JP5768957B2 - 3相v結線式インバータの制御装置 - Google Patents

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この発明は、3相PWM(パルス幅変調)インバータの制御装置、特に主回路構成が3相V結線式PWMインバータにおいて出力電圧歪みの低減を可能とする、3相V結線式PWMインバータの制御装置に関する。
負荷に任意の振幅・周波数の交流電圧を供給するシステムとして、PWMコンバータ・インバータシステムがある。この方式では、系統からの交流電圧をPWMコンバータにて直流電圧に変換し、その直流電圧をPWMインバータで所望の交流電圧に変換するもので、このようなシステムはモータ駆動用インバータや無停電電源(UPS)など、幅広い分野で用いられている。3相のシステムにおけるPWMインバータの主回路構成としては、各相にそれぞれ1つのスイッチングアームを持ち、計3つのスイッチングアームを制御して3相の交流電圧を得る3相フルブリッジ回路が一般的である。
近年、省エネルギーへの関心の高まりから、PWMインバータについても損失低減などによる高効率化が望まれている。そのための手段の1つとして、主回路構成をV結線にすることが挙げられる。
図5に、3相V結線式インバータの一般的な例を示す。
3相V結線式インバータでは図示のように、その直流部が直列に接続された直流コンデンサC1,C2により2分割されている。
また、3相のうちの2相にだけ(図5ではU相とW相)に半導体スイッチング素子S1,S2とS3,S4が設けられ、残りの1相(V相)は直流コンデンサC1,C2の中点に直結される構成となっている。このように、主回路構成をV結線にすると、3相フルブリッジ構成のものに比べて半導体スイッチング素子数が2/3となるので、コストやスイッチング損失の低減という観点から有利な構成となる。
主回路構成が3相フルブリッジ構成のものと相違することから、3相V結線式インバータの制御方式としても、3相フルブリッジ構成のものとは異なる手法が必要である。例えば、インバータの出力端子に3相平衡の交流電圧を出力する場合、3相フルブリッジインバータでは、3相の各スイッチングアームに位相が互いに120°ずれた電圧指令を与えて、電圧を発生させれば良い。
これに対し、図5のようなV結線式インバータの場合、U相のスイッチングアームでUV線間電圧、W相のスイッチングアームでWV線間電圧をそれぞれ出力するように制御する。よって、2相のスイッチングアームには互いに位相が60°ずれた正弦波を電圧指令として与える必要がある。
さらに、フルブリッジインバータは制御対象が多相電圧であるのに対し、V結線式インバータは線間電圧であることから、同一電圧を出力する場合、V結線式インバータの電圧指令の振幅は、フルブリッジインバータの電圧指令振幅の√3倍にする必要がある。
以上のように、V結線式インバータはUV間,WV間の線間電圧を等しい振幅、かつ所定の位相差になるように正しく電圧発生を行なえば、制御しない残りのWU線間電圧も正しく発生するので、3相平衡の交流電圧を出力可能ということになる。
また、V結線式PWMインバータには図5のように、スイッチングにより発生するキャリアリプルを除去するための出力フィルタFを内蔵するものもある。このような場合、インバータ出力電流の大きさに応じて、フィルタリアクトルで電圧降下が発生するため、インバータの出力電圧と装置の出力電圧に相当するフィルタ後段の電圧とが一致しなくなる。そのため、電圧指令通りの電圧が装置の出力端に得られないという問題が発生する。そこで、フィルタでの電圧降下を補償する制御を付加することで、いかなる場合でも装置の出力端であるフィルタ後段の電圧が電圧指令通りとなるようにする。当然、フィルタでの電圧降下を補償する制御についても、V結線式インバータに適した方式を用いることが必要である。
系統連系用インバータとして、V結線式インバータを適用した場合の制御手法が、例えば特許文献1に開示されている。
図6は、この特許文献1に開示の制御方式を説明する構成図である。この系統連系インバータは、インバータから系統へ流れる電流を力率1となるように制御するもので、インバータと系統間の電力の流れを制御する。フィルタの影響を補償した上で、インバータと系統間電流を制御するためには、フィルタリアクトルを流れる電流Iou,Iowと、インバータと系統間電流Isu,Iswの双方の情報が必要となる。そこで、上記特許文献1では、検出したフィルタコンデンサCu,Cwに印加される電圧から、フィルタコンデンサに流れる電流Icu,Icwを推定するようにしている。その結果、インバータと系統間の電流を検出するための回路が省略可能となり、インバータの低コスト化,小型化を実現するとともに、V結線式インバータの制御性能が向上する。
