JP5877648B2

JP5877648B2 - 分散型電源システム

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Publication number: JP5877648B2
Application number: JP2011065002A
Authority: JP
Inventors: 金尾　則一; 則一金尾; 藤井　幹介; 幹介藤井; 歳也山田; 統弘片山
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd; Hokuriku Electric Power Co
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Hokuriku Electric Power Co
Priority date: 2011-03-23
Filing date: 2011-03-23
Publication date: 2016-03-08
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Description

本発明は、電力系統に連系して給電する太陽光発電システムや風力発電システムなどの分散型電源システムに関する。

従来から、太陽光や風力等をエネルギー源として発電した直流電力を交流電力に変換し、電力系統に連系して給電する太陽光発電システムや風力発電システムなどの分散型電源システムが開発されている。

図６は、このような分散型電源システムを説明するためのブロック図である。各系統母線および信号線は、通常２本乃至３本（または４本）線で表記して２相または３相回路を表すが、ここでは簡単のため、１本線で代表表記している。

図６において、１は電力系統に給電する３相交流電源、２〜４はスイッチ、１０は系統連系用のインバータ回路、１１は太陽電池などの直流電源、１００はインバータ回路１０を制御する制御回路、５は３相交流電源１の電力系統から給電される負荷、６は３相交流電源１の系統電圧を検出する電圧検出器、７はインバータ回路１０の出力電流を検出する電流検出器、８はコンデンサ、９はリアクトルである。

インバータ回路１０は、半導体スイッチング素子を３相ブリッジ構成した回路である。
ブリッジ構成された半導体スイッチング素子のオン／オフ状態は、制御回路１００から出力されるパルス幅変調（ＰＷＭ：ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された制御信号に基づいて制御される。その結果、インバータ回路１０の出力端には、３相の交流電圧が発生する。この３相交流電圧は、直流電源１１から出力される直流電圧をパルス幅変調して得られたパルス列からなる電圧である。リアクトル９とコンデンサ８とからなるＬＣフィルタは、パルス列からなる３相交流電圧を、高調波成分を除去することにより、正弦波状の電圧にする。高調波成分が除去された正弦波状の３相交流電圧が、３相交流電源１の電力系統に出力される。

制御回路１００は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−ＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）演算手段１２、３相電圧指令信号生成手段１３、座標変換手段１４、出力電流制御手段１５、ゲート信号生成回路１６を備えている。

ＰＬＬ演算手段１２は、電圧検出器６で検出された系統電圧の位相と一致する角周波数ωｏを生成する機能を有する。ＰＬＬ演算手段１２の具体的動作については後述する。

３相電圧指令信号生成手段１３は、ＰＬＬ演算手段１２で生成された角周波数ωｏに基づいて、所定の振幅を有する３相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを生成する。

座標変換手段１４は、ＰＬＬ演算手段１２で生成された角周波数ωｏを用いて有効電流指令Ｉｄｒｅｆ，無効電流指令Ｉｑｒｅｆを座標変換し、Ｕ相の出力電流指令ＩｕｒｅｆとＷ相の出力電流指令Ｉｗｒｅｆとを生成する。

出力電流制御手段１５は、座標変換手段１４で生成されたＵ相およびＷ相の出力電流指令Ｉｕｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆと電流検出器７で検出されたインバータ回路１０の出力電流Ｉｕ，Ｉｗとが一致するように交流電流調節（ＡＣＲ）制御を行う。出力電流制御手段１５は、交流ＡＣＲ制御の結果として、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを補正するための補正信号ΔＶｕｒｅｆ，ΔＶｖｒｅｆ，ΔＶｗｒｅｆを生成する。

ゲート信号生成回路１６は、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆと、各相の電圧指令に対する補正信号ΔＶｕｒｅｆ，ΔＶｖｒｅｆ，ΔＶｗｒｅｆとを各相ごとに加算して、各相の変調信号を生成する。次に、ゲート信号生成回路１６は、各相の変調信号と所定のキャリア信号との大小を比較して、パルス幅変調された制御信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。制御信号Ｇ１〜Ｇ６は、インバータ回路１０に対して出力される。

インバータ回路１０の半導体スイッチング素子は、ゲート信号生成回路１６で生成された制御信号Ｇ１〜Ｇ６に基づいてそのオン／オフ状態が制御される。その結果、インバータ回路１０の出力端には、３相の交流電圧が発生する。

