)输出的α轴电流信号Iα 的基波成分的正相部分比β轴电流信号Iβ的基波成分的正相部分超前 90度相位。因此，与目标值的偏差ΔIα的基波成分的正相部分也比偏 差ΔIβ的基波成分的正相部分超前90度相位。当在偏差ΔIα进行矩阵 GI的(1，1)元素的传递函数所示的处理时，基波成分的正相部分的 相位不发生变化(参照图7(a))。另外，当在偏差ΔIβ进行矩阵GI的 (1，2)元素的传递函数所示的处理时，基波成分的正相部分的相位 超前90度(参照图7(b))。因此，两者的相位成为与偏差ΔIα的基波 成分的正相部分相同的相位，因此通过将两者相加而相互加强。另一 方面，当在偏差ΔIα进行矩阵GI的(2，1)元素的传递函数所示的处 理时，基波成分的正相部分的相位延迟90度(参照图7(c))。另外， 当在偏差ΔIβ进行矩阵GI的(2，2)元素的传递函数所示的处理时， 基波成分的正相部分的相位不发生变化。因此，两者的相位成为与偏 差ΔIβ的基波成分的正相部分相同的相位，因此通过将两者相加而相 互加强。
反相部分是相顺序为与正相部分相反方向的成分。在图8(b)中， 用虚线箭头的矢量u、v、w表示电流信号Iu、Iv、Iw的基波成分的反 相部分。矢量u、v、w的朝向相互各错开120度，按照反时针的顺序 排列，以角频率ω0沿着反时针的方向旋转。对电流信号Iu、Iv、Iw进行有三相/二相转换的α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ的基波成分 的反相部分用实线箭头的矢量α、β表示。矢量α、β的朝向按照反时 针方向的顺序错开90度，以角频率ω0沿着反时针的方向旋转。
即，从三相/二相转换部73输出的α轴电流信号Iα的基波成分 的反相部分，比β轴电流信号Iβ的基波成分的反相部分延迟90度相位。 当在偏差ΔIα进行矩阵GI的(1，1)元素的传递函数所示的处理时， 基波成分的反相部分的相位不发生变化。另外，当在偏差ΔIβ进行矩 阵GI的(1，2)元素的传递函数所示的处理时，基波成分的反相部分 的相位超前90度。因此，两者的相位成为相反相位，因此通过将两者 相加而相互抵消。另一方面，当在偏差ΔIα进行矩阵GI的(2，1)元 素的传递函数所示的处理时，基波成分的反相部分的相位延迟90度。 另外，当在偏差ΔIβ进行矩阵GI的(2，2)元素的传递函数所示的处 理时，基波成分的反相部分相位不发生变化。因此，两者的相位成为 相反相位，因此通过将两者相加而相互抵消。因此，电流控制器74进 行基波成分的正相部分的控制，不进行反相部分的控制。
在交换了传递函数的矩阵GI的(1，2)元素与(2，1)元素的情 况下，与上述相反，成为基波成分的正相部分抵消，反相部分加强。 因此，在第一实施方式中进行基波成分的反相部分的控制的情况下， 可以使用交换了传递函数的矩阵GI的(1，2)元素与(2，1)元素的矩阵。
接着，说明进行基波成分的正相部分、反相部分的双方控制的情 况。
矩阵GI的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数所示的处理使 基波成分的正相部分和反相部分以相位不发生变化的方式通过(参照 图7(a))。因此，当使用将上述(12)式所示的矩阵GI的(1，2)元 素和(2，1)元素设为“0”的矩阵时，能够进行基波成分的正相部分、 反相部分的双方控制。另外，在该情况下，与仅控制正相部分的情况 (使用上述(12)式所示的矩阵GI的情况)相比，没有相互加强的部 分，因此需要将积分增益KI设计成相应大的值。以下，作为第二实施 方式，说明进行基波成分的正相部分、反相部分的双方控制的情况。
图9是用于说明第二实施方式的控制电路的框图。该图中，在与 图6所示的控制电路7相同或者类似的要素标注相同的符号。
图9所示的控制电路7’在代替电流控制器74而设置α轴电流控制 器74’和β轴电流控制器75’这一点与第一实施方式的控制电路7(参 照图6)不同。
α轴电流控制器74’被输入从三相/二相转换部73输出的α轴电 流信号Iα与目标值的偏差ΔIα，生成用于电流控制的校正值信号Xα。 α轴电流控制器74’进行由作为矩阵GI的(1，1)元素和(2，2)元素 的传递函数KI·s/(s2+ω0 2)表示的处理。另外，α轴电流控制器74’进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行在控制循环中的相位延 迟量的校正。另外，偏差ΔIα与本发明的“输入信号”对应，校正值 信号Xα与本发明的“输出信号”对应。
β轴电流控制器75’被输入从三相/二相转换部73输出的β轴电流 信号Iβ与目标值的偏差ΔIβ，生成用于电流控制的校正值信号Xβ。β 轴电流控制器75’进行由作为矩阵GI的(1，1)元素和(2，2)元素 的传递函数KI·s/(s2+ω0 2)表示的处理。另外，β轴电流控制器75’进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行在控制循环中的相位延 迟量的校正。另外，偏差ΔIβ与本发明的“输入信号”对应，校正值 信号Xβ与本发明的“输出信号”对应。
在本实施方式中，α轴电流控制器74’和β轴电流控制器75’分别 在频率加权中使用传递函数KI·s/(s2+ω0 2)，利用作为线性控制理论 之一的H∞回路成形法设计。在α轴电流控制器74’和β轴电流控制器75’中进行的处理因为由传递函数KI·s/(s2+ω0 2)表示，所以是线性 时不变的处理。因此，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计。 另外，也可以使用H∞回路成形法以外的线性控制理论进行设计。
在本实施方式中也能够起到与第一实施方式同样的效果。另外， 在α轴电流控制器74’和β轴电流控制器75’的传递函数KI·s/(s2+ω0 2) 中，也可以在积分增益KI中使用各自不同的值。即，也可以在α轴电 流控制器74’和β轴电流控制器75’分别设计并使用积分增益KI。另外， 还能够设计成提供提高α轴成分的快速响应性或者提高稳定性的附加 特性。
图10用于说明在第二实施方式中进行的模拟结果。
在系统连接逆变器系统A(参照图6)的各相电流中加入不平衡干 扰，进行了将目标电流设为20[A]时的模拟。该图(a)表示有输入 到α轴电流控制器74’(参照图9)的偏差ΔIα和输入到β轴电流控制 器75’的偏差ΔIβ。该图(b)表示有由电流传感器5检测出各相输出电 流而得的电流信号Iu、Iv、Iw。如该图(a)所示，偏差ΔIα和偏差ΔIβ 逐渐减小，在0.14[s]几乎成为“0”。另外，如该图(b)所示，电 流信号Iu、Iv、Iw逐渐增大，在0.05[s]达到了作为目标的80％的 16[A]。另外，电流信号Iu、Iv、Iw的各波形表示出平衡状态。由于 去除不平衡干扰，正相部分追随目标值，因此α轴电流控制器74’和β 轴电流控制器75’能够适当地控制正相部分和反相部分。另外，该控制 具有充分的快速响应性。
在上述第一和第二实施方式中，说明了将3个电流信号Iu、Iv、Iw 转换为α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ进行控制的情况，但不限于 此。例如，也可以使用3个电流信号Iu、Iv、Iw直接进行控制。以下， 作为第三实施方式说明该情况的实施方式。
图11是用于说明第三实施方式的控制电路的框图。该图中，在与 图6所示的控制电路7相同或者类似的要素标注相同的符号。
图11表示的控制电路7”在不具备三相/二相转换部73和二相/ 三相转换部76，且电流控制器74”使用3个电流信号Iu、Iv、Iw直接 进行控制这一点与第一实施方式的控制电路7(参照图6)不同。
三相/二相转换和二相/三相转换因为由上述(1)式和(4)式 表示，所以在进行三相/二相转换后进行由传递函数的矩阵G表示的 处理、然后进行二相/三相转换的处理由下述(14)式所示的传递函 数的矩阵G’表示。
其中，
因此，表示电流控制器74”进行的处理的传递函数的矩阵G’I由下 述(15)式表示。
其中，
电流控制器74”被输入从电流传感器5输出的3个电流信号Iu、Iv、 Iw与各自的目标值的偏差，生成用于电流控制的校正值信号Xu、Xv、 Xw。电流控制器74”进行由上述(15)式的传递函数的矩阵G’I表示的 处理。即，当将电流信号Iu、Ib、Iw与各自的目标值的偏差分别设为 ΔIu、ΔIv、ΔIw时，进行上述(16)式所示的处理。将角频率ω0预先 设定为系统电压的基波的角频率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60 [Hz]))，预先设计积分增益KI。另外，电流控制器74”进行使稳定裕 度最大化的处理，其中，还进行在控制循环中的相位的延迟量的校正。 另外，偏差ΔIu、ΔIv、ΔIw分别与本发明的“第一输入信号”、“第二 输入信号”和“第三输入信号”对应，校正值信号Xu、Xv、Xw分别 与本发明的“第一输出信号”、“第二输出信号”和“第三输出信号” 对应。
在本实施方式中，电流信号Iu、Iv、Iw的目标值使用对d轴电流 目标值和q轴电流目标值进行静止坐标转换后、进一步进行二相/三 相转换而得的值。另外，在直接给出了三相的电流目标值的情况下， 可以照原样使用该目标值。另外，在给出了α轴电流目标值和β轴电 流目标值的情况下，可以使用对其进行二相/三相转换而得的值。
在本实施方式中，电流控制器74”在频率加权中使用传递函数的矩 阵G’I，利用作为线性控制理论之一的H∞回路成形法设计。在电流控 制器74”进行的处理因为由传递函数的矩阵G’I表示，所以是线性时不 变的处理。因此，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计。另 外，也可以使用H∞回路成形法以外的线性控制理论进行设计。
在本实施方式中，进行由传递函数的矩阵G’I表示的处理的电流控 制器74”，进行与图37所示的三相/二相转换部73、二相/三相转换 部76、旋转坐标转换部78、静止坐标转换部79和I控制处理(与图 37中的PI控制部74b和PI控制部75b进行的PI控制处理对应。)等效的处理。另外，在电流控制器74”中进行的处理因为由传递函数的矩 阵G’I表示，所示是线性时不变的处理。因此，电流控制系统整体成为 线性时不变系统，因此能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计 或者系统分析。
在第三实施方式中，在进行基波成分的反相部分的控制的情况下， 可以使用在传递函数的矩阵G’I的元素内，交换了GI12(s)、GI23(s) 和GI31(s)与GI13(s)、GI21(s)和GI32(s)的矩阵(即，矩阵G’I的转置矩阵)。
接着，说明在第三实施方式中进行基波成分的正相部分、反相部 分的双方控制的情况。
在上述(14)式中，当考虑将矩阵G的(1，2)元素和(2，1) 元素设为“0”的情况时，能够算出由下述(17)式所示的传递函数的 矩阵G”。
因此，在进行正相部分、反相部分的双方控制的情况下，表示电 流控制器74”进行的处理的传递函数的矩阵G”I由下述(18)式表示。
在上述第一至第三实施方式中，说明了电流控制器74(α轴电流 控制器74’、β轴电流控制器75’、电流控制器74”)进行代替I控制 的控制的情况，但不限于该情况。例如，也可以进行代替PI控制的控 制。在第一实施方式中，在电流控制器74进行代替PI控制的控制的情况下，可以使用上述(11)式所示的传递函数的矩阵GPI。
图12是用于分析作为矩阵GPI的各元素的传递函数的波特图。该图(a)表示矩阵GPI的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数，该 图(b)表示矩阵GPI的(1，2)元素的传递函数，该图(c)表示矩阵 GPI的(2，1)元素的传递函数。该图表示中心频率为60Hz的情况， 表示将积分增益KI固定为1，将比例增益KP设为“0.1”、“1”、“10”、 “100”的情况。
该图(a)所示的振幅特性在中心频率具有峰值，当比例增益KP增大时，中心频率以外的振幅特性也增大。另外，相位特性在中心频 率为0度。即，矩阵GPI的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数以 使相位不发生变化的方式使中心频率(中心角频率)的信号通过。
该图(b)和(c)所示的振幅特性在中心频率也具有峰值。另外， 振幅特性和相位特性与比例增益KP无关，是恒定的。另外，该图(b) 所示的相位特性在中心频率成为90度。即，矩阵GPI的(1，2)元素 的传递函数使中心频率(中心角频率)的信号以相位超前90度的方式通过。另一方面，该图(c)所示的相位特性在中心频率成为－90度。 即，矩阵GPI的(2，1)元素的传递函数使中心频率(中心角频率)的 信号以相位延迟90度的方式通过。
在第二实施方式中，在使α轴电流控制器74’和β轴电流控制器75’ 进行代替PI控制的控制的情况下，可以使用作为上述(11)式所示的 传递函数的矩阵GPI的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数(KP·s2 +KI·s+KP·ω0 2)/(s2+ω0 2)。
在第三实施方式中，在使电流控制器74”进行代替PI控制的控制 的情况下，可以使用下述(19)式所示的传递函数的矩阵G’PI。
其中，
另外，在第三实施方式中，在进行正相部分、反相部分的双方控 制的情况下，在使电流控制器74”进行代替PI控制的控制的情况下， 可以使用下述(20)式所示的传递函数的矩阵G”PI。
在进行代替PI控制的控制的情况下，通过调整比例增益KP，具有 能够附加过渡时的阻尼效果这样的优点，但是具有易于受到模型化误 差的影响这样的缺点。反之，在进行代替I控制的控制的情况下，具有 不能够附加过渡时的阻尼效果这样的缺点，但是具有难以受到模型化 误差的影响这样的优点。
另外，也可以使电流控制器74(α轴电流控制器74’、β轴电流控 制器75’、电流控制器74”)进行代替除I控制和PI控制以外的控制等 的控制。在上述(10)式中，通过将传递函数F(s)作为各控制的传 递函数，能够算出表示与在进行旋转坐标转换后进行该控制、然后进 行静止坐标转换的处理等效的处理的传递函数的矩阵。因此，既能够 进行代替PID控制(当将比例增益设为KP，将积分增益设为KI，将微 分增益设为KD时，传递函数由F(s)＝KP+KI/s+KD·s表示。)的控 制，也能够进行代替D控制(微分控制：当将微分增益设为KD时，传 递函数由F(s)＝KD·s表示。)、P控制(比例控制：当将比例增益设 为KP时，传递函数由F(s)＝KP表示。)、PD控制、ID控制等的控 制。
在上述第一至第三实施方式中说明了控制输出电流的情况，但不 限于该情况。例如，也可以控制输出电压。以下，作为第四实施方式 说明控制输出电压的情况。
图13是用于说明第四实施方式的控制电路的框图。在该图中，在 与图6所示的系统连接逆变器系统A相同或者类似的要素标注相同的 符号。
图13所示的逆变器系统A’在不是向电力系统B而是向负载L供 电这一点与第一实施方式的系统连接逆变器系统A(参照图6)不同。 由于需要控制供给到负载L上的电压，因此控制电路8不是控制输出 电流而是控制输出电压。控制电路8基于从电压传感器6输入的电压 信号V生成PWM信号这一点与第一实施方式的控制电路7(参照图6) 不同。逆变器系统A’通过反馈控制将输出电压控制成目标值，并且向 负载L供电。
三相/二相转换部83将从电压传感器6输入的3个电压信号Vu、 Vv、Vw转换为α轴电压信号Vα和β轴电压信号Vβ。在三相/二相 转换部83中进行的转换处理由下述(21)式所示的行列式表示。
另外，电压信号Vu、Vv、Vw是各相的相电压信号，但也可以检测并 使用线电压信号。另外，在该情况下，也可以在将线电压信号转换为 相电压信号后，使用上述(21)式所示的行列式，或者代替上述(21) 式所示的矩阵，使用将线电压信号转换为α轴电压信号Vα和β轴电压 信号Vβ的矩阵。
电压控制器84被输入从三相/二相转换部83输出的α轴电压信 号Vα和β轴电压信号Vβ与各自的目标值的偏差，生成用于电压控制 的校正值信号Xα、Xβ。控制器84进行由上述(12)式的传递函数的 矩阵GI表示的处理。即，当将α轴电压信号Vα和β轴电压信号Vβ 与各自的目标值的偏差分别设为ΔVα和ΔVβ时，进行下述(22)式所 示的处理。将角频率ω0预先设定为系统电压的基波的角频率(例如， ω0＝120π[rad/sec](60[Hz]))，预先设计积分增益KI。另外，电 压控制器84进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行在控制循环中的相位的延迟量的校正。另外，偏差ΔVα、ΔVβ分别与本发明的“第 一输入信号”和“第二输入信号”对应，校正值信号Xα、Xβ分别与 本发明的“第一输出信号”和“第二输出信号”对应。
在本实施方式中，α轴电压目标值和β轴电压目标值，使用对d轴 电压目标值和q轴电压目标值进行静止坐标转换而得的值。另外，在 给出了三相的电压目标值的情况下，可以对该目标值进行三相/二相 转换，设为α轴电压目标值和β轴电压目标值。另外，在直接给出了α 轴电压目标值和β轴电压目标值的情况下，可以照原样使用该目标值。
在本实施方式中，电压控制器84在频率加权中使用传递函数的矩 阵GI，利用作为线性控制理论之一的H∞回路成形法进行设计。在电压 控制器84中进行的处理因为由传递函数的矩阵转矩GI表示，所以是线 性时不变的处理。因此，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设 计。另外，也可以使用H∞回路成形法以外的进行控制进行设计。