特開2007−318956号公報
ところで、V結線式インバータが原理的に有する問題として、出力電圧・電流歪みが生じやすく、さらには3相フルブリッジインバータでは殆ど見られない3次成分の発生という問題がある。つまり、上述のように、V結線式インバータは例えばU相アームとW相アームで振幅が等しく、かつ位相差が60°の正弦波を出力することで、3相平衡の交流電圧を出力する。しかるに、電力変換器には一般に、半導体スイッチング素子のオン電圧やデッドタイムなどの誤差要因があり、電圧指令と完全に一致する電圧は出力できない。このような出力電圧誤差により、以下のようなV結線特有の問題が発生する。
1つ目は、出力電圧歪が顕著に出るということである。電力変換器ではデッドタイムによる出力電圧誤差により、出力周波数の整数倍の高調波成分が出力電圧に発生する。V結線式インバータの場合、インバータのWU線間出力電圧はインバータにより直接制御していないため、他相に電圧歪が発生するとその影響を受けて歪んでしまう。例えば、インバータのU相アームが制御するUV線間電圧に歪みが発生すると、それに連動してWU線間電圧も歪んで、高調波成分が発生する。よって、WU線間電圧はUV線間電圧及びWV線間電圧双方の歪みの影響を受けるため、他の相に比べて大きな電圧歪みとなる。
2つ目は、出力電圧の不平衡が発生しやすいことである。出力電圧誤差要因により、前述のような高調波歪みが発生するだけでなく、本来出力しようとする基本波成分の振幅にも誤差が発生してしまう。インバータのWU線間出力電圧はインバータにより直接制御されておらず、インバータのU相アームが制御するUV線間電圧とW相アームが制御するWV線間電圧から、自動的に決まるものである。このため、出力電圧誤差要因により、UV線間電圧とWV線間電圧の基本波振幅が異なった値になると、WU線間電圧の基本波の振幅,位相が変化することになり、3相不平衡の電圧が出力されることになる。
さらに、フィルタリアクトルは2相しか挿入されないなど、主回路自体が3相不平衡の構成となっている。半導体素子のデッドタイムやオン電圧などの、主回路に関わるパラメータの各相毎のバラツキといった要因も不平衡を助長する。これらの要因が相まって、基本波の不平衡だけでなく、3相不平衡であることを示す3次成分も発生する。なお、3次成分は、3相平衡の回路構成である3相フルブリッジインバータでは殆ど発生しない。
以上のように、3相V結線式インバータは出力電圧誤差要因の影響を受け易く、固有の電圧歪み成分も発生するという、回路構成に起因する原理的な問題がある。
上記特許文献1では、系統連系用インバータとして、V結線式インバータを適用した場合の制御手法を開示しているのみであり、上述のようなV結線式インバータ特有の問題については何も言及していない。また、制御には必ず遅れが存在するので、出力電圧・電流の歪み補償にも限界がある。特に、主回路に関わるパラメータの各相毎のバラツキに起因する3次成分の補償は困難と考えられ、何らかの対策が必要である。なお、V結線式インバータ特有の出力歪みに言及した先行文献は、見当たらないのが現状である。
したがって、この発明の課題は、V結線式インバータ特有の出力歪みを低減可能な、低コストで信頼性の高い制御装置を提供することにある。
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、2相分の半導体スイッチング素子をオン/オフ制御することにより、直流電圧を任意の振幅,周波数の3相交流電圧に変換する3相V結線式インバータの制御装置であって、
インバータ出力電圧指令の3倍周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、その3倍周波数正弦波に前記インバータの出力電流に応じて変化する振幅調整用ゲインを乗じてその振幅を調整する振幅調整手段とを有し、その振幅調整をした3倍周波数正弦波を各相の電圧指令に加算して制御することを特徴とする。
上記請求項1の発明においては、前記正弦波生成手段は、前記インバータ出力電圧指令の位相情報と位相補正量との加算値に基づき、インバータ出力電圧指令の3倍周波数の正弦波を出力するメモリテーブルからなることができる(請求項2の発明)