このように電力系統に連係するインバータ回路の出力電圧制御方式は、例えば非特許文献１に開示されている。

ところで、このような分散型電源システムは、電力系統に対して安定に電力を供給することが求められている。そのため、制御回路１００は、系統電圧の位相および周波数に基づいて、インバータ回路１０から出力される電圧の周波数および位相の制御を行う。このような制御を実現するために、図６に示す分散型電源システムの制御回路１００は、ＰＬＬ演算手段１２を備えている。

図６に示すＰＬＬ演算手段１２の一例として、図７に、特許文献１に開示されているＰＬＬ演算手段のブロック図を示す。

ＰＬＬ演算手段１２は、αβ変換手段１２１、ｄｑ変換手段１２２、比例積分調節手段１２３、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）手段１２４を備えている。なお、以下の説明では、比例積分調節手段１２３をＰＩ調節手段１２３ともいう。

αβ変換手段１２１は、電圧検出器６で検出された３相の電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相の電圧信号Ｖα，Ｖβに変換するものである。ｄｑ変換手段１２２は、αβ変換手段１２１から電圧信号Ｖα，Ｖβが入力され、ＶＣＯ手段１２４から位相信号θが入力される。ｄｑ変換手段１２２は、位相信号θと電圧信号Ｖα，Ｖβとから、位相差成分Ｖｄと同相成分Ｖｑとを算出する。ＰＩ調節手段１２３は、位相差成分Ｖｄがゼロとなるように比例積分調節器（ＰＩ調節器）による演算制御を行い、補正値を出力する。この補正値を加算器１２６により系統電圧信号の目標角周波数ωｓ^*に加算して得られる補正角周波数ωｏが、ＶＣＯ手段１２４に出力される。ＶＣＯ手段１２４は、入力された補正角周波数ωｏに応じた位相信号θをｄｑ変換手段１２２に出力する。

このフィードバック制御により、位相差成分Ｖｄがゼロになったところでロックされる。このとき、位相信号θが系統電圧の位相と一致する。したがって、ＰＬＬ演算手段１２から出力される補正角周波数ωｏは、系統電圧の角周波数と一致することになる。

特開２０１０−１６１９０１号公報

電気学会静止器研究会（２００１年１０月２３日）論文番号ＳＡ−０１−３９

ところで、分散型電源システムは、電力系統に異常が発生した場合、一度停止してから再起動することが社団法人日本電気協会の系統連系専門部会から発行されている系統連系規程（ＪＥＡＣ９７０１−２００６）により義務付けられている。そのため、分散型電源システムは電力系統の異常を検出する保護機能を備えている。したがって、電力系統に瞬時電圧低下等の異常が発生すると、同一の電力系統に連系する多数の分散型電源システムが、一斉に電力系統から解列する可能性がある。この場合、系統周波数の低下や系統電圧の変動を引き起こすことが懸念される。そのため、分散型電源システムは、系統連系規程が定める電力系統の異常よりも短時間の瞬時電圧低下が発生しても、安定に運転を継続することが望まれる。

しかしながら、図６に示す分散型電源システムが備えるＰＬＬ演算手段１２は、ＰＩ調節手段１２３を備えている。ＰＩ調節手段１２３は、指令値０に対する位相差成分Ｖｑの偏差量（＝０−Ｖｑ）に基づいて比例演算と積分演算とを行うことにより、指令値に対する入力信号の偏差がゼロになるように機能する。