在本实施方式中，控制电路8以不进行旋转坐标转换和静止坐标 转换的方式在静止坐标系下进行控制。如上所述，传递函数的矩阵GI是表示与在进行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的 处理等效的处理的传递函数的矩阵。因此，进行由传递函数的矩阵GI表示的处理的电压控制器84，进行与图37所示的旋转坐标转换部78、 静止坐标转换部79和I控制处理等效的处理。另外，如图7的各波特 图所示，矩阵GI的各元素的传递函数的振幅特性在中心频率形成有峰 值。即，电压控制器84仅使中心频率成分成为高增益。因此，不需要 设置图37所示的LPF74a和75a。
另外，在电压控制器84中进行的处理因为由传递函数的矩阵GI表示，所以是线性时不变的处理。另外，在控制电路8中不包括作为 非线性时变处理的旋转坐标转换处理和静止坐标转换处理，电压控制 系统整体成为线性时不变系统。因此，能够进行使用有线性控制理论 的控制系统设计或者系统分析。这样，通过使用上述(12)式所示的 传递函数的矩阵GI，能够使在进行旋转坐标转换后进行I控制、然后 进行静止坐标转换这样的非线性处理，回归到线性时不变的多输入输 出系统，由此，能够容易地进行系统分析或者控制系统设计。
另外，在本实施方式中，在电压控制器84进行上述(22)式所示 的处理，当也可以在矩阵GI的各元素的积分增益KI中，使用按每个元 素不同的值。即，也可以设计并使用按作为各元素的每个传递函数不 同的积分增益KI。例如，还能够设计成提供提高α轴成分的快速响应 性或者提高稳定性等的附加特性。另外，还能够将(1，2)元素和(2， 1)元素的积分增益KI设计为0，提供添加控制正相部分、反相部分的 双方这样的附加特性。另外，在进行反相部分的控制的情况下，也可 以使用交换了传递函数的矩阵GI的(1，2)元素与(2，1)元素的矩 阵。
另外，在直接使用3个电压信号Vu、Vv、Vw控制正相部分的情 况下，可以使用上述(15)式所示的传递函数的矩阵G’I，在控制反相 部分的情况下，可以在传递函数的矩阵G’I的元素内使用交换了GI12 (s)、GI23(s)和GI31(s)与GI13(s)、GI21(s)和GI32(s)的矩阵 (即，矩阵G’I的转置矩阵)。在进行正相部分、反相部分的双方控制 的情况下，可以使用上述(18)式所示的传递函数的矩阵G”I。另外， 电压控制器84也可以不进行代替I控制的控制，而进行代替其它的控 制(例如，PI控制、D控制、P控制、PD控制、ID控制、PID控制等) 的控制。
接着，对于切换输出电压的控制与输出电流的控制的情况，作为 第五实施方式进行说明。
系统连接逆变器系统通常与电力系统连接，一边控制输出电流一 边向电力系统供电。而且，当在电力系统内发生故障时，断开与电力 系统的连接，也停止逆变器电路的运转。但是，当在电力系统内发生 的故障时，作为使系统连接逆变器系统自主地运转、并向与系统连接 逆变器系统连接的负载供电的非常用电源而发挥功能的要求正在高 涨。在使系统连接逆变器系统自主地运转并向负载供电的情况下，需 要控制输出电压。第五实施方式的系统连接逆变器系统是将第一实施 方式与第四实施方式组合而得的方式，是能够切换输出电压的控制与 输出电流的控制的系统连接逆变器系统。
图14是用于说明第五实施方式的控制电路的框图。在该图中，在 与图6所示的系统连接逆变器系统A相同或者类似的要素标注相同的 符号。
图14所示的系统连接逆变器系统A”向负载L供电，并且在与电 力系统B连接时也向电力系统B供电。另外，虽然第一实施方式的系 统连接逆变器系统A也同样，但是在第一实施方式中，因为仅说明了 与电力系统B连接的状态，所以省略了负载L的记载和说明。系统连 接逆变器系统A”在与电力系统B连接时进行电流控制，在切断与电力 系统B的连接时进行电压控制。
图14所示的控制电路8’在包括三相/二相转换部83、电压控制器 84、用于电压控制的二相/三相转换部76和PWM信号生成部77以 及控制切换部85这一点与第一实施方式的控制电路7(参照图6)不 同。
三相/二相转换部83和电压控制器84与第四实施方式的三相/ 二相转换部83和电压控制器84(参照图13)同样地，基于从电压传 感器6输入的3个电压信号Vu、Vv、Vw生成校正值信号Xα、Xβ。 而且，通过后一级的二相/三相转换部76和PWM信号生成部77生 成用于电压控制的PWM信号。另一方面，三相/二相转换部73和电 流控制器74基于从电流传感器5输入的3个电流信号Iu、Iv、Iw生成 校正值信号Xα、Xβ。而且，通过后一级的二相/三相转换部76、系 统对抗量生成部72和PWM信号生成部77，生成用于电流控制的PWM 信号。控制切换部85在不与电力系统B连接的情况下，输出用于基于 电压控制器84所生成的校正值信号Xα、Xβ的电压控制的PWM信号， 在与电力系统B连接的情况下，输出用于基于电流控制器74所生成的 校正值信号Xα、Xβ的电流控制的PWM信号。
在本实施方式中，系统连接逆变器系统A”在与电力系统B连接时 进行电流控制，能够向电力系统B供电，在不与电力系统B连接时， 进行电压控制，能够向负载L供电。另外，在本实施方式中，控制部8’ 以不进行旋转坐标转换和静止坐标转换的情况下在静止坐标系统下进 行控制。在电流控制器74和电压控制器84中进行的处理是与在进行 旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的处理等效的处 理，因为由传递函数的矩阵GI表示，所以是线性时不变的处理。因此， 电流控制系统整体和电压控制系统整体分别成为线性时不变系统，因 此能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计或者系统分析。
在上述第一至第五实施方式中，说明了将本发明的控制电路使用 在系统连接逆变器系统(逆变器系统)中的情况，但不限于此，本发 明也能够适用于例如在控制不平衡补偿装置、静电型无效电力补偿装 置(SVC、SVG)、电力用有源滤波器、不间断电源装置(UPS)等中 使用的逆变器电路的控制电路。此外，还能够适用于对控制电动机或 者发动机的运转的逆变器电路进行控制的控制电路。另外，不限于对 将直流转换为三相交流的逆变器电路进行控制的情况，例如，也能够 适用于将三相交流转换为直流的转换器电路、和转换三相交流的频率 的循环转换器等的控制电路。以下，作为第六实施方式说明将本发明 应用于转换器电路的控制电路的情况。
图15是用于说明第六实施方式的三相PWM转换器系统的框图。 在该图中，在与图6表示的系统连接逆变器系统A相同或者类似的要 素标注相同的符号。
图15所示的三相PWM转换器系统C是将从电力系统B供给的交 流电力转换为直流电力供给到负载L’的系统。负载L’是直流负载。三 相PWM转换器系统C包括变压电路4、滤波器电路3、电流传感器5、 电压传感器6、转换器电路2’和控制电路7。
变压电路4将从电力系统B输入的交流电压升压或者降压至规定 的电平。滤波器电路3将由变压器电路4输入的交流电压中去除高频 成分，输出到转换器电路2’。电流传感器5检测输入到转换器电路2’ 中的各相的交流电流。检测出的电流信号I被输入到控制电路7。电压 传感器6检测输入到转换器电路2’中的各相的交流电压。检测出的电 压信号V被输入到控制电路7。转换器电路2’将被输入的交流电压转 换为直流电压，输出到负载L’。转换器电路2’是三相PWM转换器， 是具备未图示的3组6个开关元件的电压转换器电路。转换器电路2’ 基于从控制电路7输入的PWM信号，切换各开关元件的导通和断开， 由此将被输入的交流电压转换为直流电压。另外，转换器电路2’不限 于此，也可以是电流型转换器电路。
控制电路7控制转换器电路2’。控制电路7与第一实施方式的控 制电路7同样，生成PWM信号输出到转换器电路2’。在图15中，仅 记载用于进行输入电流控制的结构，省略用于其它控制的结构。虽然 没有图示，但是控制电路7也具备直流电压控制器和无效电力控制器， 也控制输出电压和输入无效电力。另外，控制电路7进行的控制方法 不限于此。例如，在转换器电路2’是电流型转换器电路的情况下，也 可以代替输出电压控制而进行输出电流控制。
在本实施方式中，也能够起到与第一实施方式的情况相同的效果。 在为了使三相PWM转换器系统C小型化而减小滤波器电路3的情况 下，由于电流控制的精度降低，因此难以进行控制系统的设计，但是 在本实施方式中，能够使用线性控制理论容易地进行控制系统的设计。 因此，不会因控制系统设计的困难而妨碍小型化，能够使三相PWM转 换器系统C小型化。
另外，三相PWM转换器系统C的结构不限于上述。例如，也可 以代替控制电路7，使用控制电路7’、7”、8、8’。另外，也可以设为 在转换器电路2’的输出一侧设置逆变器电路，将直流电力进一步转换 为交流电力并供给到交流负载的所谓循环转换器。
接着，说明进行高谐波成分的控制的方法。
上述(10)式所示的传递函数的矩阵G用于控制基波成分。n次 高谐波是将基波的角频率设为n倍而得的角频率的成分。在对n次高 谐波的正相部分进行三相/二相转换的情况下，存在α轴信号比β轴 信号的相位超前或者延迟的情况。在n＝3k+1(k＝1，2，……)的情况下，n次高谐波的正相部分信号的相顺序与基波的正相部分信号的相 顺序一致。即，当将基波的正相部分的U、V、W相的信号分别设为 Vu＝Vcosθ、Vv＝Vcos(θ－2π/3)、Vw＝Vcos(θ－4π/3)时，例 如7次高谐波的正相部分的U、V、W相的信号分别成为Vu7＝V7cos7θ、 Vv7＝V7cos(7θ－14π/3)＝V7cos(7θ－2π/3)、Vw7＝V7cos(7θ－ 28π/3)＝V7cos(7θ－4π/3)。在该情况下，相顺序与基波的正相部 分信号的相顺序一致，与图8(a)同样地，α轴信号的相位比β轴信 号的相位超前90度。因此，控制n次高谐波(n＝3k+1)的正相部分 时的传递函数的矩阵成为在上述(10)式中将ω0设为n·ω0而得的下述 (23)式所示的传递函数的矩阵Gn。另一方面，在n＝3k+2(k＝0， 1，2，……)的情况下，n次高谐波的正相部分的相顺序与基波的反相 部分信号的相顺序一致。即，当将基波的正相部分的U、V、W相的 信号Vu、Vv、Vw设为如上述那样时，例如5次高谐波的正相部分的 U、V、W相的信号分别成为Vu5＝V5cos5θ、Vv5＝V5cos(5θ－10π/3) ＝V5cos(5θ－4π/3)、Vw5＝V5cos(5θ－20π/3)＝V5cos(5θ－2π /3)。在该情况下，相顺序与基波的反相部分信号的相顺序一致，与 图8(b)同样地，α轴信号的相位比β轴信号的相位延迟90度。因此， 控制n次高谐波(n＝3k+2)的正相部分时的传递函数的矩阵成为在 上述(10)式中将ω0设为n·ω0并交换(1，2)元素与(2，1)元素而 得的下述(23’)式所示的传递函数的矩阵Gn。
另外，用于对n次高谐波(n＝3k+1)的正相部分进行I控制的传 递函数的矩阵GIn在上述(12)式中将ω0设为n·ω0并如下述(24)式 那样算出。另一方面，用于对n次高谐波(n＝3k+2)的正相部分进 行I控制的传递函数的矩阵GIn在上述(12)式中将ω0设为n·ω0，交换 (1，2)元素与(2，1)元素，并如上述(24’)式那样计算。上述(24) 式和(24’)式也能够在上述(23)式和(23’)式中作为F(s)＝KI /s计算。
以下，对于将进行由上述(24)式和(24’)式的传递函数的矩阵 GIn表示的处理的高谐波补偿控制器应用于系统连接逆变器系统的控制 电路的情况，作为本发明的第七实施方式进行说明。
图16是用于说明第七实施方式的系统连接逆变器系统的框图。该 图中，在与图6所示的控制电路7相同或者类似的要素标注相同的符 号。图16表示的控制电路7在第一实施方式的控制电路7(参照图6) 追加了高谐波补偿控制器9。
高谐波补偿控制器9用于控制高谐波成分，被输入从三相/二相 转换部73输出的α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ，生成用于高谐 波抑制控制的高谐波补偿信号Yα、Yβ。高谐波补偿控制器9包括：用 于抑制5次高谐波的正相部分的5次高谐波补偿部91；用于抑制7次高谐波的正相部分的7次高谐波补偿部92；和用于抑制11次高谐波的 正相部分的11次高谐波补偿部93。
5次高谐波补偿部91用于抑制5次高谐波的正相部分。5次高谐 波补偿部91进行由在上述(24’)式的传递函数的矩阵GIn中用于对设 为n＝5的5次高谐波的正相部分进行控制的传递函数的矩阵GI5表示 的处理。即，5次高谐波补偿部91进行下述(25)式所示的处理，输出5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5。将角频率ω0预先设定为系统电压的 基波的角频率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[Hz]))，预先设计积 分增益KI5。另外，5次高谐波补偿部91还进行使稳定裕度最大化的处 理，其中，还进行用于为了校正在控制循环中的相位的延迟量而设为 反相位的相位调整。另外，α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ分别与 本发明的“第一输入信号”和“第二输入信号”对应，5次高谐波补偿 信号Yα5、Yβ5分别与本发明的“第一输出信号”和“第二输出信号” 对应。
在本实施方式中，5次高谐波补偿部91在频率加权中使用传递函 数的矩阵GI5，利用作为线性控制理论之一的H∞回路成形法进行设计。 在5次高谐波补偿部91进行的处理因为由传递函数的矩阵GI5表示， 所以是线性时不变的处理。因此，能够进行使用有线性控制理论的控 制系统设计。
另外，在控制系统的设计中使用的设计方法不限于此，也能够使 用其它的线性控制理论。例如，也可以使用环形整形法、优化控制、H∞ 控制、混合灵敏度问题等进行设计。另外，也可以预先根据相位的延 迟量计算并设定用于进行调整的相位θ5。例如，如果是在控制对象相 位延迟了90度的情况，则为了使相位延迟180度，也可以设定为θ5＝－90度。在该情况下，在上述(25)式中追加基于相位θ5的旋转转 换矩阵。
7次高谐波补偿部92用于抑制7次高谐波的正相部分。7次高谐 波补偿部92进行由在上述(24)式的传递函数的矩阵GIn中用于对设 为n＝7的7次高谐波的正相部分进行控制的传递函数的矩阵GI7表示 的处理。即，7次高谐波补偿部92进行下述(26)式所示的处理，输出7次高谐波补偿信号Yα7、Yβ7。将角频率ω0预先设定为系统电压的 基波的角频率，预先设计积分增益KI7。另外，7次高谐波补偿部92 还进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行用于为了校正在控制 循环中的相位的延迟量而设为反相位的相位调整。7次高谐波补偿部92也按照与5次高谐波补偿部91同样的方法设计。
11次高谐波补偿部93用于抑制11次高谐波的正相部分。11次高 谐波补偿部93进行由在上述(24’)式的传递函数的矩阵GIn中用于对 设为n＝11的11次高谐波的正相部分进行控制的传递函数的矩阵GI11表示的处理。即，11次高谐波补偿部93进行下述(27)式所示的处理， 输出11次高谐波补偿信号Yα11、Yβ11。将角频率ω0预先设定为系统电 压的基波的角频率，预先设计积分增益KI11。另外，11次高谐波补偿 部93还进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行用于为了校正在 控制循环中的相位的延迟量而设为反相位的相位调整。11次高谐波补 偿部93也按照与5次高谐波补偿部91同样的方法设计。
将5次高谐波补偿部91输出的5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5、7 次高谐波补偿部92输出的7次高谐波补偿信号Yα7、Yβ7和11次高谐 波补偿部93输出的11次高谐波补偿信号Yα11、Yβ11分别相加，作为 高谐波补偿信号Yα、Yβ从高谐波补偿控制器9输出。另外，在本实 施方式中，说明了高谐波补偿控制器9具备5次高谐波补偿部91、7 次高谐波补偿部92和11次高谐波补偿部93的情况，但不限于该情况。 高谐波补偿控制器9可以根据需要进行抑制的高谐波的次数进行设计。 例如，在希望仅抑制5次高谐波的情况下，可以仅具备5次高谐波补偿部91。另外，在还希望也抑制13次高谐波的情况下，还可以进一步 具备在上述(24)式的传递函数的矩阵GIn中进行由设为n＝13的传递 函数的矩阵GI13表示的处理的13次高谐波补偿部。
从高谐波补偿控制器9输出的高谐波补偿信号Yα、Yβ与从电流 控制器74输出的校正值信号Xα、Xβ相加。在二相/三相转换部76， 输入相加有高谐波补偿信号Yα、Yβ的校正值信号Xα、Xβ。
在本实施方式中，5次高谐波补偿部91以不进行旋转坐标转换和 静止坐标转换的方式在静止坐标系下进行控制。传递函数的矩阵GI5是表示与在进行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的 处理等效的处理的传递函数的矩阵。