この発明によれば、特別な外部回路を付加することなくV結線式インバータの出力歪みを低減できるので、低コストで信頼性の高い制御装置を提供することができる。
この発明の実施の形態を示すブロック図。 図1の3次調波演算手段の具体例を示す構成図。 図1の3次調波演算手段の別の具体例を示す構成図。 図3の振幅調整ゲイン自動補正手段の機能説明図。 3相V結線式インバータ装置の一般的な例を示す主回路構成図。 3相V結線式インバータ制御方式の従来例を示す構成図。
図1はこの発明の実施の形態を示すブロックである。1はPWM回路(パルス幅変調回路)、2は3次調波演算手段、31,32は加算器である。
図1に示すように、3次調波演算手段2により生成される3次調波を、加算器31,32において、V結線式インバータの2相の電圧指令それぞれに加算するようにした点が特徴である。そして、加算器31,32からの出力に基づきPWM変調回路1でPWM変調を行なうことで、図5の半導体スイッチング素子S1〜S4に対するオン指令を作成する。
上記のようにするのは、V結線式インバータにて発生する固有の3次成分に対し、これを打ち消すような3次調波を各相の電圧指令それぞれに加算することで、V結線式インバータの出力電圧歪みを低減するものである。位相が互いに120°ずれた対称な3次調波は、基本波に対しては全て同位相となるため、ここでは各相の電圧指令に同一の3次調波を加算している。勿論、特性の微調整などを目的として、各相毎に個別の3次調波を加算するようにしても良い。
なお、インバータの電圧指令の演算方式については、その用途などに応じて異なるため、種々の方式が存在する。しかし、この発明では、演算された電圧指令に対し、3次調波を加算してPWM変調をするだけである。このため、電圧指令の演算方式によらず適用可能であり、V結線式インバータであれば、モータ駆動用,UPS用,系統連系用などの幅広い用途に適用可能である。
ところで、3相フルブリッジインバータの制御において、各相の電圧指令に3次調波を加算する制御が一般的に用いられている。これは台形波変調と言われるもので、インバータで出力可能な電圧の範囲を広げるための手法である。従って、この発明は台形波変調と類似の操作を行なうが、その目的,効果,適用対象は全く異なるもので、それとは明確に区別すべきものである。
さらに、3相フルブリッジインバータの場合、通常は各相の出力電圧を検出する手段を有している。従って、各相の出力電圧に不平衡や歪が発生しても、出力電圧の検出値を用いて制御すれば、その補償は可能である。
これに対し、V結線式インバータの場合、2相分のスイッチングアームを制御して3相交流電圧を出力するため、電圧検出器も2相分しか設置しないことが多い。
しかし、出力電圧不平衡など不平衡に起因して発生する3次成分を精度良く補償するためには、出力電圧の不平衡の度合いを正確に検知する必要があることから、当然のことながら3相分の検出器が必須となる。V結線式インバータでも3相全てに出力電圧検出器を設けることは可能であるが、こうするとコスト低減のために主回路をV結線にした効果が小さくなってしまう。以上のことから、出力電圧の検出器を用いることなく出力電圧の3次成分を補償できるこの発明は、3相V結線式インバータの場合、特に優れた効果を発揮するものと言える。
図2に3次調波演算手段の具体例を示す。図示のように、加算器21,3次調波テーブル22および乗算器23から構成される。
3次調波テーブル22は、出力電圧の3倍周波数の正弦波を格納するメモリテーブルである。この3次調波テーブル22は、正弦波の位相情報を入力すると、その位相に対応した値が出力されるようになっており、位相情報が0°〜360°の間で連続的に変化することで、所定の周波数の正弦波が得られる。
3次調波テーブル22に入力する位相情報としては、ここでは出力電圧指令位相情報に位相補正量を加算したものを用いている。出力電圧指令位相情報は、インバータの出力電圧指令の位相情報を示すもので、大抵のインバータで電圧指令を作成するために有しているものである。これにより、インバータ電圧指令と所定の位相差を持った3次調波がテーブル22から出力される。3次調波テーブル22の出力に振幅調整ゲインを乗じることでその振幅を調整し、出力電圧指令に加算する3次調波が得られることになる。