すなわち、ＰＩ調節手段１２３は、積分機能を有しているので、入力電圧信号の急変に対して瞬時に出力信号を追従させることができない。そのため、電力系統の相間で短絡が発生するなどにより系統電圧が瞬時に変動すると、系統電圧とインバータ回路１０から出力される電圧との間に、大きな位相差が短時間生じることが知られている。その結果、電力系統とインバータ回路１０との間でこの位相差に起因する過電流が生じる。過電流が生じた分散型電源システムは運転を停止するため、電力系統から解列し、電力を供給することができなくなるという問題がある。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、電力系統で瞬時の電圧変動が生じても、安定して電力系統に電力を供給することができる分散型電源システムを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明によって提供される分散型電源システムは、
半導体スイッチング素子を３相ブリッジ結線してなるインバータ回路と、
所定のキャリア信号と３相の電圧指令信号とを比較して前記半導体スイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御回路と、を備え、直流電力を変換して得られる交流電力を３相交流電源の電力系統に供給する分散型電源システムにおいて、
前記分散型電源システムは、前記３相交流電源の系統電圧を検出する電圧検出器を備えるとともに、
前記制御回路は、
前記電圧検出器で検出された系統電圧から第１の基本波信号と第２の基本波信号と第３の基本波信号とを生成する３相基本波信号生成手段と、
前記第１から第３の基本波信号に基づいて前記第１の基本波信号と同位相の第１の基準信号を生成する基準信号生成手段と、
前記第１の基準信号に基づいて生成される３倍調波信号と前記３相基本波信号生成手段から出力される第１から第３の基本波信号とを用いて第３調波信号を生成する第３調波信号生成手段と、
前記第１から第３の基本波信号のそれぞれと前記第３調波信号とを加算して３相の電圧指令信号を生成する３相電圧指令信号生成手段と、を有し、
前記基準信号生成手段は、
前記第２の基本波信号の位相を調整して第１の基本波信号と同位相の第４の基本波信号を生成する第１の位相調整手段と、
前記第３の基本波信号の位相を調整して第１の基本波信号と同位相の第５の基本波信号を生成する第２の位相調整手段と、
前記第１の基本波信号と前記第４の基本波信号と前記第５の基本波信号とを加算して基準電圧信号を生成する基準電圧信号生成手段と、
前記基準電圧信号と同じ位相で振幅が所定値に規格化された前記第１の基準信号を生成する第１の基準信号生成手段と、
を有することを特徴とする。

この発明によると、３相の電圧指令信号は第１から第３の基本波信号に共通の第３調波信号を加算して得られる台形波信号となるので、正弦波信号の場合に比べて、直流電源から出力される電圧の利用率を向上させることができる。また、電力系統に瞬時の電圧変動が生じても、分散型電源システムは、系統電圧に追従して出力電圧を制御することができる。
そして、第１の基準信号は第１から第３の基本波信号のすべてに基づいて生成されるため、制御回路は、電力系統のいずれかの２相間で短絡が発生しても、インバータ回路を制御するための信号を生成することができる。
したがって、系統電圧とインバータ回路の出力電圧との間の位相差により生じる過電流を防止することができ、かつ、分散型電源システムは、運転を継続することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記分散型電源システムは、前記３相交流電源と前記インバータ回路との間にフィルタ回路を備えた上述の分散型電源システムにおいて、前記３相基本波信号生成手段は、前記電圧検出器で検出された系統電圧から基本波成分の信号を抽出する基本波成分抽出手段と、前記抽出された基本波成分の信号に所定の位相値を付加して前記第１から第３の基本波信号を生成する位相調整手段と、を有することを特徴とする。さらに、前記抽出された基本波成分の信号に付加される位相値は、前記フィルタ回路の入出力電圧の間に生じる位相差量であることを特徴とする。

本実施の形態によると、分散型電源システムと３相交流電源との間にフィルタ回路が存在しても、分散型電源システムから出力される電圧は、前記フィルタ回路の出力点において、３相交流電源の電圧位相と同位相に制御される。したがって、電力系統に瞬時の電圧変動が生じても、分散型電源システムは、系統電圧に追従して出力電圧を制御することができる。その結果、過電流の発生を防止することができる。

本発明によると、電力系統で瞬時電圧低下が発生しても、安定して電力系統に電力を供給することができる分散型電源システムを提供することができる。

本発明に係る分散電源システムの実施形態を説明するためのブロック図である。３相電圧指令信号生成手段の一例を示すブロック図である。位相調整手段の一例を示すブロック図である。基準信号生成手段の一例を示すブロック図である。第３調波信号生成手段の一例を示すブロック図である。従来の分散電源システムの実施形態を説明するためのブロック図である。ＰＬＬ制御手段の一例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図５を参照しながら説明する。なお、図１〜図５において、図６に示した従来の分散電源システムと共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。

図１は、本発明に係る分散型電源システムの実施形態を説明するためのブロック図である。図１において、符号１〜１１を付した構成要素は図６の分散型電源システムと同じである。一方、図１の分散型電源システムでは、制御回路１０１でインバータ回路１０を制御するところが相違する。