另外，在5次高谐波补偿部91进行的处理因为由传递函数的矩阵 GI5表示，所以是线性时不变的处理。另外，在5次高谐波补偿的控制 循环中不包括作为非线性时变处理的旋转坐标转换处理和静止坐标转 换处理，因此成为线性时不变系统。因此，能够进行使用有线性控制 理论的控制系统设计或者系统分析。这样，通过使用上述(25)式所 示的传递函数的矩阵GI5，能够使在进行旋转坐标转换后进行I控制、 然后进行静止坐标转换的非线性的处理，回归到线性时不变的多输入 输出系统，由此能够容易地进行系统分析或者控制系统设计。
7次高谐波补偿部92和11次高谐波补偿部93也同样，在7次高 谐波补偿部92和11次高谐波补偿部93中进行的处理也是线性时不变 的处理，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计或者系统分析。
另外，在本实施方式中，说明了传递函数的矩阵的各元素的积分 增益是相同的情况，但也可以使用按每个元素不同的值。例如，也能 够设计成提供提高α轴成分的快速响应性或者提高稳定性等的附加特 性。另外，还能够将(1，2)元素和(2，1)元素的积分增益KI设计 为“0”，提供控制正相部分、反相部分的双方这样的附加特性。关于 控制正相部分、反相部分双方的情况在后面叙述。
另外，在本实施方式中，说明了分别单独设计5次高谐波补偿部 91、7次高谐波补偿部92、11次高谐波补偿部93的情况，但不限于此。 也可以使积分增益共用地一次性设计5次高谐波补偿部91、7次高谐 波补偿部92、11次高谐波补偿部93。
在第七实施方式中说明了控制各高谐波的正相部分的情况，但不 限于此。也可以控制各高谐波的反相部分。在该情况下，可以使用将 在控制正相部分时使用的传递函数的矩阵GIn的(1，2)元素与(2，1) 元素交换而得的矩阵。另外，也可以进行正相部分、反相部分的双方 控制。以下，作为第八实施方式说明进行正相部分、反相部分的双方 控制的情况。
如上所述，由矩阵GI的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数 所示的处理，使正相部分和反相部分以相位不发生变化的方式通过(参 照图7(a))，因此当使用将上述(12)式所示的矩阵GI的(1，2)元 素和(2，1)元素设为“0”而得的矩阵时，能够进行正相部分、反相 部分的双方控制。关于矩阵Gn、GIn也同样，当在上述(23)、(24)式 中使用将(1，2)元素和(2，1)元素设为“0”而得的矩阵时，能够 进行正相部分、反相部分的双方控制。
第八实施方式的控制电路是在图16所示的控制电路7中将在5次 高谐波补偿部91、7次高谐波补偿部92和11次高谐波补偿部93中分 别使用的传递函数的矩阵GI5、GI7、GI11的(1，2)元素和(2，1)元 素设为“0”而得的控制电路。在第八实施方式中，能够进行各次数的 高谐波的正相部分、反相部分的双方控制。另外，在第八实施方式中 也与第七实施方式同样地，起到能够进行使用有线性控制理论的控制 系统设计或者系统分析这样的效果。
图17是用于说明在第八实施方式中进行的模拟结果的图。
进行了当在系统连接逆变器系统A(参照图16)的各相电流上加 入不平衡干扰和各高谐波干扰，并将目标电流设为20[A]时的模拟。 图17表示有由电流传感器5检测出的各相的输出电流的电流信号Iu、Iv、Iw的波形。该图(a)表示刚刚开始模拟，该图(b)表示开始模 拟后50秒。如该图(b)所示，电流信号Iu、Iv、Iw的各波形成为抑 制了各高谐波成分的平滑的波形。
图18和图19用于说明在第八实施方式中进行的实验结果。
在与包含不平衡干扰和各高谐波干扰的电力系统B连接的系统连 接逆变器系统A(参照图16)中，在设置有高谐波补偿控制器9(仅5 次高谐波补偿部91和7次高谐波补偿部92)与不设置高谐波补偿控制 器9的情况下进行了实验。图18表示成为稳定状态时的U相的电流信 号Iu的波形。该图(a)表示不设置高谐波补偿控制器9的情况，该图(b)表示设置有高谐波补偿控制器9的情况。与该图(a)相比较， 该图(b)的波形更加成为抑制了5次和7次高谐波成分的平滑的波形。 图19表示成为稳定状态时的电流信号Iu、Iv、Iw中包含的各高谐波成 分的比例的表，表示在将基波成分的比例设为100时的各高谐波成分 的比例。该图(a)表示不设置高谐波补偿控制器9的情况，该图(b) 表示设置有高谐波补偿控制器9的情况。与该图(a)的表相比较，该图(b)的表显示出更加抑制了5次和7次高谐波成分。
在上述第七和第八实施方式中，说明了将3个电流信号Iu、Iv、Iw 转换为α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ进行控制的情况，但不限于 此。例如，也可以使用3个电流信号Iu、Iv、Iw直接进行控制。以下， 作为第九实施方式说明该情况的实施方式。
图20是用于说明第九实施方式的控制电路的框图。在该图中，在 与图11所示的控制电路7”相同或者类似的要素标注相同的符号。
图20表示的控制电路7”在第三实施方式的控制电路7”(参照图 11)中追加了高谐波补偿控制器9’。在高谐波补偿控制器9’中，5次 高谐波补偿部91’、7次高谐波补偿部92’和11次高谐波补偿部93’使 用3个电流信号Iu、Iv、Iw进行直接控制这一点与第七实施方式的高 谐波补偿控制器9(参照图16)不同。
三相/二相转换和二相/三相转换由上述(1)式和(4)式表示， 因此在进行三相/二相转换后进行由传递函数的矩阵Gn表示的处理、 然后进行二相/三相转换的处理，由下述(28)式所示的传递函数的 矩阵G’n表示。
其中，在n＝3k+1(k＝1，2，…)的情况下，
另外，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情况下，
因此，在进行三相/二相转换后进行由传递函数的矩阵GIn表示的 处理、然后进行二相/三相转换的处理，由下述(29)式所示的传递 函数的矩阵G’In表示。
其中，在n＝3k+1(k＝0，1，2，…)的情况下，
其中，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情况下，
5次高谐波补偿部91’被输入从电流传感器5输出的3个电流信号 Iu、Iv、Iw，生成用于抑制5次高谐波的正相部分的5次高谐波补偿信 号Yu5、Yv5、Yw5，进行下述(30)式所示的处理。另外，传递函数 的矩阵G’I5是在上述(29)式的传递函数的矩阵G’In中设为n＝5而得 的矩阵。另外，5次高谐波补偿部91’进行使稳定裕度最大化的处理， 其中，进行用于为了校正在控制循环中的相位的延迟量而设为反相位 的相位调整。另外，电流信号Iu、Iv、Iw分别与本发明的“第一输入 信号”、“第二输入信号”和“第三输入信号”对应，5次高谐波补偿信 号Yu5、Yv5、Yw5分别与本发明的“第一输出信号”、“第二输出信号” 和“第三输出信号”对应。
在本实施方式中，5次高谐波补偿部91’在频率加权中使用传递函 数的矩阵G’I5，利用作为线性控制理论之一的H∞回路成形法进行设计。 在5次高谐波补偿部91’进行的处理因为由传递函数的矩阵G’I5表示， 所以是线性时不变的处理。因此，能够进行使用了线性控制理论的控 制系统设计。5次高谐波补偿部91’与第七实施方式的5次高谐波补偿 部91同样地设计。另外，也可以使用其它的线性控制理论进行设计。
7次高谐波补偿部92’被输入从电流传感器5输出的3个电流信号 Iu、Iv、Iw，生成用于抑制7次高谐波的正相部分的7次高谐波补偿信 号Yu7、Yv7、Yw7，进行下述(31)式所示的处理。另外，传递函数 的矩阵G’I7是在上述(29)式的传递函数的矩阵G’In中设为n＝7而得 的矩阵。另外，7次高谐波补偿部92’进行使稳定裕度最大化的处理， 其中，进行用于为了校正在控制循环中的相位的延迟量而设为反相位 的相位调整。7次高谐波补偿部92’也按照与5次高谐波补偿部91’同 样的方法设计。
11次高谐波补偿部93’被输入从电流传感器5输出的3个电流信号 Iu、Iv、Iw，生成用于抑制11次高谐波的正相部分的11次高谐波补偿 信号Yu11、Yv11、Yw11，进行下述(32)式所示的处理。另外，传递函 数的矩阵G’I11是在上述(29)式的传递函数的矩阵G’In中设为n＝11 而得的矩阵。另外，11次高谐波补偿部93’进行使稳定裕度最大化的处 理，其中，进行用于为了校正在控制循环中的相位的延迟量而设为反 相位的相位调整。11次高谐波补偿部93’也按照与5次高谐波补偿部 91’同样的方法设计。
将5次高谐波补偿部91’输出的5次高谐波补偿信号Yu5、Yv5和Yw5；7次高谐波补偿部92’输出的7次高谐波补偿信号Yu7、Yv7和Yw7； 与11次高谐波补偿部93’输出的11次高谐波补偿信号Yu11、Yv11和Yw11分别相加，作为高谐波补偿信号Yu、Yv和Yw从高谐波补偿控制器9’ 输出。另外，高谐波补偿控制器9’可以根据需要进行抑制的高谐波的 次数进行设计。例如，在希望仅抑制5次高谐波的情况下，可以仅包 括5次高谐波补偿部91’，在还希望也抑制13次高谐波的情况下，还 可以进行由在上述(25)式的传递函数的矩阵G’In中设为n＝13的传 递函数的矩阵G’I13表示的处理的13次高谐波补偿部。
从高谐波补偿控制器9’输出的高谐波补偿信号Yu、Yv、Yw与从 电流控制器74”输出的校正值信号Xu、Xv、Xw相加。相加有高谐波 补偿信号Yu、Yv、Yw的校正值信号Xu、Xv、Xw分别与系统对抗量 生成部72输出的系统指令值信号Ku、Kv、Kw相加，而将指令值信 号X’u、X’v、X’w算出，并输出到PWM信号生成部77。
在本实施方式中，在5次高谐波补偿部91’进行的处理因为由传递 函数的矩阵G’I5表示，所以是线性时不变的处理。另外，因为在5次 高谐波补偿的控制环中不包括作为非线性时变处理的旋转坐标转换处 理和静止坐标转换处理，所以成为线性时不变系统。因此，能够进行 使用有线性控制理论的控制系统设计或者系统分析。关于7次高谐波 补偿部92’和11次高谐波补偿部93’也同样。
在第九实施方式中，在控制各高谐波的反相部分的情况下，可以 使用将在控制正相部分时使用的传递函数的矩阵G’In的元素内的GIn12 (s)、GIn23(s)和GIn31(s)与GIn13(s)、GIn21(s)和GIn32(s)交换 了的矩阵(即，矩阵G’In的转置矩阵)。另外，也可以进行正相部分、反相部分的双方控制。以下，在第九实施方式中，说明5次高谐波补 偿部91’、7次高谐波补偿部92’和11次高谐波补偿部93’进行正相部 分、反相部分的双方控制的情况。
在上述(28)式中，当考虑将矩阵Gn的(1，2)元素和(2，1) 元素设为“0”时，能够计算下述(33)式所示的传递函数的矩阵G”n。
因此，5次高谐波补偿部91’在进行正相部分、反相部分的双方控 制的情况下，可以使用在下述(34)式的传递函数的矩阵G”In中设为n ＝5的矩阵G”I5。同样，7次高谐波补偿部92’在进行正相部分、反相 部分的双方控制的情况下，可以使用在下述(34)式的传递函数的矩 阵G”In中设为n＝7的矩阵G”I7，11次高谐波补偿部93’在进行正相部 分、反相部分的双方控制的情况下，可以使用在下述(34)式的传递 函数的矩阵G”In中设为n＝11的矩阵G”I11，
在上述第七至第九实施方式中，说明了5次高谐波补偿部91(91’)、 7次高谐波补偿部92(92’)和11次高谐波补偿部93(93’)进行代替 I控制的控制的情况，但不限于此。例如，也可以进行代替PI控制的 控制。在第七实施方式中，在要使5次高谐波补偿部91、7次高谐波 补偿部92和11次高谐波补偿部93进行代替PI控制的控制的情况下， 当n＝3k+1(k＝1，2，……)时，可以使用在上述(11)式中将ω0设为n·ω0并按下述(35)式那样计算出的传递函数的矩阵GPIn。另外， 当n＝3k+2(k＝0，1，2，……)时，可以使用在上述(11)式中将 ω0设为n·ω0，交换(1，2)元素与(2，1)元素，并按下述(35’)式 那样计算出的传递函数的矩阵GPIn。另外，下述(35)式和(35’)式 也能够在上述(23)式和(23’)式中设为F(s)＝KP+KI/s而算出。
在要使5次高谐波补偿部91进行代替PI控制的控制的情况下，可 以使用在上述(35’)式中设为n＝5的矩阵GPI5，在要使7次高谐波补 偿部92进行代替PI控制的控制的情况下，可以使用在上述(35)式 中设为n＝7的矩阵GPI7，在要使11次高谐波补偿部93进行代替PI 控制的控制时，可以使用在上述(35’)式中设为n＝11的矩阵GPI11。
在第八实施方式中，在要使5谐波补偿单元91、7次高谐波补偿 部92和11次高谐波补偿部93进行代替PI控制的控制的情况下，可以 使用将上述(35)式和(35’)式所示的传递函数的矩阵GPIn的(1，2) 元素和(2，1)元素设为“0”的矩阵。
在第九实施方式中，在要使5次高谐波补偿部91’、7次高谐波补 偿部92’和11次高谐波补偿部93’进行代替PI控制的控制的情况下， 可以使用下述(36)式所示的传递函数的矩阵G’PIn。
其中，在n＝3k+1(k＝1，2，…)的情况下，
其中，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情况下，
在第九实施方式中，在控制各高谐波的反相部分的情况下，当要 使5次高谐波补偿部91’、7次高谐波补偿部92’和11次高谐波补偿部 93’进行代替PI控制的控制时，可以使用将上述(36)式所示的传递函 数的矩阵G’PIn的元素内的GPIn 12(s)、GPIn23(s)和GPIn31(s)与GPIn13 (s)、GPIn21(s)和GPIn32(s)交换而得的矩阵(即，矩阵G’PIn的转 置矩阵)。另外，在第九实施方式中，在进行正相部分、反相部分的双 方控制的情况下，当要使5次高谐波补偿部91’、7次高谐波补偿部92’ 和11次高谐波补偿部93’进行代替PI控制的控制时，可以使用下述(37) 式所示的传递函数的矩阵G”PIn。
在进行代替PI控制的控制的情况下，通过调整比例增益KP，具有 能够附加过渡时的阻尼效果这样的优点，但是具有易于受到模型化误 差的影响这样的缺点。反之，在进行代替I控制的控制时，具有不能够 附加过渡时的阻尼效果这样的缺点，但是具有难以受到模型化误差的 影响这样的优点。
另外，5次高谐波补偿部91(91’)、7次高谐波补偿部92(92’) 和11次高谐波补偿部93(93’)也可以进行代替除I控制和PI控制以 外的控制的控制。在上述(23)式和(23’)式中，通过将传递函数F (s)作为各控制的传递函数，能够计算表示与在进行旋转坐标转换后进行该控制、然后进行静止坐标转换处理等效的处理的传递函数的矩 阵。因此，既能够设为进行代替PID控制(当将比例增益设为KP，将 积分增益设为KI，将微分增益设为KD时，传递函数由F(s)＝KP+ KI/s+KD·s表示。)的控制，也能够设为进行代替D控制(微分控制： 当将微分增益设为KD时，传递函数由F(s)＝KD·s表示。)、P控制(比 例控制：当将比例增益设为KP时，传递函数由F(s)＝KP表示。)、 PD控制、ID控制等的控制。
在上述第七至第九实施方式中说明了控制输出电流的情况，但不 限于此。例如，也可以控制输出电压。在该情况下，成为在第四实施 方式的控制电路8(参照图13)中追加高谐波补偿控制器9的结构。 在该情况下，也能够起到与第七实施方式同样的效果。另外，即使在 控制输出电压的情况下，也能够使用在上述第七至第九实施方式中说 明过的各控制方法。例如，既可以进行正相部分、反相部分的双方控 制，也可以直接使用3个电压信号Vu、Vv、Vw进行控制，还可以进 行代替PI控制的控制。另外，还可以成为在第五实施方式的控制电路 8’(参照图14)中追加了高谐波补偿控制器9的结构。
接着，说明用于防止高谐波的抑制控制发散的方法。
在上述第七实施方式(参照图16)中，5次高谐波补偿部91进行 用于为了校正在控制循环中的相位的延迟量而设为反相位的相位调 整。被调整的相位基于与电力系统B连接前的系统连接逆变器系统A 的阻抗(主要由滤波器电路3的电抗器的电感和电容器的电容决定) 而设定。在将系统连接逆变器系统A连接到电力系统B的情况下，当 电力系统B的负载条件与设想的不同时，存在滤波器电路3的谐振点 偏移或者增加的情况。在该情况下，被调整的相位并不合适，存在控 制发散的情况。
图21表示从逆变器电路2的输出电压到系统连接逆变器系统A的 输出电流的传递函数的波特图，表示系统连接逆变器系统A与电力系 统B连接前的传递函数和连接后的传递函数的1个例子。
当将系统电压的基波的角频率ω0设为120π[rad/sec](60[Hz]) 时，5次高谐波的角频率成为600π(≈1885)[rad/sec](300[Hz])。 依据该图，5次高谐波的相位在连接前延迟大约90度，而在连接后延 迟大约270度。即，即使调整相位使得在连接前控制成为负反馈控制， 在连接后还是成为正反馈控制，控制发散。以下，作为第十实施方式 说明具备了用于防止这种控制发散的结构的情况。
图22用于说明第十实施方式的高谐波补偿控制器，表示有5次高 谐波补偿部91及在其后一级设置的发散防止部。
发散防止部94用于防止5次高谐波的抑制控制的发散。发散防止 部94在判别为控制存在发散倾向的情况下，将从5次高谐波补偿部91 输入的5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5的相位变更后输出。发散防止部 94具备发散判别部941和相位变更部942。