図2では、位相補正量と振幅調整ゲインを固定値としている。これは、制御装置の構成をできる限り簡略化するためである。また、これらの値は、実際にインバータを運転し、出力電圧の3次成分が小さくなるように、手動調整することで得ることができる。もちろん、検出したインバータ出力電圧から3次成分を抽出し、その抽出量を用いて位相補正量と振幅調整ゲインを自動的に調整することも可能である。その方が出力電圧歪みの低減効果は大きくなるが、補正量演算のための負荷が大きくなり、制御装置が複雑化するデメリットが生じるおそれもある。
位相補正量と振幅調整ゲインを固定値とする場合、どの動作点でこれらのパラメータの手動調整を行なうかが重要となる。例えば、負荷の大きさによってインバータ出力電流の大きさが変化するので、負荷の大きさに応じて最適な調整値は異なると考えられる。そこで、以下のような方法が考えられる。
図3は、このような場合を説明する3次調波演算手段の別の具体例である。
図3に示すように、図2に示すものに対し振幅調整ゲイン自動補正手段24を付加した点が特徴である。振幅調整ゲイン自動補正手段24は、インバータ出力電流の大きさに応じて、或るアルゴリズムで演算される補正ゲインを出力する。この補正ゲインは0から1の値をとり、この値を固定値である振幅調整ゲインに乗じてその補正を行なう。これにより、インバータ出力電流の振幅に応じて、電圧指令に加算する3次調波の振幅が自動的に変更されることになる。
図4は振幅調整ゲイン自動補正手段の機能説明である。
図3の振幅調整ゲイン自動補正手段24は、ここでは図4のような特性で補正ゲインを演算する。すなわち、インバータ出力電流の振幅が定格の25%までは一定値「1」、50%以上では「0」、25〜50%の間を直線的に変化させるようにしている。これは、負荷が小さい領域では出力電圧指令に3次調波を加算するが、負荷が大きい領域では3次調波を加算せず、電圧歪みの補償はしないことを示している。
振幅調整ゲイン自動補正手段に図4のような機能を持たせるのは、位相補正量と振幅調整ゲインの手動調整を簡略化するためである。つまり、図4のような機能を持たせることで、インバータ電圧指令への3次調波の加算が負荷の小さな領域に限定されるので、位相補正量と振幅調整ゲインも負荷が小さい条件でインバータの運転を行ない、手動調整を実施すればよい。負荷が小さい条件で調整したパラメータを用いて、大きな負荷を印加して運転を行なうと、3次調波の加算によりかえって出力電圧歪みを増加させてしまう危険性もあるが、図4のような振幅調整ゲイン自動補正手段を用いることで、そのリスクを回避できるというわけである。
このように、図3や図4の例では、出力電圧歪みの低減効果のある負荷領域を限定することになるが、電圧指令への3次調波の加算によりかえって電圧歪みを増加させてしまう負荷領域が発生するリスクを完全に回避でき、この発明を適用するときの演算回路の構成やパラメータの調整を簡略化できる。よって、制御装置をできる限り簡略化したい場合、特定の負荷領域で出力電圧歪みが顕著である場合などには、特に有効な手法となる。図4では、負荷の小さな領域で3次調波の加算が有効になるようにしたが、これに限らず負荷に応じて適宜に3次調波の加算が有効になるようにしても良いことは言うまでも無い。
1…PWM回路、2…3次調波演算手段、21,31,32…加算器、22…3次調波テーブル、23,25…乗算器、24…振幅調整ゲイン自動補正手段、C1,C2…コンデンサ、S1〜S4…半導体スイッチング素子。

Claims (2)

  1. 2相分の半導体スイッチング素子をオン/オフ制御することにより、直流電圧を任意の振幅,周波数の3相交流電圧に変換する3相V結線式インバータの制御装置であって、
    インバータ出力電圧指令の3倍周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、その3倍周波数正弦波に、前記インバータの出力電流に応じて変化する振幅調整用ゲインを乗じてその振幅を調整する振幅調整手段とを有し、その振幅調整をした3倍周波数正弦波を各相の電圧指令に加算して制御することを特徴とする3相V結線式インバータの制御装置。
  2. 前記正弦波生成手段は、前記インバータ出力電圧指令の位相情報と位相補正量との加算値に基づき、インバータ出力電圧指令の3倍周波数の正弦波を出力するメモリテーブルからなることを特徴とする請求項1に記載の3相V結線式インバータの制御装置。
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