制御回路１０１は座標変換手段１４、出力電流制御手段１５、ゲート信号生成回路１６、３相基本波信号生成手段２０、基準信号生成手段３０、第３調波信号生成手段４０、３相電圧指令信号生成手段５０を備えている。なお、上記構成要素のうち、符号１４〜１６を付した構成要素は制御回路１００の構成要素と同じである。

以下では、上記構成要素を備えた制御回路１０１の説明をしながら、本発明に係る分散型電源システムの動作を説明する。

３相基本波信号生成手段２０は、電圧検出器６で検出された３相交流電源１の系統電圧を入力として、位相調整された３相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを生成する。以下では、基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅを第１の基本波信号、基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅを第２の基本波信号、基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを第３の基本波信号として説明する。ただし、第１から第３の基本波信号が、基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅのいずれであっても、制御回路１０１の作用とその効果は同じである。

図２は、３相基本波信号生成手段２０の一例を示すブロック図である。３相基本波信号生成手段２０は、帯域通過フィルタ２１、位相調整手段２２、加算器２３を有する。以下の説明では、帯域通過フィルタ２１をＢＰＦ２１ともいう。

ＢＰＦ２１は、入力信号に含まれる周波数成分のうち、所定の周波数帯域の周波数成分のみを通過させるフィルタ（基本波成分抽出手段）である。図２において、ＢＰＦ２１を通過する周波数帯域は、系統電圧の周波数に設定されている。これにより、ＢＰＦ２１は、電圧検出器６で検出された電力系統のＵ相とＷ相の電圧信号Ｖｕ，Ｖｗを入力として、それらの基本波成分の信号Ｖｕｂｐｆ，Ｖｗｂｐｆを抽出して出力する。

位相調整手段２２は、ＢＰＦ２１からの信号Ｖｕｂｐｆ，Ｖｗｂｐｆを入力とし、これらの信号と同じ振幅値で、かつこれらの信号に対して所定量の位相を調整した信号ＶｕｒｅｆＢａｓｅ，ＶｗｒｅｆＢａｓｅを出力する。

図３は、位相調整手段２２の一例を示すブロック図である。位相調整手段２２は、低域通過フィルタ２２１、乗算器２２２，２２４、加算器２２３を有する。低域通過フィルタ２２１は、入力信号に含まれる周波数成分のうち、カットオフ周波数ｆｃよりも低い周波数帯域の周波数成分を通過させるフィルタである。以下の説明では、低域通過フィルタ２２１をＬＰＦ２２１ともいう。また、位相調整手段２２の入力信号をＶｉｎとし、出力信号をＶｏｕｔとする。

位相調整手段２２は、入力信号ＶｉｎをＬＰＦ２２１に入力して得られた信号に、乗算器２２２を用いて所定の係数Ｋ₁を乗じて信号Ｖｉｎｌｐｆを生成する。次に、入力信号Ｖｉｎと上記演算の結果得られた信号Ｖｉｎｌｐｆとの差ΔＶｉｎ（＝Ｖｉｎ−Ｖｉｎｌｐｆ）を加算器２２３により演算する。さらに、その結果得られた信号ΔＶｉｎに、乗算器２２４を用いて所定の係数Ｋ₂を乗じて、出力信号Ｖｏｕｔを生成する。

ここで、ＬＰＦ２２１のカットオフ周波数ｆｃの周期ＴはＴ＝１／ｆｃである。また、各周波数ωはω＝２πｆｃである。この場合、位相調整手段２２の入力信号Ｖｉｎに対する出力信号Ｖｏｕｔの位相φおよびゲイン｜ｇ｜の特性は、下記（１）式および（２）式で表される。

上記（１）式より、入力信号Ｖｉｎに対する出力信号Ｖｏｕｔの位相φは、係数Ｋ₁によって調整することができる。位相調整手段２２で調整する位相量は、インバータ回路１０から出力される電圧の位相と、この電圧がコンデンサ８とリアクトル９とからなるＬＣフィルタを通過して出力される電圧との間に生じる位相差分である。

また、上記（２）式より、入力信号Ｖｉｎに対する出力信号Ｖｏｕｔのゲイン｜ｇ｜は、係数Ｋ₂によって調整することができる。ゲイン｜ｇ｜は、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔとの比が１：１（ゲイン｜ｇ｜＝１）となるように調整される。