发散判别部941用于判别是否控制存在发散倾向。发散判别部941 将从5次高谐波补偿部91输入的5次高谐波补偿信号Yα5(或者，5 次高谐波补偿信号Yβ5)与规定的阈值进行比较，在5次高谐波补偿信 号Yα5比规定的阈值大的情况下判别为控制存在发散倾向。发散判别 部941在判别为控制存在发散倾向的情况下，向相位变更部942输出 判别信号。另外，由发散判别部941进行的发散倾向的判别方法不限 于此。例如，也可以在5次高谐波补偿信号Yα5大于规定的阈值的状 态持续了规定时间的情况下，判别为控制存在发散倾向。另外，也可 以常时保存5次高谐波补偿信号Yα5的最大值，基于其最大值的倾斜 度判别是否存在发散倾向。
相位变更部942将从5次高谐波补偿部91输入的5次高谐波补偿 信号Yα5、Yβ5的相位变更后输出。相位变更部942进行下述(38)式 所示的处理，输出5次高谐波补偿信号Y’α5、Y’β5。
在Δθ5中设定初始值“0”，直到从发散判别部941输入判别信号为 止，不变更5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5的相位地照原样输出。当从 发散判别部941输入了判别信号时，相位变更部942使Δθ5变化，并输 出相位被变更的5次高谐波补偿信号Y’α5、Y’β5。当没有从发散判别 部941输入判别信号时，固定Δθ5，输出相位被变更的5次高谐波补偿 信号Y’α5、Y’β5。相位变更部942在使Δθ5变化(例如增加)时，在5 次高谐波补偿信号Yα5更大的情况下，通过使Δθ5向反方向变化(例如 减少)，来探索用于使控制收束的Δθ5。
在控制存在发散倾向的情况下，使Δθ5变化来探索适当的Δθ5，在 控制不存在发在倾向的情况下，固定Δθ5，输出相位适当被变更的5次 高谐波补偿信号Y’α5、Y’β5。由此，能够防止控制发散。
另外，用于防止控制发散的结构不限于此。也能够用其它的方法 防止控制的发散。
图23是用于说明第十实施方式的其它实施例的高谐波补偿控制器 的图，表示5次高谐波补偿部91及在其后一级设置的发散防止部。
发散防止部94’用于防止5次高谐波的抑制控制的发散。发散防止 部94’在判别为控制存在发散倾向的情况下，停止从5次高谐波补偿部 91输入的5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5的输出。发散防止部94’在代 替相位变更部942而设置输出停止部943这一点与图22所示的发散防 止部94不同。
输出停止部943在没有从发散判别部941输入判别信号的期间， 照原样输出5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5，在从发散判别部941输入 了判别信号的情况下，停止5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5的输出。
在控制不存在发散倾向的情况下，照原样输出从5次高谐波补偿 部91输入的5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5，在控制存在发散倾向的情 况下，停止5次高谐波补偿信号Yα5、Yβ5的输出。当不输出5次高谐 波补偿信号Yα5、Yβ5时，因为不进行5次高谐波的抑制控制，所以能 够防止发生控制的发散。即使不进行5次高谐波的抑制控制，对其它 的控制也不会带来影响。
另外，也可以在输出停止部943的前一级设置图22所示的相位变 更部942，在停止5次高谐波的抑制控制的期间探索Δθ5，在决定了Δθ5以后解除输出停止部943的停止。
另外，在7次高谐波补偿部92和11次高谐波补偿部93中也设置 同样的结构，能够防止各高谐波抑制控制的发散。另外，在第八和第 九实施方式中也同样地能够防止各高谐波抑制控制的发散。
在上述第七至第十实施方式中，说明了在系统连接逆变器系统(逆 变器系统)的控制电路中追加了高谐波补偿控制器9的情况，但不限 于此。例如，也可以在高谐波补偿装置、电力用有源滤波器、不平衡 补偿装置、静止型无效电力补偿装置(SVC、SVG)、不间断电源装置 (UPS)等的控制电路中追加高谐波补偿控制器9(9’)。另外，也可 以不进行基波的控制(不设置电流控制器)，而仅进行高谐波的补偿。 例如，高谐波补偿装置在图16或图20中去掉电流控制器74(74”)， 在由高谐波补偿控制器9(9’)进行的高谐波抑制中使功能特殊化。另 外，不限于对将直流转换为三相交流的逆变器电路进行控制的控制电 路，例如，也可以在将三相交流转换为直流的转换器电路(参照图15 中表示的第六实施方式)或者转换三相交流的频率的循环转换器等的 控制电路中追加高谐波补偿控制器9(9’)。
接着，说明将本发明的控制电路应用于电动机驱动用逆变器电路 的控制电路中的情况。电动机驱动用逆变器电路是用于驱动作为使用 交流电力的电动机(电动机)的交流电动机(例如，感应电动机、同 步电动机等)的逆变器电路。
现有的一般电动机驱动用逆变器电路的控制电路输入电流传感器 检测出的电流信号I以及旋转速度/位置检测电路计算出的角频率ω0和相位θ，并基于这些信号生成PWM信号输出到逆变器电路。另外， 旋转速度/位置检测电路检测电动机转子的旋转速度和旋转位置，并 根据他们计算在控制电路的控制中使用的角频率ω0和相位θ。
交流电动机应用于各种领域，近年来，用于实现高输出化或运转 速度范围扩大等的高速运转的要求正在高涨。为了使交流电动机高速 运转，电流控制的稳定性是重要的。现有的电动机驱动用逆变器电路 的控制电路由于在旋转坐标系下进行控制，因此d轴控制系统与q轴 控制系统的干扰成为问题。由于如果因电动机的电感而d轴控制系统 与q轴控制系统发生干扰，则电流控制变得不稳定，因此通过由非干 扰部计算并调整干扰量而抑制干扰。
然而，难以正确地把握电动机的电感。因此，当电动机高速化而 角频率ω0增大时，由非干扰部计算出的干扰量的误差增大。由此，非 干扰处理变得不稳定，由控制电路进行的控制变得不稳定。另外，因 为进行非线性时变处理，所以不能够使用线性控制理论设计控制系统。 因此，难以进行兼顾高速响应性和稳定性的控制设计。
以下，作为第十一实施方式说明将进行由上述(12)式的传递函 数的矩阵GI表示的处理的电流控制器应用于电动机驱动用逆变器电路 的控制电路中而使得在静止坐标系下进行控制的电动机驱动装置。
图24是用于说明第十一实施方式的电动机驱动装置的框图。在图 中，在与图1所示的系统连接逆变器系统A相同或者类似的要素标注 相同的符号。
如该图所示，电动机驱动装置D包括逆变器电路2和控制电路10， 将直流电源1输出的直流电力转换为交流电力供给到电动机M。在逆 变器电路2的输出线设置电流传感器5，电流传感器5检测在电动机M 的各相电动机绕组中流过的电流。控制电路10进行控制，使得电流传 感器5检测出的电流信号与目标值一致。在电动机M中预先设置旋转 速度检测电路11，检测电动机M的转子的旋转速度，计算角频率ω0。
直流电源1输出直流电力，例如，通过转换器或者整流器将电力 系统供给的交流电力转换为直流电力后输出。另外，也可以具备蓄电 池、燃料电池、电二重层电容器、锂离子电池或者太阳能电池。
逆变器电路2将从直流电源1输入的直流电压转换为交流电压后 输出。逆变器电路2包括未图示的具备3组6个开关元件的PWM控 制型的三相逆变器，基于从控制电路10输入的PWM信号，通过切换 各开关元件的导通与断开，将从直流电源1输入的直流电压转换为交 流电压。
电动机M是使用三相交流电力的电动机，例如，是三相感应电动 机或者三相同步电动机。电流传感器5检测从逆变器电路2输出的各 相交流电流(即，流经电动机M的各相电动机绕组的电流)。检测出 的电流信号I(Iu、Iv、Iw)被输入到控制电路10。旋转速度检测电路 11通过编码器等检测电动机M的转子的旋转速度，在检测出的旋转速 度中加入滑移角速度，计算角频率ω0。被算出的角频率ω0输入到控制 电路10。另外，旋转速度检测电路11也可以检测电动机M的转子的 旋转速度，并将该旋转速度输出到控制电路10，控制电路10计算角频 率ω0。
控制电路10控制逆变器电路2，例如，由微机等实现。控制电路 10在从旋转速度检测电路11输入角频率ω0这一点和不设置系统对抗 量生成部72这一点与第一实施方式的控制电路7不同(参照图6)。
在本实施方式中，由于控制电路10以不进行旋转坐标转换和静止 坐标转换的方式在静止坐标系下进行控制，因此不发生由电感引起的 控制的干扰。因此，即使在高速运转电动机M的情况下，也能够进行 稳定的控制。另外，由于不发生由电感引起的控制的干扰，因此不需 要设置非干扰部。另外，如上述那样，传递函数的矩阵GI是表示与进 行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的处理等效的处 理的传递函数的矩阵。
另外，在电流控制器74中进行的处理因为由传递函数的矩阵GI表示，所以是线性时不变的处理。另外，在控制电路10中不包括作为 非线性时间处理的旋转坐标转换处理和静止坐标转换处理，电流控制 系统整体成为线性时不变系统。因此，能够进行使用了线性控制理论 的控制系统设计或者系统分析。因此，能够进行兼顾高速响应性和稳 定性的控制设计，因此具有高速响应性并且能够进行稳定的控制。这 样，通过使用上述(12)式所示的传递函数的矩阵GI，能够使在进行 旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的非线性的处理回 归到线性时不变的多输入输出系统，由此能够容易地进行系统分析或者控制系统设计。
另外，在本实施方式中也如上述第一至第三实施方式中记载的那 样，可以控制电流信号I(Iu、Iv、Iw)的基波成分的反相部分，或者 进行正相部分、反相部分的双方控制，也可以使用3个电流信号Iu、 Iv、Iw直接进行控制。另外，电流控制器74也可以进行代替PI控制 的控制或者代替其它控制的控制。
在通过逆变器进行电动机驱动的情况下，存在流经电动机的电流 中包含高谐波成分的情况。高谐波成分以PWM信号生成时的停顿时 间的添加、电流传感器的不平衡或者偏移、从直流电源输出的直流电 压的摆动、电动机的结构等为原因而发生。当在电动机驱动中包含高 谐波成分时，过电流或者噪声产生、控制性能降低等，因此需要抑制 高谐波成分。因此，如在上述第七至第十实施方式中记载的那样，也 可以在控制电路10中设置高谐波补偿控制器9(9’)，抑制高谐波成分。 在该情况下，在高谐波补偿控制器9(9’)中使用的角频率ω0也从旋 转速度检测电路11输入。
接着，说明补偿转矩波动的方法。
在电动机的转矩控制中，重视发生转矩的品质。与高谐波同样地， 以PWM信号生成时的停顿时间的附加、电流传感器的不平衡或者偏 移、从直流电源输出的直流电压的摇动、电动机的构造等为原因，在 转矩中发生脉动。作为去除该转矩的周期波动的方法，具有在与转矩 指令值对应的电流目标值叠加补偿转矩波动的适当的补偿信号(以下， 设为“转矩波动补偿信号”。)的方法。转矩波动补偿信号一般是5、7、 11次等高谐波成分。因此，高谐波补偿控制器9(参照图16)可以代 替补偿高谐波而进行追随转矩波动补偿信号的控制。即，可以向高谐 波补偿控制器9输入α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ与各自的目标 值的偏差，而代替输入α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ。
在5次高谐波补偿部91、7次高谐波补偿部92和11次高谐波补 偿部93，分别输入α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ与α轴电流目 标值和β轴电流目标值的偏差ΔIα、ΔIβ，但各高谐波补偿部91、92、 93根据振幅特性(参照图7)仅控制分别对应的高谐波成分。因此，例如，在5次高谐波补偿部91中，控制为使得包含于α轴电流信号Iα 和β轴电流信号Iβ中的5次高谐波成分，追随叠加于α轴电流目标值 和β轴电流目标值的转矩波动补偿信号的5次高谐波成分。由此，通 过使从逆变器电路2流入电动机M的电流追随叠加有转矩波动补偿信号的电流目标值，能够去除转矩的周期波动。另外，在使用3个电流 信号Iu、Iv、Iw进行直接控制的情况下也同样地，可以向高谐波补偿 控制器9’(参照图20)输入电流信号Iu、Iv、Iw与各自的目标值的偏 差，而代替输入电流信号Iu、Iv、Iw。
在上述第一至第十一实施方式中，说明了逆变器电路2是三相逆 变器电路，且向三相的电力系统B或者三相交流电动机供电的情况， 但不限于此。本发明的控制电路也能够应用于单相逆变器电路向单相 的电力系统或者单相交流电动机供电的情况。作为本发明的第十二实 施方式，以下说明将本发明应用于在单相系统连接逆变器系统设置的 单相逆变器电路的控制电路的情况。
图25是用于说明第十二实施方式的单相系统连接逆变器系统的框 图。在该图中，在与第一实施方式的系统连接逆变器系统A(参照图6) 相同或者相似的要素标注相同的符号。
如该图所示，系统连接逆变器系统E具备直流电源1、逆变器电路 2”、滤波器电路3、变压电路4、电流传感器5、电压传感器6和控制 电路12。逆变器电路2”是单相逆变器，是具备未图示的2组4个开关 元件的PWM控制型逆变器电路。系统连接逆变器系统E将直流电源1 输出的直流电力转换为交流电力，供给到单相交流的电力系统B’。
控制电路12在不具备三相/二相转换部73和二相/三相转换部 76这一点和代替电流控制器74而设置第二实施方式的α轴电流控制器 74’(参照图9)这一点与第一实施方式的控制电路7(参照图6)不同。
在α轴电流控制器74’，输入单相用的电流传感器5检测出的单相 的电流信号(α轴电流信号)与作为其目标值的α轴电流目标值的偏差。 α轴电流控制器74’进行由作为矩阵GI的(1，1)元素和(2，2)元素 的下述(39)式所示的传递函数GI(s)表示的处理，输出校正值信号 X。在单相系统的情况下，可以仅对α轴电流信号进行处理，因此不需 要生成使相位延迟了90度的信号。
如上所述，α轴电流控制器74’在频率加权中使用传递函数GI(s)， 利用作为线性控制理论之一的H∞回路成形法进行设计。在α轴电流控 制器74’中进行的处理因为由传递函数GI(s)表示，所以是线性时不 变的处理。因此，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计。另 外，还能够使用H∞回路成形法以外的线性控制理论进行设计。
将系统对抗量生成部72输出的系统指令值信号K与α轴电流控制 器74’输出的校正值信号X相加，将指令值信号X’算出，并输入到PWM 信号生成部77’。
PWM信号生成部77’，基于：使输入的指令值信号X’和使指令值 信号X’反转而得的信号；和作为规定频率(例如4kHz)的三角波信号 而生成的载波信号，利用三角波比较法生成PWM信号Pp、Pn。生成 的PWM信号Pp、Pn被输出到逆变器电路2”。另外，PWM信号生成 部77’还将使PWM信号Pp、Pn反转而得的信号输出到逆变器电路2”。
在本实施方式中也能够起到与第一实施方式的情况同样的效果。 另外，控制电路12由于不需要使α轴电流信号的相位延迟90度而得 的信号，因此不需要设置生成使相位延迟90度的信号的结构。另外， 由于可以仅处理α轴电流信号(由于不需要处理延迟了90度的信号)， 因此结构简单。
另外，在第十二实施方式中也与第四和第五实施方式同样地，也 可以控制输出电压。另外，也可以如第六实施方式那样，在将单相交 流转换为直流的转换器电路的控制电路中使用控制电路12。另外，α 轴电流控制器74’也可以进行代替PI控制的控制或者代替其它控制的 控制。另外，也可以应用于驱动第十一实施方式的交流电动机的情况， 驱动单相交流电动机。
另外，与第七至第十实施方式中记载的同样地，也可以在控制电 路12中设置高谐波补偿控制器，抑制高谐波成分。作为本发明的第十 三实施方式，以下说明在单相的逆变器电路2”的控制电路12设置有高 谐波补偿控制器的情况。
上述(39)式所示的传递函数GI(s)用于控制基波成分。n次高 谐波是使基波的角频率成为n倍的角频率的成分。因此，控制n次高 谐波时的传递函数成为在上述(39)式中将ω0设为n·ω0的下述(40) 式所示的传递函数GIn(s)。下述(40)式是上述(24)、(24’)式所示 的矩阵GIn的(1，1)元素和(2，2)元素。
图26是用于说明第十三实施方式的系统连接逆变器系统的框图。 在该图中，在与图25所示的控制电路12相同或者类似的要素标注相 同的符号。图26所示的控制电路12在第十二实施方式的控制电路12 (参照图25)中追加了高谐波补偿控制器9”。
高谐波补偿控制器9”输入电流传感器5所检测出的电流信号I，生 成用于高谐波抑制控制的高谐波补偿信号Y。高谐波补偿控制器9”包 括：用于抑制5次高谐波的5次高谐波补偿部91”；用于抑制7次高谐 波的7次高谐波补偿部92”；和用于抑制11次高谐波的11次高谐波补 偿部93”。
5次高谐波补偿部91”用于抑制5次高谐波。5次高谐波补偿部91” 进行由用于对在上述(40)式所示的传递函数GIn(s)中设为n＝5的 5次高谐波进行控制的传递函数GI5(s)表示的处理。即，5次高谐波 补偿部91”进行下述(41)式所示的处理，输出5次高谐波补偿信号Y5。角频率ω0预先设定为系统电压的基波的角频率(例如，ω0＝120π [rad/sec](60[Hz]))，预先设计积分增益KI5。另外，5次高谐波 补偿部91”还进行使稳定裕度最大化的处理，其中，还进行用于校正在 控制循环中的相位的延迟量而设为反相位的相位调整。另外，电流信 号I与本发明的“输入信号”对应，5次高谐波补偿信号Y5与本发明 的“输出信号”对应。
在本实施方式中，5次高谐波补偿部91”在频率加权中使用传递函 数GI5(s)，利用作为线性控制理论之一的H∞回路成形法进行设计。 在5次高谐波补偿部91”进行的处理因为由传递函数GI5(s)表示，所 以是线性时不变的处理。因此，能够进行使用有线性控制理论的控制 系统设计。
另外，在控制系统的设计中使用的设计方法不限于此，也能够使 用其它的线性控制理论。例如，也能够使用回路成形法、优化控制、H∞ 控制、混合灵敏度问题等进行设计。另外，也可以根据相位的延迟部 分预先计算并设定用于进行调整的相位θ5。例如，如果是控制对象相 位延迟了90度的情况，则为了使相位延迟180度，可以设定为θ5＝－ 90度。
7次高谐波补偿部92”用于控制7次高谐波。7次高谐波补偿部92” 进行由用于控制在上述(40)式所示的传递函数GIn(s)中设为n＝7 的7次高谐波的传递函数GI7(s)表示的处理。即，7次高谐波补偿部 92”进行下述(42)式所示的处理，输出7次高谐波补偿信号Y7。角频 率ω0预先设定为系统电压的基波的角频率，预先设计积分增益KI7。 另外，7次高谐波补偿部92”还进行使稳定裕度最大化的处理，其中， 还进行用于校正在控制循环中的相位的延迟量而设为反相位的相位调 整。7次高谐波补偿部92”也按照与5次高谐波补偿部91”同样的方法 设计。
11次高谐波补偿部93”用于控制11次高谐波。11次高谐波补偿部 93”进行由用于对在上述(40)式所示的传递函数GIn(s)中设为n＝ 11的11次高谐波进行控制的传递函数GI11(s)表示的处理。即，11 次高谐波补偿部93”进行下述(43)式所示的处理，输出11次高谐波 补偿信号Y11。角频率ω0预先设定为系统电压的基波的角频率，预先 设计积分增益KI11。另外，11次高谐波补偿部93”还进行使稳定裕度最 大化的处理，其中，还进行用于校正在控制循环中的相位的延迟量而 设为反相位的相位调整。11次高谐波补偿部93”也按照与5次高谐波 补偿部91”同样的方法设计。
将5次高谐波补偿部91”输出的5次高谐波补偿信号Y5、7次高谐 波补偿部92”输出的7次高谐波补偿信号Y7与11次高谐波补偿部93” 输出的11次高谐波补偿信号Y11相加，作为高谐波补偿信号Y，从高 谐波补偿控制器9”输出。另外，在本实施方式中，说明了高谐波补偿 控制器9”具备5次高谐波补偿部91”、7次高谐波补偿部92”和11次高 谐波补偿部93”的情况，但不限于此。高谐波补偿控制器9”可以根据 需要抑制的高谐波的次数设计。例如，在希望仅抑制5次高谐波的情 况下，可以仅设置5次高谐波补偿部91”。另外，在进一步还希望抑制 13次高谐波的情况下，还可以设置进行由在上述(16)式所示的传递 函数GIn(s)中设为n＝13的传递函数GI13(s)表示的处理的13次高 谐波补偿部。
从高谐波补偿控制器9”输出的高谐波补偿信号Y与从电流控制器 74’输出的校正值信号X相加。将相加有高谐波补偿信号Y的校正值信 号X与系统对抗量生成部72输出的系统指令值信号K相加，而将指 令值信号X’算出，并输入PWM信号生成部77’。
在本实施方式中，也能够起到与第十二实施方式的情况同样的效 果。另外，如上所述样，传递函数GI5(s)是表示与在进行旋转坐标 转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的处理同样的处理的传递函 数。在5次高谐波补偿部91”中进行的处理因为由传递函数GI5(s)表 示，所以是线性时不变的处理。另外，由于在5次高谐波补偿的控制 环中不包括作为非线性时间处理的旋转坐标转换处理和静止坐标转换 处理，因此成为线性时不变系统。因此，能够进行使用有线性控制理 论的控制系统设计或者系统分析。这样，通过使用传递函数GI5(s)， 能够使进行旋转坐标转换后进行I控制、然后进行静止坐标转换的非线 性的处理回归到线性时不变的多输入输出系统，由此，能够容易地进 行系统分析或者控制系统设计。
关于7次高谐波补偿部92”和11次高谐波补偿部93”也同样地，在 7次高谐波补偿部92”和11次高谐波补偿部93”中进行的处理也是线性 时不变的处理，能够进行使用有线性控制理论的控制系统设计或者系 统分析。
另外，在本实施方式中，说明了分别单独设计5次高谐波补偿部 91”、7次高谐波补偿部92”、11次高谐波补偿部93”的情况，但不限于 此。也可以将积分增益设为共用，一次性设计5次高谐波补偿部91”、 7次高谐波补偿部92”、11次高谐波补偿部93”。
在本实施方式中说明了5次高谐波补偿部91”、7次高谐波补偿部 92”和11次高谐波补偿部93”进行代替I控制的控制的情况，但不限于 此。例如，也可以进行代替PI控制的控制。在本实施方式中，在要使 5次高谐波补偿部91”、7次高谐波补偿部92”和11次高谐波补偿部93” 进行代替PI控制的控制时，可以使用在上述(11)式所示的传递函数 的矩阵GPI的(1，1)元素的传递函数GPI(s)中将ω0设为n·ω0并按 下述(44)式那样计算出的传递函数GPIn(s)。下述(44)式是上述(35)、 (35’)式所示的矩阵GPIn的(1，1)元素和(2，2)元素。
在要使5次高谐波补偿部91”进行代替PI控制的控制的情况下， 可以使用在上述(44)式中设为n＝5而得的传递函数GPI5(s)，在要 使7次高谐波补偿部92”进行代替PI控制的控制的情况下，可以使用 在上述(44)式中设为n＝7而得的传递函数GPI7(s)，在要使11次高 谐波补偿部93”进行代替PI控制的控制的情况下，可以使用在上述(44) 式中设为n＝11而得的传递函数GPI11(s)。
另外，也可以使5次高谐波补偿部91”、7次高谐波补偿部92”和 11次高谐波补偿部93”进行除代替I控制和PI控制以外的控制的控制。 在下述(45)式所示的传递函数Gn(s)(上述(23)、(23’)式所示的 矩阵Gn的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数)中，通过使传递函数F(s)成为各控制的传递函数，能够计算表示与进行旋转坐标转 换后进行该控制、然后进行静止坐标转换的处理同样的处理的传递函 数。
另外，在本实施方式中也与第十实施方式同样地，可以设置发散 防止部。另外，与第四和第五实施方式同样地，也可以控制输出电压。 另外，也可以如第六实施方式那样，在将单相交流转换为直流的转换 器电路的控制电路中使用控制电路12。另外，在应用于驱动第十一实 施方式的交流电动机的情况下，也可以驱动单相交流电动机。
另外，在上述第一、第二、第四至第八、第十一实施方式的控制 电路7(7’、8、8’、10)中，通过代替三相/二相转换部61设置使相 位延迟的结构，还能够对应于单相。作为第十四实施方式，以下说明 通过生成并使用使电流检测器所检测出的电流信号的相位延迟π/2 (90度)而得的信号，来控制单相逆变器电路的情况。
图27是用于说明第十四实施方式的控制电路的框图。在该图中， 在与第一实施方式的控制电路7(参照图6)相同或者类似的要素标注 相同的符号。
图27所示的控制电路13控制单相的逆变器电路2”(参照图25)， 被输入电流传感器5所检测出的单相的电流信号，生成PWM信号， 并将该PWM信号输出到逆变器电路2”。控制电路13在不具备三相/ 二相转换部73和二相/三相转换部76而具备相位延迟部131这一点与第一实施方式的控制电路7(参照图6)不同。
相位延迟部131被输入电流传感器5所检测出的单相的电流信号， 输出该电流信号(α轴电流信号Iα)和使α轴电流信号Iα的相位延迟 π/2而得的β轴电流信号Iβ。相位延迟部131进行使被输入的信号的 相位延迟π/2的希尔伯特转换。理想的希尔伯特转换由下述(46)式 所示的传递函数H(ω)表示。另外，ωs是抽样化角频率，j是虚数单 位。即，所谓希尔伯特转换，是振幅特性不依赖于频率而为一定，使 相位特性在正负的频域延迟π/2的滤波处理。由于不能够实现理想的 希尔伯特转换，因此例如作为FIR(有限脉冲响应)滤波器近似地实现。
另外，相位延迟部131不限于此，只要能够生成使输入信号的相 位延迟π/2的信号即可。例如，也可以使用在申请人申请的日本特愿 2011－231445号中记载的复系数滤波器。另外，也可以使用后述的第 十七实施方式的基波正相部分抽出部F12。
电流控制器74被输入从相位延迟部131输出的α轴电流信号Iα(电 流传感器5所检测出的单相的电流信号)和β轴电流信号Iβ(使α轴 电流信号Iα的相位延迟π/2而得的信号)与各自的目标值的偏差ΔIα、 ΔIβ，进行上述(13)式所示的处理，生成用于电流控制的校正值信号 Xα、Xβ。将系统对抗量生成部72输出的系统指令值信号K与电流控 制器74输出的校正值信号Xα(或者校正值信号Xβ)相加，将指令值 信号X’算出，并输出到PWM信号生成部77’。另外，也可以先计算α 轴电流信号Iα与α轴电流目标值的偏差ΔIα，将该偏差信号输入相位 延迟部131，生成使相位延迟π/2而得的信号，并将该得到的信号输 入电流控制器74。
在本实施方式中，也可以代替通过三相二相转换从三相的电流信 号生成α轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ，而通过使单相的电流信号 (α轴电流信号Iα)的相位延迟π/2而生成β轴电流信号Iβ，由此， 能够应用第一实施方式的单相的电流控制的处理方法。另外，在本实 施方式中，也能够起到与第一实施方式的情况同样的效果。
另外，在第十四实施方式中也与第二实施方式同样地，可以控制 正相部分和反相部分的双方。另外，也可以与第四和第五实施方式同 样地控制输出电压。另外，也可以如第六实施方式那样，在将单相交 流转换为直流的转换器电路的控制电路中使用控制电路13。另外，电 流控制器74也可以进行代替PI控制的控制或者代替其它控制的控制。 另外，在应用于第十一实施方式的驱动交流电动机的情况下，也可以 驱动单相交流电动机。另外，与第七至第十实施方式中记载的同样， 也可以在控制电路12中设置高谐波补偿控制器，抑制高谐波成分。
在上述第一至第十三实施方式中，说明了将本发明的信号处理装 置使用于控制电路的控制器中的情况，但不限于此。例如，也能够将 本发明的信号处理装置作为滤波器使用。
当将时间常数设为T时，低通滤波器的传递函数由F(s)＝1/(Ts +1)表示。因此，表示与图28所示的处理、即进行旋转坐标转换后 进行低通滤波处理、然后进行静止坐标转换的处理等效处理的传递函 数的矩阵GLPF，使用上述(10)式按下述(47)式那样计算。
图29是用于分析作为矩阵GLPF的各元素的传递函数的波特图。该图(a)表示矩阵GLPF的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数，该图(b)表示矩阵GLPF的(1，2)元素的传递函数，该图(c)表示矩 阵GLPF的(2，1)元素的传递函数。该图表示中心频率为60Hz的情 况，表示将时间常数T设为“0.1”、“1”、“10”、“100”的情况。
该图(a)、(b)和(c)所示的振幅特性都在中心频率具有峰值， 当时间常数T增大时，通带减小。另外，频率特性的峰值是－6dB(＝ 1/2)。该图(a)所示的相位特性在中心频率成为0度。即，矩阵GLPF的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数使相位不发变化地通过中 心频率的信号。该图(b)所示的相位特性在中心频率成为90度。即， 矩阵GLPF的(1，2)元素的传递函数使中心频率的信号以相位超前90 度的方式通过。另一方面，该图(c)所示的相位特性在中心频率成为 －90度。即，矩阵GLPF的(2，1)元素的传递函数使中心频率的信号 以相位延迟90度的方式通过。以下，考虑对于三相/二相转换后的α 轴电流信号Iα和β轴电流信号Iβ(参照图8的矢量α和矢量β)的传 递函数的矩阵GLPF所示的处理。
图8(a)表示基波成分的正相部分的信号，α轴电流信号Iα的基 波成分的正相部分比β轴电流信号Iβ的基波成分的正相部分相位超前 90度。当对α轴电流信号Iα进行矩阵GLPF的(1，1)元素的传递函 数所示的处理时，基波成分的正相部分的振幅成为一半，相位不发生 变化(参照图29(a))。另外，当对β轴电流信号Iβ进行矩阵GLPF的(1，2)元素的传递函数所示的处理时，基波成分的正相部分的振幅 成为一半，相位超前90度(参照图29(b))。因此，通过将两者相加， 能够抽取出α轴电流信号Iα的基波成分的正相部分。另一方面，当对 α轴电流信号Iα进行矩阵GLPF的(2，1)元素的传递函数所示的处理 时，基波成分的正相部分的振幅成为一半，相位延迟90度(参照图29(c))。另外，当对β轴电流信号Iβ进行矩阵GLPF的(2，2)元素的 传递函数所示的处理时，基波成分的正相部分的振幅成为一半，相位 不发生变化。因此，通过将两者相加，能够抽取出β轴电流信号Iβ的 基波成分的正相部分。即，传递函数的矩阵GLPF所示的处理是从α轴 电流信号Iα和β轴电流信号Iβ抽取基波成分的正相部分的处理。
图8(b)表示基波成分的反相部分的信号，α轴电流信号Iα的基 波成分的反相部分比β轴电流信号Iβ的基波成分的反相部分的相位延 迟90度。当对β轴电流信号Iβ进行矩阵GLPF的(1，2)元素的传递 函数所示的处理时，基波成分的反相部分的相位也超前90度，与α轴 电流信号Iα的基波成分的反相部分成为反相位，相互抵消。另外，当 对α轴电流信号Iα进行矩阵GLPF的(2，1)元素的传递函数所示的处 理时，基波成分的反相部分的相位延迟90度，与β轴电流信号Iβ的基 波成分的反相部分成为反相位，相互抵消。因此，传递函数的矩阵GLPF所示的处理是抑制基波成分的反相部分的处理。另外，基波成分以外 的成分由于比基波成分衰减，因此能够确认传递函数的矩阵GLPF所示 的处理是仅抽取基波成分的正相部分的通带滤波处理。即，能够将传 递函数的矩阵GLPF用作为仅抽取基波成分的正相部分的通带滤波器。
另外，在不是抽取基波成分的正相部分，而是抽取反相部分的情 况下，可以使用交换了传递函数的矩阵GLPF的(1，2)元素与(2，1) 元素的矩阵。另外，在抽取基波成分的正相部分、反相部分的双方的 情况下，可以使用将传递函数的矩阵GLPF的(1，2)元素和(2，1)元素设为“0”的矩阵。
以下，作为本发明的第十五实施方式，说明将进行由上述(47) 式的传递函数的矩阵GLPF所示的处理的信号处理装置作为通带滤波器 在相位检测装置中使用的情况。
图30是表示第十五实施方式的相位检测装置的框结构的图。
图30所示的相位检测装置F例如检测电力系统的系统电压的相 位，该相位检测装置F具有：基波正交成分计算部F1，其去除包含于 检测出的电力系统的三相的电压信号Vu、Vv、Vw中的不平衡成分(基 波成分的反相部分)或者高谐波成分，计算正规化了的电压信号的基 波成分(正弦波信号)和与该基波成分正交的信号(余弦波形号)；和 相位计算部F2，其使用从基波正交成分计算部F1输出的正弦波信号 (瞬时值)和余弦波信号(瞬时值)以及从相位检测装置F输出的相 位，通过PLL运算处理，输出电力系统的电压信号的相位(θ)。
基波正交成分计算部F1包括：三相/二相转换部F11，其将从未 图示的电压传感器输入的三相的电压信号Vu、Vv、Vw(以规定的抽 样周期输入的瞬时值)转换为相互正交的二相(α相和β相)的α轴电 压信号Vα和β轴电压信号Vβ；基波正相部分抽出部F12，其去除包 含于从三相/二相转换部F11输出的α轴电压信号Vα和β轴电压信号 Vβ中的不平衡成分和高谐波成分，抽取基波成分；和将从基波正相部 分抽出部F12输出的电压信号Vr、Vj正规化的正规化部F13。另外， 通过调整基波正相部分抽出部F12的增益，能够省略正规化部F13。
三相/二相转换部F11与三相/二相转换部83(参照图13)同样。 三相的电压信号Vu、Vv、Vw一般是除基波成分的正相部分以外，还 包含不平衡成分或者5次、7次、11次等奇次高谐波成分的不平衡三 相信号。因此，在从三相/二相转换部F11输出的α轴电压信号Vα和β轴电压信号Vβ中也包含这些成分。
基波正相部分抽出部F12从由三相/二相转换部F11输入的α轴 电压信号Vα和β轴电压信号Vβ，抽取作为基波成分的正相部分的电 压信号Vr、Vj，进行由上述(47)式的传递函数的矩阵GLPF表示的处 理。当基于系统电压的基波的相位θ，对α轴电压信号Vα和β轴电压信号Vβ进行旋转坐标转换时，基波成分的正相部分被转换为直流成 分。当对旋转坐标转换后的信号进行低通滤波处理时，仅使直流成分 通过而阻断交流成分，由此，能够仅抽取转换为直流成分的基波成分 的正相部分。通过在抽取出的基波成分中进行静止坐标转换，返回到 基波成分的正相部分，能够抽取作为基波成分的正相部分的电压信号 Vr、Vj。基波正相部分抽出部F12按照线性时不变的处理进行与这些 处理同样的处理。
基波正相部分抽出部F12进行下述(48)式所示的处理。角频率ω0预先设定为与系统频率fs＝60Hz对应的角频率ωs＝120π[rad/sec]， 预先设计时间常数T。
另外，在基波正相部分抽出部F12中被使用的角频率ω0不限于预 先设定的情况。在信号处理的抽样周期是固定抽样周期的情况下，也 可以通过频率检测装置等检测系统频率fs，基于检测出的频率，计算并 使用角频率ω0。
正规化部F13进行将从基波正相部分抽出部F12输出的电压信号 Vr、Vj的电平正规化为“1”的运算处理。因为从基波正相部分抽出部 F12输出的电压信号Vr、Vj是振幅相同的正弦波信号和余弦波信号， 所以能够通过运算√(Vr2+Vj2)求出振幅。因此，正规化部F13通过 对电压信号Vr、Vj分别进行Vr/√(Vr2+Vj2)和Vj/√(Vr2+Vj2) 的运算处理而进行正规化，输出被正规化的电压信号Vr’＝cos(θ)(θ ＝ω·t)和电压信号Vj’＝sin(θ)。