図２に戻って、３相基本波信号生成手段２０は、ＢＰＦ２１および位相調整手段２２により、電圧検出器６で検出されたＵ相およびＷ相の電圧信号Ｖｕ，Ｖｗから位相調整されたＵ相およびＷ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを生成する。さらに、加算器２３により、Ｖ相の基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ（＝０−Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ−Ｖｗｒｅｆｂａｓｅ）を生成する。基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅは、基準信号生成手段３０および３相電圧指令信号生成手段５０に対して出力される。

なお、図２に示した３相基本波信号生成手段２０では、Ｕ相とＷ相の系統電圧から３相の基本波信号を演算しているが、他の系統電圧の組み合わせによって３相の基本波信号を演算しても良い。また、３相の系統電圧から、それぞれの基本波信号を演算しても良い。

基準信号生成手段３０は、３相基本波信号生成手段２０からの基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを入力として、基準余弦波信号ｃｏｓωｔ（第１の基準信号）と基準正弦波信号ｓｉｎωｔ（第２の基準信号）とを生成する。
図４は、基準信号生成手段３０の一例を示すブロック図である。基準信号生成手段３０は、１２０度進み信号演算手段３１、１２０度遅れ信号演算手段３２、基準電圧信号演算手段３３、基準余弦波信号演算手段３４および基準正弦波信号演算手段３５を有する。

１２０度進み信号演算手段３１は、Ｖ相の基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅに対し１２０度位相が進んだ信号、すなわちＵ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅと同相の信号を生成する。Ｖ相の基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅに対し１２０度位相が進んだ信号は、例えば、基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅに係数−１／２を乗じた信号から、基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅに対し９０度位相が進んだ信号に係数√３／２を乗じて得られる信号を減じることにより算出することができる。基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅに対し９０度位相が進んだ信号は、例えば、基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅの移動平均を演算した信号に係数π／２を乗じることにより得ることができる。

１２０度遅れ信号演算手段３２は、Ｗ相の基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅに対し１２０度位相が遅れた信号、すなわちＵ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅと同相の信号を生成する。Ｗ相の基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅに対し１２０度位相が後れた信号は、例えば、基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅに係数−１／２を乗じた信号に、基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅに対し９０度位相が進んだ信号に係数√３／２を乗じて得られる信号を加算することにより算出することができる。基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅに対し９０度位相が進んだ信号は、例えば、基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅの移動平均を演算した信号に係数π／２を乗じることにより得ることができる。

基準電圧信号演算手段３３は、Ｕ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅと１２０度進み信号演算手段３１および１２０度遅れ信号演算手段３２とで生成されたそれぞれの信号を加算し、さらにこの加算結果に１／３を乗じて基準電圧信号Ｖｒｅｆを生成する。

電力系統の３相電圧が平衡しているとき、基準電圧信号演算手段３３で生成される基準電圧信号Ｖｒｅｆは、Ｕ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅと位相が同じであり、かつ振幅値も同じ信号となる。一方、電力系統の２相間で短絡が発生した場合、基準電圧信号演算手段３３で生成される基準電圧信号Ｖｒｅｆは、短絡が生じていない相の基本波信号と位相が同じであり、振幅値が１／２の信号となる。

基準余弦波信号演算手段３４は、基準電圧信号演算手段３３からの基準電圧信号Ｖｒｅｆを入力として、基準余弦波信号ｃｏｓωｔを生成する。基準余弦波信号ｃｏｓωｔは、基準電圧信号Ｖｒｅｆと位相が同じであり、かつ振幅値が１に規格化された信号である。

基準余弦波信号ｃｏｓωｔは、例えば、基準電圧信号Ｖｒｅｆをその振幅値で除すことにより得ることができる。基準電圧信号Ｖｒｅｆの振幅値は、例えば、基準電圧信号Ｖｒｅｆの絶対値信号から基準電圧信号Ｖｒｅｆの２倍周波数成分を除去することにより得ることができる。基準電圧信号Ｖｒｅｆの２倍周波数成分は、移動平均演算、バンドエリミネーションフィルタ、ローパスフィルタなどを用いることにより除去することができる。

基準正弦波信号演算手段３５は、基準余弦波信号演算手段３４からの基準余弦波信号ｃｏｓωｔを入力として、位相が基準余弦波信号ｃｏｓωｔより９０度進んだ基準正弦波信号ｓｉｎωｔを生成する。基準正弦波信号ｓｉｎωｔは、例えば、基準余弦波信号ｃｏｓωｔの移動平均値に係数−π／２を乗ずることにより得ることができる。

なお、図４において、基準信号生成手段３０の基準電圧信号演算手段３３はＵ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅを基準にしているが、Ｖ相の基本波信号ＶｖｒｅｆｂａｓｅまたはＷ相の基本波信号Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを基準にして基準電圧信号Ｖｒｅｆを演算しても良い。

基準信号生成手段３０は、算出した基準余弦波信号ｃｏｓωｔと基準正弦波信号ｓｉｎωｔとを座標変換手段１４に対して出力する。座標変換手段１４は、基準余弦波信号ｃｏｓωｔと基準正弦波信号ｓｉｎωｔとを用いて、有効電流指令Ｉｄｒｅｆ，無効電流指令Ｉｑｒｅｆを座標変換し、Ｕ相の出力電流指令ＩｕｒｅｆとＷ相の出力電流指令Ｉｗｒｅｆとを生成する。

出力電流指令ＩｕｒｅｆとＷ相の出力電流指令Ｉｗｒｅｆとを入力とする出力電流制御手段１５の動作は、図６で説明した従来の分散型電源システムの場合と同じである。

また、基準信号生成手段３０は、算出した基準余弦波信号ｃｏｓωｔを第３調波信号生成手段４０に出力する。

第３調波信号生成手段４０は、基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅおよび基準余弦波信号ｃｏｓωｔとを入力として、第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを生成する。図５は、第３調波信号生成手段４０の一例を示すブロック図である。
第３調波信号生成手段４０は、３倍調波信号演算手段４１と振幅演算手段４２と乗算器４３とを有する。

３倍調波信号演算手段４１は、基準余弦波信号ｃｏｓωｔに対する３倍調波信号ｃｏｓ３ωｔを算出する。例えば、下記（３）式にしたがって、基準余弦波信号ｃｏｓωｔに対するを３倍調波信号ｃｏｓ３ωｔ演算することができる。

また、基準余弦波信号ｃｏｓωｔの位相データを３倍したデータを演算し、この位相データに基づいて、位相データに対応する余弦波信号の値を予め記憶したテーブルから読み出すことにより、３倍調波信号ｃｏｓ３ωｔを生成してもよい。

振幅演算手段４２は、基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを用いて第３調波信号の振幅値Ｖ３ａｍｐを演算する。例えば、基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅのそれぞれの絶対値信号を加算した信号から６倍周波数成分を除去し、さらに所定の係数を乗じることにより得ることができる。６倍周波数成分は、移動平均演算、バンドエリミネーションフィルタ、ローパスフィルタなどを用いることにより除去することができる。

乗算器４３は、３倍調波信号ｃｏｓ３ωｔに第３調波信号の振幅値Ｖ３ａｍｐを乗じて第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを生成する。第３調波信号Ｖ３ｒｅｆは、第３調波信号生成手段４０から３相電圧指令信号生成手段５０に出力される。

３相電圧指令信号生成手段５０は、３相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅのそれぞれに第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを加算して、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを生成する。各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆは、台形波状である。各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆは、３相電圧指令信号生成手段５０からゲート信号生成回路１６に出力される。

ゲート信号生成回路１６は、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆと、各相の電圧指令に対する補正信号ΔＶｕｒｅｆ，ΔＶｖｒｅｆ，ΔＶｗｒｅｆとを各相ごとに加算して、各相の変調信号を生成する。次に、ゲート信号生成回路１６は、各相の変調信号と所定のキャリア信号との大小を比較して、ＰＷＭ変調された制御信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。制御信号Ｇ１〜Ｇ６は、インバータ回路１０に対して出力される。

上記実施形態において、インバータ回路１０から出力される３相交流電圧は、制御回路１０１の機能により、電力系統の各相電圧の変動に対して素早く追従することができる。
その結果、電力系統で瞬時電圧低下が生じても、過電流の発生が防止される。

また、インバータ回路１０の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、台形波変調された制御信号Ｇ１〜Ｇ６に基づいて、そのオン／オフ状態が制御される。その結果、インバータ回路１０は、直流電源１１の出力電圧を有効に利用することができる。すなわち、インバータ回路１０は、正弦波変調をする場合に比べて、太陽電池等の発電電圧がより低い領域でも、所望の交流電圧を出力することができる。

また、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆには共通の第３調波信号Ｖ３ｒｅｆが含まれている。そのため、インバータ回路１０の交流出力端の線間に生じる電圧には、第３調波信号Ｖ３ｒｅｆに起因する電圧成分は含まれない。したがって、インバータ回路１０の出力電圧から高調波成分を除去するためのコンデンサ８とリアクトル９とは、大型化する必要がない。

また、３相交流電源１の電力系統で２相間に瞬時短絡が発生した場合、インバータ回路１０は、短絡に関係しない相の出力電圧を台形波変調された電圧とすることができる。この場合、インバータ回路１０は零相電圧を発生させることがない。

以上のように、本実施形態によれば、電力系統で瞬時電圧低下が発生しても、安定して電力系統に電力を供給することができる分散型電源システムを得ることができる。

１・・・３相交流電源、２，３，４・・・スイッチ、５・・・負荷、６・・・電圧検出器、７・・・電流検出器、８・・・コンデンサ、９・・・リアクトル、１０・・・インバータ回路、１１・・・直流電源、１２・・・ＰＬＬ演算手段、１３，５０・・・３相電圧指令信号生成手段、１４・・・座標変換手段、１５・・・出力電流制御手段、１６・・・ゲート信号生成回路、２０・・・３相基本波信号生成手段、２１・・・帯域通過フィルタ、２２・・・位相調整手段、２３・・・加算器、３０・・・基準信号生成手段、３１・・・１２０度進み信号演算手段、３２・・・１２０度遅れ信号演算手段、３３・・・基準電圧信号演算手段、３４・・・基準余弦波信号演算手段、３５・・・基準正弦波信号演算手段、４０・・・第３調波信号生成手段、４１・・・３倍調波信号演算手段、４２・・・第３調波振幅演算手段、４３・・・乗算器、１００，１０１・・・制御回路、１２１・・・αβ変換手段、１２２・・・ｄｑ変換手段、１２３・・・比例積分演算手段、１２４・・・ＶＣＯ手段、１２５，１２６・・・加算器、２２１・・・低域通過フィルタ、２２２，２２４・・・乗算器、２２３・・・加算器。

Claims

半導体スイッチング素子を３相ブリッジ結線してなるインバータ回路と、
所定のキャリア信号と３相の電圧指令信号とを比較して前記半導体スイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御回路と、を備え、直流電力を変換して得られる交流電力を３相交流電源の電力系統に供給する分散型電源システムにおいて、
前記分散型電源システムは、前記３相交流電源の系統電圧を検出する電圧検出器を備えるとともに、
前記制御回路は、
前記電圧検出器で検出された系統電圧から第１の基本波信号と第２の基本波信号と第３の基本波信号とを生成する３相基本波信号生成手段と、
前記第１から第３の基本波信号に基づいて前記第１の基本波信号と同位相の第１の基準信号を生成する基準信号生成手段と、
前記第１の基準信号に基づいて生成される３倍調波信号と前記３相基本波信号生成手段から出力される第１から第３の基本波信号とを用いて第３調波信号を生成する第３調波信号生成手段と、
前記第１から第３の基本波信号のそれぞれと前記第３調波信号とを加算して３相の電圧指令信号を生成する３相電圧指令信号生成手段と、を有し、
前記基準信号生成手段は、
前記第２の基本波信号の位相を調整して第１の基本波信号と同位相の第４の基本波信号を生成する第１の位相調整手段と、
前記第３の基本波信号の位相を調整して第１の基本波信号と同位相の第５の基本波信号を生成する第２の位相調整手段と、
前記第１の基本波信号と前記第４の基本波信号と前記第５の基本波信号とを加算して基準電圧信号を生成する基準電圧信号生成手段と、
前記基準電圧信号と同じ位相で振幅が所定値に規格化された前記第１の基準信号を生成する第１の基準信号生成手段と、
を有することを特徴とする分散型電源システム。
前記３相交流電源と前記インバータ回路との間にフィルタ回路を備える請求項１に記載の分散型電源システムにおいて、
前記３相基本波信号生成手段は、前記電圧検出器で検出された系統電圧から基本波成分の信号を抽出する基本波成分抽出手段と、前記抽出された基本波成分の信号に所定の位相値を付加して前記第１から第３の基本波信号を生成する位相調整手段とを有することを特徴とする請求項１に記載の分散型電源システム。
前記抽出された基本波成分の信号に付加される位相値は、前記フィルタ回路の入出力電圧の間に生じる位相差量であることを特徴とする請求項２に記載の分散型電源システム。