相位计算部F2使用从基波正交成分计算部F1输出的被正规化了 的电压信号Vr’、Vj’和从该相位计算部F2输出的相位θ’(以下称为“输 出相位θ’”。)，计算电压信号Vr’、Vj’的相位θ(以下称为“输入相位 θ”。)与输出相位θ’的相位差Δθ(＝θ－θ’)，基于相位差Δθ更新输出 相位θ’，由此使输出相位θ’收束于输入相位θ。另外，相位计算部F2 的结构不限定于上述的结构。例如，也可以通过其它的方法进行相位 差的计算。
如上所述，依据本发明的相位检测装置F，基波正相部分抽出部 F12在抽取基波成分的正相部分，去除其它的成分(不平衡成分或者规 定次数的高谐波成分)的基础上还计算相位差Δθ，因此能够抑制受到 不平衡成分或者高谐波成分的影响，以高精度高速地检测相位。另外， 还具有在基波正相部分抽出部F12的输入输出之间不产生相位差这样 的优点。另外，由于还抑制在电压传感器等混入的噪声的频率成分， 因此不需要新设置用于去除该噪声的滤波器。
如上所述，传递函数的矩阵GLPF是表示与在进行旋转坐标转换后 进行低通滤波处理、然后进行静止坐标转换的处理等效的处理的传递 函数的矩阵。在基波正相部分抽出部F12进行的处理因为由传递函数 的矩阵GLPF表示，所以是线性时不变的处理。因此，能够进行使用有 线性控制理论的控制系统设计或者系统分析。
在上述第十五实施方式中，说明了将本发明的信号处理装置用作 为组装于相位检测装置的通带滤波器的情况，但不限于此。本发明的 信号处理装置也能够用作为仅抽取特定的频率信号中的正相部分或者 反相部分的通带滤波器。另外，本发明的信号处理装置还能够用作为 抽取特定频率信号中的正相部分和反相部分的双方的通带滤波器。
在上述第十五实施方式中说明了基波正相部分抽出部F12进行代 替低通滤波器的处理，抽取基波成分的正相部分的情况，但不限于此。 如果判断出希望抑制的不平衡成分或者高谐波成分，则也可以通过抑 制这些成分，抽取基波成分的正相部分。在该情况下，通过进行代替 高通滤波器的处理，能够起到陷波滤波器的作用。作为第十六实施方 式，以下说明基波正相部分抽出部F12按照代替了高通滤波器的处理 抽取基波成分的情况。
当将时间常数设为T时，高通滤波器的传递函数由F(s)＝Ts/ (Ts+1)表示。因此，表示与图31所示的处理、即与在进行旋转坐 标转换后进行高通滤波处理、然后进行静止坐标处理等效的处理的传 递函数的矩阵GHPF，使用上述(10)式，按下述(49)式那样计算。
图32是用于分析作为矩阵GHPF的各元素的传递函数的波特图。该图(a)表示矩阵GHPF的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数， 该图(b)表示矩阵GHPF的(1，2)元素的传递函数，该图(c)表示 矩阵GHPF的(2，1)元素的传递函数。该图表示中心频率为60Hz的 情况，表示将时间常数T设为“0.1”、“1”、“10”、“100”的情况。
该图(a)表示的振幅特性在中心频率附近衰减，在中心频率的振 幅特性是－6dB(＝1/2)。另外，当时间常数T增大时，阻带减小。 该图(b)和(c)所示的振幅特性都在中心频率具有峰值，振幅特性 的峰值是－6dB(＝1/2)。另外，当时间常数T增大时，通带减小。 另外，该图(a)所示的相位特性在中心频率成为0度。即，矩阵GHPF的(1，1)元素和(2，2)元素的传递函数使中心频率的信号以相位 不发生变化的方式通过。该图(b)表示的相位特性在中心频率成为－ 90度。即，矩阵GHPF的(1，2)元素的传递函数使中心频率的信号以 相位延迟90度的方式通过。另一方面，该图(c)所示的相位特性在 中心频率成为90度。即，矩阵GHPF的(2，1)元素的传递函数使中心 频率的信号以相位超前90度的方式通过。以下，讨论对于从三相/二 相转换部F11输出的α轴电压信号Vα和β轴电压信号Vβ(参照图8 的矢量α和矢量β)的传递函数的矩阵GHPF所示的处理。
α轴电压信号Vα的基波成分的正相部分比β轴电压信号Vβ的基 波成分的正相部分的相位超前90度(参照图8(a))。在对α轴电压信 号Vα进行了矩阵GHPF的(1，1)元素的传递函数所示的处理的情况 下，基波成分的正相部分的振幅成为一半，相位不发生变化(参照图32(a))。另外，在对β轴电压信号Vβ进行了矩阵GHPF的(1，2)元 素的传递函数所示的处理的情况下，基波成分的正相部分的振幅成为 一半，相位延迟90度(参照图32(b))。因此，由于两者的相位成为 反相位，因此通过将两者相加而相互抵消。另一方面，在对α轴电压 信号Vα进行了矩阵GHPF的(2，1)元素的传递函数所示的处理的情 况下，基波成分的正相部分的振幅成为一半，相位超前90度(参照图32(c))。另外，在对β轴电压信号Vβ进行了矩阵GHPF的(2，2)元 素的传递函数所示的处理的情况下，基波成分的正相部分的振幅成为 一半，相位不发生变化。因此，由于两者的相位成为反相位，因此通 过将两者相加而相互抵消。
此外，α轴电压信号Vα的基波成分的反相部分比β轴电压信号Vβ 的基波成分的反相部分的相位延迟90度(参照图8(b))。在对α轴电 压信号Vα进行了矩阵GHPF的(1，1)元素的传递函数所示的处理的 情况下，基波成分的反相部分的振幅成为一半，相位不发生变化。另 外，在对β轴电压信号Vβ进行了矩阵GHPF的(1，2)元素的传递函 数所示的处理的情况下，基波成分的反相部分的振幅成为一半，相位 延迟90度。因此，由于两者的相位成为与α轴电压信号Vα的基波成 分的反相部分相同的相位，因此通过将两者相加，再现α轴电压信号Vα的基波成分的反相部分。另一方面，在对α轴电压信号Vα进行了矩阵 GHPF的(2，1)元素的传递函数所示的处理的情况下，基波成分的反 相部分的振幅成为一半，相位超前90度(参照图32(c))。另外，在 对β轴电压信号Vβ进行了矩阵GHPF的(2，2)元素的传递函数所示 的处理的情况下，基波成分的反相部分的振幅成为一半，相位不发生 变化。因此，由于两者的相位成为与β轴电压信号Vβ相同的相位，因 此通过将两者相加，再现β轴电压信号Vβ的基波成分的反相部分。
即，传递函数的矩阵GHPF使基波成分的反相部分通过，抑制基波 成分的正相部分。另外，基波成分的正相部分和反相部分以外的频率 的信号(高谐波成分的信号等)，在进行了矩阵GHPF的(1，1)元素和 (2，2)元素的传递函数所示的处理的情况下，照原样地通过(参照 图32(a))，在进行了(1，2)元素和(2，1)元素的传递函数所示的 处理的情况下，因为衰减(参照图32(b)、(c))，所以几乎照原样地 通过。因此，能够确认传递函数的矩阵GHPF所示的处理是仅抑制基波 成分的正相部分的陷波滤波处理。
在交换了传递函数的矩阵GHPF的(1，2)元素与(2，1)元素的 情况下，与上述相反，抑制基波成分的反相部分，使基波成分的正相 部分和高谐波部分等通过。即，交换了传递函数的矩阵GHPF的(1，2) 元素与(2，1)元素的矩阵所示的处理，是仅抑制基波成分的反相部分的陷波滤波处理。另外，该矩阵也能够考虑在传递函数的矩阵GHPF中代替角频率ω0而设定“－ω0”而得的矩阵。即，传递函数的矩阵GHPF所示的处理是仅抑制作为角频率ω0被设定的频率成分的陷波滤波处 理。
例如，在希望抑制的频率成分是基波成分的反相部分(－fs)和5 次、7次、11次高谐波成分(－5fs、+7fs、－11fs)的情况下，如果按 每个这些频率成分进行陷波滤波处理，则能够仅抽取基波成分的正相 部分。
表示第十六实施方式的相位检测装置的框结构的图是在图30所示 的第十五实施方式的相位检测装置F中，将基波正相部分抽出部F12 变更为基波正相部分抽出部F12’(参照后述的图33)的图(另外，省 略基波正相部分抽出部F12’以外的图示。)。另外，为了与第十五实施 方式的相位检测装置F相区别，将第十六实施方式的相位检测装置设 为相位检测装置F’。
图33是用于说明第十六实施方式的基波正相部分抽出部F12’的内 部结构的框图。
基波正相部分抽出部F12’包括反相部分去除部F121、5次高谐波 去除部F122、7次高谐波去除部F123和11次高谐波去除部F124。反 相部分去除部F121抑制反相部分的信号的通过，从由三相/二相转换 部F11(参照图30)输入的α轴电压信号Vα和β轴电压信号Vβ去除 反相部分后输出。反相部分去除部F121进行在上述(48)式所示的传 递函数的矩阵GHPF中代替角频率ω0设为“－ω0”的处理，当将从反相 部分去除部F121输出的信号设为Vα’、Vβ’时，进行下述(50)式所 示的处理。角频率ω0预先设定为与系统频率fs＝60Hz对应的角频率ωs＝120π[rad/sec]，预先设计时间常数T。
5次高谐波去除部F122、7次高谐波去除部F123和11次高谐波去 除部F124分别抑制5次高谐波、7次高谐波、11次高谐波的通过，进 行在上述(49)式所示的传递函数的矩阵GHPF中代替角频率ω0分别设 为“－5ω0”、“7ω0”、“－11ω0”的处理。角频率ω0预先设定为与系统 频率fs＝60Hz对应的角频率ωs＝120π[rad/sec]。
另外，在基波正相部分抽出部F12’中使用的角频率ω0不限于预先 设定的情况。在信号处理的抽样周期是固定抽样周期的情况下，也可 以通过频率检测装置等检测系统频率fs，基于被检测出的频率计算并使 用角频率ω0。
图34是表示基波正相部分抽出部F12’的频率特性的图。反相部分 去除部F121、5次高谐波去除部F122、7次高谐波去除部F123和11 次高谐波去除部F124，因为分别具有分别抑制反相部分(－fs)、5次 高谐波成分(－5fs)、7次高谐波成分(7fs)、11次高谐波成分(－11 fs)通过的频率特性，所以作为基波正相部分抽出部F12’整体的频率特 性成为图34所示。如果依据该图，则反相部分(－fs)、5次高谐波成 分(－5fs)、7次高谐波成分(7fs)、11次高谐波成分(－11fs)分别 被抑制，作为其它成分的基波成分(fs)通过。因此，基波正相部分抽 出部F12’能够适当地使基波成分的正相部分通过，从α轴电压信号Vα 和β轴电压信号Vβ抽取作为基波成分的正相部分的电压信号Vr、Vj。
一般来说，叠加于电力系统的高谐波，因为5次、7次、11次高 谐波多，所以在本实施方式中，设计为抑制它们与基波成分的反相部 分。另外，基波正相部分抽出部F12’也可以根据需要抑制的高谐波的 次数设计。例如，作为高谐波在希望仅抑制5次高谐波的情况下，不 需要设置7次高谐波去除部F123和11次高谐波去除部F124，而且， 在还希望抑制13次高谐波的情况下，还可以设置在上述(49)式所示 的传递函数的矩阵GHPF中作为角频率ω0设定为“13ω0”而得的13次 高谐波去除部。另外，在叠加于电力系统的高谐波成分少而能够忽略 的情况下，也可以仅设设置反相部分去除部F121。另外，为了去除在 电压传感器等混入的噪声，可以在基波正相部分抽出部F12’进一步设 置用于去除该噪声的频率成分的去除部。
在第十六实施方式中，基波正相部分抽出部F12’去除基波成分的 反相部分或者规定次数的高谐波成分，由此能够抽取基波成分的正相 部分，因此能够起到与第十五实施方式同样的效果。
另外，众所周知，如果将陷波滤波器和通带滤波器设为多级结构， 则由于能够设为陡峭的滤波特性，并且能够容易地调整反相部分或者 高谐波成分的去除特性或者响应特性，因此在安装时可以设为适当级 数的多级结构。例如，在第十五实施方式的相位检测装置F(参照图 30)中，可以在基波正相部分抽出部F12的后级进一步设置基波正相 部分抽出部F12。另外，如果将陷波滤波器与通带滤波器组合起来，则 能够期待两者特性的相乘效果，能够得到更高速而且更高精度的相位 检测特性。因此，例如在第十五实施方式的相位检测装置F(参照图 30)中，可以在基波正相部分抽出部F12的后级进一步设置基波正相 部分抽出部F12’。
在上述第十六实施方式中，说明了将本发明的信号处理装置用作 为组装于相位检测装置中的陷波滤波器的情况，但不限于此。本发明 的信号处理装置也能够用作为仅抑制特定的频率信号中的正相部分或 者反相部分的陷波滤波器。
在上述第十五和第十六实施方式中，说明了相位检测装置F(F’) 检测三相的电力系统的系统电压的相位的情况，而在检测单相的电力 系统的系统电压的相位的情况下也能够应用本发明。作为第十七实施 方式，以下说明检测单相的电力系统的系统电压的相位的相位检测装 置。
图35是第十七实施方式的相位检测装置F”的框图，但只是在对于 图30的相位检测装置F不设置三相/二相转换部F11这一点不同。在 单相的情况下，由于电压信号V仅为1个，因此其电压信号V的抽样 数据和“0”被输入基波正相部分抽出部F12。在上述(48)式中，当 设为Vα＝V，Vβ＝0时，成为下述(51)式。
当对电压信号V进行矩阵GLPF的(1，1)元素的传递函数所示的 处理时，基波成分的振幅成为一半，相位不发生变化(参照图29(a))。 即，电压信号Vr成为将电压信号V的基波成分的振幅设为一半而得的 信号。另外，当对电压信号V进行矩阵GLPF的(2，1)元素的传递函 数所示的处理时，基波成分的振幅成为一半，相位延迟90度(参照图29(c))。即，电压信号Vj成为将电压信号V的基波成分的振幅设为 一半并将相位延迟90度而得的信号。因此，通过在基波正相部分抽出 部F12输入电压信号V和“0”，输出正交的电压信号Vr、Vj。另外，电压信号Vr、Vj的振幅虽然成为电压信号V的基波成分的振幅的一半， 但是在正规化部F13中被正规化。另外，在图30的相位检测装置F中， 也可以去除三相/二相转换部F11，输入U、V、W的某一相的电压信 号V的抽样数据。
在基波正相部分抽出部F12，即使在输入了单相的电压信号的情况 下，也与三相的情况同样地输出相互正交的电压信号Vr、Vj(正弦波 信号和余弦波信号)，因此基波正相部分抽出部F12、正规化部F13和 相位计算部F2能够由与图30所示的三相用的相位检测装置F同样的 结构实现。在第十七实施方式中也能够起到与第十五实施方式同样的 效果。
在上述第十七实施方式中，说明了将本发明的信号处理装置用作 为被组装于相位检测装置的滤波器的情况，但不限于此。本发明的信 号处理装置也能够用作为从被输入的单相信号仅抽取特定频率的信号 并输出相互正交的2个信号的滤波器。例如，既可以在单相逆变器电 路的控制电路中使用，也可以在上述第十四实施方式的相位延迟部131 中使用。另外，如上所述，在单相的信号中进行矩阵GLPF所示的处理 的情况下，由于被输出的信号的振幅成为原来信号的基波成分的振幅 的一半，因此需要追加使被输出的信号的振幅放大2倍的结构。
本发明的信号处理装置、滤波器、控制电路、使用有该控制电路 的系统连接逆变器系统和PWM转换器系统不限于上述的实施方式。 本发明的信号处理装置、滤波器、控制电路、使用有该控制电路的系 统连接逆变器系统和PWM转换器系统的各部分的具体结构能够自由 地进行各种设计变更。

Claims (3)

1.一种控制电路，其特征在于：
所述控制电路利用PWM信号控制电力转换电路内的多个开关单元的驱动，
所述控制电路包括：
信号处理装置，其通过利用第一传递函数对输入信号进行信号处理，生成输出信号，在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)，将规定的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，所述第一传递函数为和
基于输出信号生成PWM信号的PWM信号生成单元，其中，所述输出信号为所述信号处理装置的在被输入基于所述电力转换电路的输出或者输入的信号后的输出信号，
所述控制电路还包括将基于所述电力转换电路的输出或者输入的信号转换为第一信号和第二信号的二相转换单元，
所述PWM信号生成单元，基于所述信号处理装置的在被输入所述第一信号后的输出信号和所述信号处理装置的在被输入所述第二信号后的输出信号，生成PWM信号。
2.一种滤波器，其特征在于：
所述滤波器包括信号处理装置，该信号处理装置通过利用第一传递函数对输入信号进行信号处理，生成输出信号，在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)，将规定的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，所述第一传递函数为
表示所述规定的处理的传递函数为F(s)＝1/(T·s+1)，其中，T为时间常数。
3.一种滤波器，其特征在于：
所述滤波器包括信号处理装置，该信号处理装置通过利用第一传递函数对输入信号进行信号处理，生成输出信号，在将表示规定的处理的传递函数设为F(s)，将规定的角频率设为ω0，将虚数单位设为j的情况下，所述第一传递函数为
表示所述规定的处理的传递函数为F(s)＝T·s/(T·s+1)，其中，T为时间常数。
CN201710427083.6A 2011-09-29 2012-09-27 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统 Active CN107171582B (zh)

Applications Claiming Priority (21)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011215738 2011-09-29
JP2011-215739 2011-09-29
JP2011-215738 2011-09-29
JP2011215739 2011-09-29
JP2011-215737 2011-09-29
JP2011215737A JP5964568B2 (ja) 2011-09-29 2011-09-29 信号処理装置およびインバータ回路の制御回路
JP2011-280814 2011-12-22
JP2011280814A JP5944660B2 (ja) 2011-09-29 2011-12-22 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ｐｗｍコンバータシステム
JP2011-283473 2011-12-26
JP2011283473A JP5892787B2 (ja) 2011-09-29 2011-12-26 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ｐｗｍコンバータシステム
JP2012003654A JP5938216B2 (ja) 2012-01-12 2012-01-12 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム
JP2012-003654 2012-01-12
JP2012-009370 2012-01-19
JP2012009370A JP5865090B2 (ja) 2012-01-19 2012-01-19 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム
JP2012-030234 2012-02-15
JP2012030232A JP5993159B2 (ja) 2012-02-15 2012-02-15 位相検出装置
JP2012030234A JP5926067B2 (ja) 2012-02-15 2012-02-15 位相変換装置、および、当該位相変換装置を用いた制御回路
JP2012-030232 2012-02-15
JP2012-048230 2012-03-05
JP2012048230A JP5964613B2 (ja) 2012-03-05 2012-03-05 モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置
CN201210369406.8A CN103036529B (zh) 2011-09-29 2012-09-27 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210369406.8A Division CN103036529B (zh) 2011-09-29 2012-09-27 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107171582A CN107171582A (zh) 2017-09-15
CN107171582B true CN107171582B (zh) 2019-03-29

Family

ID=46970107

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210369406.8A Active CN103036529B (zh) 2011-09-29 2012-09-27 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
CN201710427083.6A Active CN107171582B (zh) 2011-09-29 2012-09-27 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210369406.8A Active CN103036529B (zh) 2011-09-29 2012-09-27 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统

Country Status (4)

Country Link
US (5) US20130082636A1 (zh)
EP (4) EP3399641B8 (zh)
CN (2) CN103036529B (zh)
DK (3) DK3396850T3 (zh)

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011120523A2 (en) * 2010-03-31 2011-10-06 Vestas Wind Systems A/S Method of operating a wind turbine, wind turbine, wind turbine controlling system, and processing system
GB201206318D0 (en) * 2012-04-10 2012-05-23 Imp Innovations Ltd A power compensator
JP5824580B2 (ja) * 2012-05-24 2015-11-25 パナソニック株式会社 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法
CN103532412A (zh) * 2012-07-05 2014-01-22 台达电子工业股份有限公司 一种功率变换器的反馈控制电路及功率变换器系统
WO2014011706A1 (en) * 2012-07-09 2014-01-16 Inertech Ip Llc Transformerless multi-level medium-voltage uninterruptible power supply (ups) systems and methods
CN104428986A (zh) * 2012-07-31 2015-03-18 株式会社安川电机 矩阵变换器
CN104919688B (zh) * 2012-11-14 2017-05-10 Posco 能源公司 用于补偿逆变器的纹波和偏移的设备及其方法
WO2014152948A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Engineered Electric Company Bidirectional power converter
DE102013102837A1 (de) * 2013-03-20 2014-09-25 Sma Solar Technology Ag Wechselrichter und Betriebsverfahren für einen Wechselrichter
JP6145300B2 (ja) * 2013-05-01 2017-06-07 東芝機械株式会社 インバータ装置及びインバータ発電機
KR101405237B1 (ko) * 2013-06-25 2014-06-10 현대자동차 주식회사 친환경 자동차의 모터 제어 시스템
US8941424B2 (en) * 2013-06-27 2015-01-27 Microsemi Semiconductor Ulc Digital phase locked loop with reduced convergence time
US9450513B2 (en) * 2013-09-27 2016-09-20 Daihen Corporation Control circuit and control method for inverter circuit, and control circuit and control method for power conversion circuit
CN103592500B (zh) * 2013-11-22 2016-04-20 重庆大学 一种基于参考频率电网同步信号实时检测方法及系统
US9397549B2 (en) * 2014-03-17 2016-07-19 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Power conversion system for controlling harmonics
US9584039B2 (en) * 2014-05-27 2017-02-28 Hamilton Sundstrand Corporation Regulated AC-DC hybrid rectifier
CN104009660B (zh) * 2014-06-12 2016-08-24 国家电网公司 一种谐波能量回收型逆变器
US10890905B1 (en) 2014-08-29 2021-01-12 Electro Standards Laboratories Advanced arresting gear controller
US10892694B1 (en) 2014-08-29 2021-01-12 Electro Standards Laboratories Control system connected to an arresting gear system having an outer control loop and a plurality of inner current control loops
US10348229B2 (en) 2014-08-29 2019-07-09 Electro Standards Laboratories Electric motor current controller with negative sequence harmonic suppression
US9621063B2 (en) * 2015-03-11 2017-04-11 DRS Consolidated Controls, Inc. Reference current generation in bidirectional power converter
US9698700B2 (en) * 2015-03-11 2017-07-04 DRS Consolidated Controls, Inc. Predictive current control in bidirectional power converter
CN104849569B (zh) * 2015-05-19 2018-11-23 江苏理工学院 一种介质损耗测量方法
TWI641205B (zh) 2015-09-30 2018-11-11 財團法人工業技術研究院 漣波補償控制方法與應用此漣波補償控制之電能轉換裝置
JP6621356B2 (ja) * 2016-03-29 2019-12-18 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器
US9806690B1 (en) * 2016-09-30 2017-10-31 AEP Transmission Holding Company, LLC Subsynchronous oscillation relay
KR101904101B1 (ko) * 2016-12-26 2018-10-05 효성중공업 주식회사 Ｍｍｃ 컨버터 출력단 직류성분 제거방법
JP6343037B1 (ja) * 2017-01-11 2018-06-13 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 モータ駆動装置および冷凍機器
US9952831B1 (en) * 2017-02-16 2018-04-24 Google Llc Transposing in a matrix-vector processor
DE102017203697A1 (de) * 2017-03-07 2018-09-13 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine, Regelvorrichtung für eine elektrische Maschine und elektrisches Antriebssystem
US11063544B2 (en) * 2017-07-04 2021-07-13 Mitsubishi Electric Corporation Inverter device and electric power steering apparatus
CN107104616B (zh) * 2017-07-10 2019-07-19 广东工业大学 一种直驱式波浪发电系统分层鲁棒性控制方法及装置
CN107395002B (zh) * 2017-08-17 2019-06-04 南京南瑞继保电气有限公司 抑制谐波电压的方法及装置
US10554149B2 (en) 2017-11-20 2020-02-04 Solaredge Technologies Ltd. Providing positional awareness information and increasing power quality of parallel connected inverters
JP7006279B2 (ja) * 2018-01-05 2022-01-24 富士電機株式会社 無停電電源装置
JPWO2019163588A1 (ja) * 2018-02-20 2021-02-25 日本電産株式会社 モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム
US10734821B2 (en) 2018-03-08 2020-08-04 Saudi Arabian Oil Company Power control system
CN110365268B (zh) 2018-03-26 2023-06-16 操纵技术Ip控股公司 马达控制系统中的转矩波动补偿
FR3090240B1 (fr) * 2018-12-12 2021-09-17 Safran Electrical & Power Procédé de régulation d’un système de génération d’énergie électrique pour un réseau de distribution électrique d’un aéronef
CN110336511B (zh) * 2019-07-11 2021-10-22 台州学院 一种基于模型预测直接转矩控制的六相电机谐波电流抑制方法
CN112448637B (zh) * 2019-09-03 2022-07-26 博世华域转向系统有限公司 一种转子位置传感器角度信号的误差补偿方法
US11349416B2 (en) * 2020-04-22 2022-05-31 Steering Solutions Ip Holding Corporation Feedback compensation of parameter imbalance induced current harmonics in synchronous motor drives
CN111934591B (zh) * 2020-07-16 2022-08-02 武汉久同智能科技有限公司 一种基于自适应陷波的机械谐振抑制方法
CN113452067B (zh) * 2021-06-22 2022-07-05 湖北工业大学 一种电能质量调节装置及控制方法
CN113612402A (zh) * 2021-08-09 2021-11-05 山特电子（深圳）有限公司 一种三相逆变控制系统和控制方法
CN116902228B (zh) * 2023-09-06 2023-11-17 长光卫星技术股份有限公司 一种飞轮系统及其驱动控制方法，电子设备和存储介质

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5736801A (en) * 1995-08-18 1998-04-07 Ebara Corporation Filter circuit and control circuit for controlling a rotor
CN1231541A (zh) * 1998-04-03 1999-10-13 富士电机株式会社 感应电动机的速度控制装置
CN1997947A (zh) * 2004-08-02 2007-07-11 国立大学法人电气通信大学 强韧性数字控制器及其设计装置
CN101252336A (zh) * 2008-03-07 2008-08-27 清华大学 永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法
JP2009044897A (ja) * 2007-08-10 2009-02-26 Daihen Corp 信号抽出回路及びそれを含む系統連系インバータ装置

Family Cites Families (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59142603A (ja) * 1983-02-01 1984-08-15 Sanyo Denki Kk 高ゲインフイ−ドバツク制御系
JP3550584B2 (ja) * 1995-04-21 2004-08-04 正 深尾 電磁回転機械
DK0890221T3 (da) * 1996-03-28 2007-10-08 Texas Instr Denmark As Konvertering af et PCM-signal tl et UPWM-signal
JP3372177B2 (ja) 1996-12-04 2003-01-27 株式会社荏原製作所 直交２軸信号用フィルタ回路
US6472842B1 (en) * 1997-10-03 2002-10-29 The Texas A&M University System Self-tuning control of switched-reluctance motor drive system
US6055524A (en) * 1997-10-06 2000-04-25 General Cybernation Group, Inc. Model-free adaptive process control
JP2000116148A (ja) 1998-02-13 2000-04-21 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
US6052297A (en) 1998-05-06 2000-04-18 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power conversion apparatus
US6281656B1 (en) * 1998-09-30 2001-08-28 Hitachi, Ltd. Synchronous motor control device electric motor vehicle control device and method of controlling synchronous motor
US6697767B2 (en) * 2000-10-18 2004-02-24 The National University Of Singapore Robust process identification and auto-tuning control
JP2002238163A (ja) 2001-02-06 2002-08-23 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
US6885970B2 (en) * 2002-03-20 2005-04-26 Northeastern University Saliency-based position estimation in permanent magnet synchronous motors
US6850426B2 (en) * 2002-04-30 2005-02-01 Honeywell International Inc. Synchronous and bi-directional variable frequency power conversion systems
US6850046B2 (en) 2003-02-10 2005-02-01 Power-One Limited Digital signal processor architecture optimized for controlling switched mode power supply
JP4055952B2 (ja) 2003-08-22 2008-03-05 剛 舟木 自励式変換器の制御方式
US7647213B1 (en) * 2003-10-02 2010-01-12 The Mathworks, Inc. Method for modeling and analyzing linear time invariant systems with time delays
US7529652B1 (en) * 2003-10-02 2009-05-05 The Mathworks, Inc. Method for modelling and analyzing linear time invariant systems with time delays
WO2005055411A1 (ja) * 2003-11-26 2005-06-16 Nsk Ltd. 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP4379702B2 (ja) * 2004-02-10 2009-12-09 株式会社デンソー ブラシレスモータ制御装置
US6977827B2 (en) * 2004-03-22 2005-12-20 American Superconductor Corporation Power system having a phase locked loop with a notch filter
US7177165B2 (en) * 2004-06-21 2007-02-13 Ballard Power Systems Corporation System and method for unbalanced independent AC phase voltage control of a 3-phase, 4-wire output DC/AC inverter
JP4539218B2 (ja) * 2004-08-02 2010-09-08 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
ATE349102T1 (de) * 2004-09-09 2007-01-15 Abb Oy Steuerung ohne geschwindigkeitsfühler einer induktionsmaschine unter verwendung eines pbm- wechselrichters mit lc ausgangsfilter
JP4867483B2 (ja) * 2006-06-09 2012-02-01 日本精工株式会社 モータ制御方法及び制御装置
JP4434184B2 (ja) * 2006-08-17 2010-03-17 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電気モータのフィードバック制御方法および装置
JP4988374B2 (ja) * 2007-02-15 2012-08-01 三洋電機株式会社 モータ制御装置
CN101652920B (zh) * 2007-04-10 2012-09-26 三菱电机株式会社 电源再生变流器
JP4967829B2 (ja) * 2007-06-04 2012-07-04 株式会社ジェイテクト 電動パワーステアリング装置
CN100527595C (zh) * 2007-09-07 2009-08-12 浙江大学 交流励磁双馈异步风力发电机转子电流无延时控制方法
TWI341641B (en) * 2007-12-24 2011-05-01 Delta Electronics Inc Apparatus and method for sensorless control of induction motor
US8160730B2 (en) * 2008-03-03 2012-04-17 Xinsheng Lou Fuzzy logic control and optimization system
CN101587359A (zh) 2008-04-02 2009-11-25 北京博旺天成科技发展有限公司 一种新型的稳压器滤波拓扑结构及滤波控制方法
JP4770883B2 (ja) * 2008-06-25 2011-09-14 株式会社デンソー 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム
EP3484037B1 (en) * 2008-09-11 2020-08-26 Daihen Corporation Inverter control circuit and utility interactive inverter system with inverter control circuit
US8242721B2 (en) * 2008-10-31 2012-08-14 R&D Dynamics Corporation Position-sensorless control system and method of operation for a synchronous motor
JP5151965B2 (ja) * 2008-12-24 2013-02-27 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 センサレス電動機制御装置
US8594813B2 (en) * 2009-08-14 2013-11-26 General Cybernation Group, Inc. Dream controller
WO2011039794A1 (ja) * 2009-09-29 2011-04-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5711954B2 (ja) 2010-03-31 2015-05-07 株式会社ダイヘン 位相検出装置
JP5092030B2 (ja) 2010-04-09 2012-12-05 セーレン株式会社 内装材用表皮材
WO2012024802A1 (en) * 2010-08-25 2012-03-01 Socovar, S.E.C. System and method for feedback control
JP5316514B2 (ja) * 2010-11-02 2013-10-16 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
JP5267589B2 (ja) * 2011-02-03 2013-08-21 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
JP5877648B2 (ja) 2011-03-23 2016-03-08 北陸電力株式会社 分散型電源システム
US8595162B2 (en) * 2011-08-22 2013-11-26 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Robust controller for nonlinear MIMO systems
US9653984B2 (en) * 2012-04-30 2017-05-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Filter capacitor degradation detection apparatus and method
JP5673633B2 (ja) * 2012-06-01 2015-02-18 株式会社デンソー 車載充電制御装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5736801A (en) * 1995-08-18 1998-04-07 Ebara Corporation Filter circuit and control circuit for controlling a rotor
CN1231541A (zh) * 1998-04-03 1999-10-13 富士电机株式会社 感应电动机的速度控制装置
CN1997947A (zh) * 2004-08-02 2007-07-11 国立大学法人电气通信大学 强韧性数字控制器及其设计装置
JP2009044897A (ja) * 2007-08-10 2009-02-26 Daihen Corp 信号抽出回路及びそれを含む系統連系インバータ装置
CN101252336A (zh) * 2008-03-07 2008-08-27 清华大学 永磁同步电机-压缩机系统高速运行控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP2575252A3 (en) 2016-09-14
CN103036529B (zh) 2017-07-07
EP3396850B1 (en) 2020-01-29
US20210013794A1 (en) 2021-01-14
EP3399642A1 (en) 2018-11-07
US10833576B2 (en) 2020-11-10
US20200044557A1 (en) 2020-02-06
EP3399641B1 (en) 2020-04-01
DK3396850T3 (da) 2020-03-23
US20190020261A1 (en) 2019-01-17
US10110111B2 (en) 2018-10-23
US10491101B2 (en) 2019-11-26
CN103036529A (zh) 2013-04-10
CN107171582A (zh) 2017-09-15
EP3399641B8 (en) 2020-05-13
DK3399641T3 (da) 2020-07-06
EP2575252A2 (en) 2013-04-03
EP3399642B1 (en) 2020-01-08
US20150188409A1 (en) 2015-07-02
US11381152B2 (en) 2022-07-05
EP3399641A1 (en) 2018-11-07
EP3396850A1 (en) 2018-10-31
EP2575252B1 (en) 2018-07-11
DK3399642T3 (da) 2020-03-23
US20130082636A1 (en) 2013-04-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107171582B (zh) 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
CN105471312B (zh) 三相级联h桥光伏并网逆变器相间功率平衡控制方法
Buticchi et al. Active filter for the removal of the dc current component for single-phase power lines
Hu et al. A configurable virtual impedance method for grid-connected virtual synchronous generator to improve the quality of output current
CN104064083B (zh) 一种电网模拟控制系统
CN104734164A (zh) 一种基于电压空间矢量的低压静止无功发生器的控制方法
Song et al. Suppression method of current harmonic for three-phase PWM rectifier in EV charging system
Dash et al. Analysis of PI and PR controllers for distributed power generation system under unbalanced grid faults
CN102522751A (zh) 一种主动抑制电网谐波的控制方法
CN109921424A (zh) 电容中点式三相四线制并联型有源滤波器的无源控制方法
CN107947623B (zh) 一种负载不平衡条件下双向ac/dc变换器的多模态自治运行控制方法
Zhang et al. DSP-based SiC-MOSFET SAPF with 100-kHz sampling and switching frequency for wideband harmonic suppression
CN106972775A (zh) 一种对零轴矢量构造旋转坐标系的电压源逆变器控制方法
Liu et al. Optimized torque ripple suppression method for standalone brushless doubly fed induction generator with special loads
CN106169882A (zh) 一种基于pr内环控制的组合式三相逆变电源
CN204613263U (zh) 基于准比例谐振分频控制的电流扰动发生器
CN109361235A (zh) 三相级联h桥光伏逆变器相间功率均衡控制方法
CN107086577A (zh) 一种用于铁路负序动态调节装置的控制系统
Li et al. Coordinated control strategy for UPQC and its verification
CN105515431A (zh) 一种光伏并网逆变器pi控制方法
CN104810830A (zh) 三相四线制四桥臂静止同步补偿器电路及控制方法
CN203933050U (zh) 含分布式发电的配电网统一电能质量调节装置
CN109462241A (zh) 基于不平衡负载的飞跨电容式模块化多电平无功补偿装置
Yang et al. Power electronic load system for motor drivers testing considering motor faulty status simulation
CN109842120A (zh) 一种微网群分布式电压不平衡补偿方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant