JP5768957B2 - ３相ｖ結線式インバータの制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、３相ＰＷＭ（パルス幅変調）インバータの制御装置、特に主回路構成が３相Ｖ結線式ＰＷＭインバータにおいて出力電圧歪みの低減を可能とする、３相Ｖ結線式ＰＷＭインバータの制御装置に関する。

負荷に任意の振幅・周波数の交流電圧を供給するシステムとして、ＰＷＭコンバータ・インバータシステムがある。この方式では、系統からの交流電圧をＰＷＭコンバータにて直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭインバータで所望の交流電圧に変換するもので、このようなシステムはモータ駆動用インバータや無停電電源（ＵＰＳ）など、幅広い分野で用いられている。３相のシステムにおけるＰＷＭインバータの主回路構成としては、各相にそれぞれ１つのスイッチングアームを持ち、計３つのスイッチングアームを制御して３相の交流電圧を得る３相フルブリッジ回路が一般的である。

近年、省エネルギーへの関心の高まりから、ＰＷＭインバータについても損失低減などによる高効率化が望まれている。そのための手段の１つとして、主回路構成をＶ結線にすることが挙げられる。
図５に、３相Ｖ結線式インバータの一般的な例を示す。
３相Ｖ結線式インバータでは図示のように、その直流部が直列に接続された直流コンデンサＣ１，Ｃ２により２分割されている。

また、３相のうちの２相にだけ（図５ではＵ相とＷ相）に半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とＳ３，Ｓ４が設けられ、残りの１相（Ｖ相）は直流コンデンサＣ１，Ｃ２の中点に直結される構成となっている。このように、主回路構成をＶ結線にすると、３相フルブリッジ構成のものに比べて半導体スイッチング素子数が２／３となるので、コストやスイッチング損失の低減という観点から有利な構成となる。

主回路構成が３相フルブリッジ構成のものと相違することから、３相Ｖ結線式インバータの制御方式としても、３相フルブリッジ構成のものとは異なる手法が必要である。例えば、インバータの出力端子に３相平衡の交流電圧を出力する場合、３相フルブリッジインバータでは、３相の各スイッチングアームに位相が互いに１２０°ずれた電圧指令を与えて、電圧を発生させれば良い。
これに対し、図５のようなＶ結線式インバータの場合、Ｕ相のスイッチングアームでＵＶ線間電圧、Ｗ相のスイッチングアームでＷＶ線間電圧をそれぞれ出力するように制御する。よって、２相のスイッチングアームには互いに位相が６０°ずれた正弦波を電圧指令として与える必要がある。

さらに、フルブリッジインバータは制御対象が多相電圧であるのに対し、Ｖ結線式インバータは線間電圧であることから、同一電圧を出力する場合、Ｖ結線式インバータの電圧指令の振幅は、フルブリッジインバータの電圧指令振幅の√３倍にする必要がある。
以上のように、Ｖ結線式インバータはＵＶ間，ＷＶ間の線間電圧を等しい振幅、かつ所定の位相差になるように正しく電圧発生を行なえば、制御しない残りのＷＵ線間電圧も正しく発生するので、３相平衡の交流電圧を出力可能ということになる。

また、Ｖ結線式ＰＷＭインバータには図５のように、スイッチングにより発生するキャリアリプルを除去するための出力フィルタＦを内蔵するものもある。このような場合、インバータ出力電流の大きさに応じて、フィルタリアクトルで電圧降下が発生するため、インバータの出力電圧と装置の出力電圧に相当するフィルタ後段の電圧とが一致しなくなる。そのため、電圧指令通りの電圧が装置の出力端に得られないという問題が発生する。そこで、フィルタでの電圧降下を補償する制御を付加することで、いかなる場合でも装置の出力端であるフィルタ後段の電圧が電圧指令通りとなるようにする。当然、フィルタでの電圧降下を補償する制御についても、Ｖ結線式インバータに適した方式を用いることが必要である。

系統連系用インバータとして、Ｖ結線式インバータを適用した場合の制御手法が、例えば特許文献１に開示されている。
図６は、この特許文献１に開示の制御方式を説明する構成図である。この系統連系インバータは、インバータから系統へ流れる電流を力率１となるように制御するもので、インバータと系統間の電力の流れを制御する。フィルタの影響を補償した上で、インバータと系統間電流を制御するためには、フィルタリアクトルを流れる電流Ｉｏｕ，Ｉｏｗと、インバータと系統間電流Ｉｓｕ，Ｉｓｗの双方の情報が必要となる。そこで、上記特許文献１では、検出したフィルタコンデンサＣｕ，Ｃｗに印加される電圧から、フィルタコンデンサに流れる電流Ｉｃｕ，Ｉｃｗを推定するようにしている。その結果、インバータと系統間の電流を検出するための回路が省略可能となり、インバータの低コスト化，小型化を実現するとともに、Ｖ結線式インバータの制御性能が向上する。

特開２００７−３１８９５６号公報

ところで、Ｖ結線式インバータが原理的に有する問題として、出力電圧・電流歪みが生じやすく、さらには３相フルブリッジインバータでは殆ど見られない３次成分の発生という問題がある。つまり、上述のように、Ｖ結線式インバータは例えばＵ相アームとＷ相アームで振幅が等しく、かつ位相差が６０°の正弦波を出力することで、３相平衡の交流電圧を出力する。しかるに、電力変換器には一般に、半導体スイッチング素子のオン電圧やデッドタイムなどの誤差要因があり、電圧指令と完全に一致する電圧は出力できない。このような出力電圧誤差により、以下のようなＶ結線特有の問題が発生する。

１つ目は、出力電圧歪が顕著に出るということである。電力変換器ではデッドタイムによる出力電圧誤差により、出力周波数の整数倍の高調波成分が出力電圧に発生する。Ｖ結線式インバータの場合、インバータのＷＵ線間出力電圧はインバータにより直接制御していないため、他相に電圧歪が発生するとその影響を受けて歪んでしまう。例えば、インバータのＵ相アームが制御するＵＶ線間電圧に歪みが発生すると、それに連動してＷＵ線間電圧も歪んで、高調波成分が発生する。よって、ＷＵ線間電圧はＵＶ線間電圧及びＷＶ線間電圧双方の歪みの影響を受けるため、他の相に比べて大きな電圧歪みとなる。

２つ目は、出力電圧の不平衡が発生しやすいことである。出力電圧誤差要因により、前述のような高調波歪みが発生するだけでなく、本来出力しようとする基本波成分の振幅にも誤差が発生してしまう。インバータのＷＵ線間出力電圧はインバータにより直接制御されておらず、インバータのＵ相アームが制御するＵＶ線間電圧とＷ相アームが制御するＷＶ線間電圧から、自動的に決まるものである。このため、出力電圧誤差要因により、ＵＶ線間電圧とＷＶ線間電圧の基本波振幅が異なった値になると、ＷＵ線間電圧の基本波の振幅，位相が変化することになり、３相不平衡の電圧が出力されることになる。

さらに、フィルタリアクトルは２相しか挿入されないなど、主回路自体が３相不平衡の構成となっている。半導体素子のデッドタイムやオン電圧などの、主回路に関わるパラメータの各相毎のバラツキといった要因も不平衡を助長する。これらの要因が相まって、基本波の不平衡だけでなく、３相不平衡であることを示す３次成分も発生する。なお、３次成分は、３相平衡の回路構成である３相フルブリッジインバータでは殆ど発生しない。
以上のように、３相Ｖ結線式インバータは出力電圧誤差要因の影響を受け易く、固有の電圧歪み成分も発生するという、回路構成に起因する原理的な問題がある。

上記特許文献１では、系統連系用インバータとして、Ｖ結線式インバータを適用した場合の制御手法を開示しているのみであり、上述のようなＶ結線式インバータ特有の問題については何も言及していない。また、制御には必ず遅れが存在するので、出力電圧・電流の歪み補償にも限界がある。特に、主回路に関わるパラメータの各相毎のバラツキに起因する３次成分の補償は困難と考えられ、何らかの対策が必要である。なお、Ｖ結線式インバータ特有の出力歪みに言及した先行文献は、見当たらないのが現状である。

したがって、この発明の課題は、Ｖ結線式インバータ特有の出力歪みを低減可能な、低コストで信頼性の高い制御装置を提供することにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、直流電圧を任意の振幅，周波数の３相交流電圧に変換する３相Ｖ結線式インバータの制御装置であって、
インバータ出力電圧指令の３倍周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、その３倍周波数正弦波に前記インバータの出力電流に応じて変化する振幅調整用ゲインを乗じてその振幅を調整する振幅調整手段とを有し、その振幅調整をした３倍周波数正弦波を各相の電圧指令に加算して制御することを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記正弦波生成手段は、前記インバータ出力電圧指令の位相情報と位相補正量との加算値に基づき、インバータ出力電圧指令の３倍周波数の正弦波を出力するメモリテーブルからなることができる（請求項２の発明）。

この発明によれば、特別な外部回路を付加することなくＶ結線式インバータの出力歪みを低減できるので、低コストで信頼性の高い制御装置を提供することができる。

この発明の実施の形態を示すブロック図。 図１の３次調波演算手段の具体例を示す構成図。 図１の３次調波演算手段の別の具体例を示す構成図。 図３の振幅調整ゲイン自動補正手段の機能説明図。 ３相Ｖ結線式インバータ装置の一般的な例を示す主回路構成図。 ３相Ｖ結線式インバータ制御方式の従来例を示す構成図。

図１はこの発明の実施の形態を示すブロックである。１はＰＷＭ回路（パルス幅変調回路）、２は３次調波演算手段、３１，３２は加算器である。
図１に示すように、３次調波演算手段２により生成される３次調波を、加算器３１，３２において、Ｖ結線式インバータの２相の電圧指令それぞれに加算するようにした点が特徴である。そして、加算器３１，３２からの出力に基づきＰＷＭ変調回路１でＰＷＭ変調を行なうことで、図５の半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対するオン指令を作成する。

上記のようにするのは、Ｖ結線式インバータにて発生する固有の３次成分に対し、これを打ち消すような３次調波を各相の電圧指令それぞれに加算することで、Ｖ結線式インバータの出力電圧歪みを低減するものである。位相が互いに１２０°ずれた対称な３次調波は、基本波に対しては全て同位相となるため、ここでは各相の電圧指令に同一の３次調波を加算している。勿論、特性の微調整などを目的として、各相毎に個別の３次調波を加算するようにしても良い。

なお、インバータの電圧指令の演算方式については、その用途などに応じて異なるため、種々の方式が存在する。しかし、この発明では、演算された電圧指令に対し、３次調波を加算してＰＷＭ変調をするだけである。このため、電圧指令の演算方式によらず適用可能であり、Ｖ結線式インバータであれば、モータ駆動用，ＵＰＳ用，系統連系用などの幅広い用途に適用可能である。

ところで、３相フルブリッジインバータの制御において、各相の電圧指令に３次調波を加算する制御が一般的に用いられている。これは台形波変調と言われるもので、インバータで出力可能な電圧の範囲を広げるための手法である。従って、この発明は台形波変調と類似の操作を行なうが、その目的，効果，適用対象は全く異なるもので、それとは明確に区別すべきものである。

さらに、３相フルブリッジインバータの場合、通常は各相の出力電圧を検出する手段を有している。従って、各相の出力電圧に不平衡や歪が発生しても、出力電圧の検出値を用いて制御すれば、その補償は可能である。
これに対し、Ｖ結線式インバータの場合、２相分のスイッチングアームを制御して３相交流電圧を出力するため、電圧検出器も２相分しか設置しないことが多い。

しかし、出力電圧不平衡など不平衡に起因して発生する３次成分を精度良く補償するためには、出力電圧の不平衡の度合いを正確に検知する必要があることから、当然のことながら３相分の検出器が必須となる。Ｖ結線式インバータでも３相全てに出力電圧検出器を設けることは可能であるが、こうするとコスト低減のために主回路をＶ結線にした効果が小さくなってしまう。以上のことから、出力電圧の検出器を用いることなく出力電圧の３次成分を補償できるこの発明は、３相Ｖ結線式インバータの場合、特に優れた効果を発揮するものと言える。

図２に３次調波演算手段の具体例を示す。図示のように、加算器２１，３次調波テーブル２２および乗算器２３から構成される。
３次調波テーブル２２は、出力電圧の３倍周波数の正弦波を格納するメモリテーブルである。この３次調波テーブル２２は、正弦波の位相情報を入力すると、その位相に対応した値が出力されるようになっており、位相情報が０°〜３６０°の間で連続的に変化することで、所定の周波数の正弦波が得られる。

３次調波テーブル２２に入力する位相情報としては、ここでは出力電圧指令位相情報に位相補正量を加算したものを用いている。出力電圧指令位相情報は、インバータの出力電圧指令の位相情報を示すもので、大抵のインバータで電圧指令を作成するために有しているものである。これにより、インバータ電圧指令と所定の位相差を持った３次調波がテーブル２２から出力される。３次調波テーブル２２の出力に振幅調整ゲインを乗じることでその振幅を調整し、出力電圧指令に加算する３次調波が得られることになる。

図２では、位相補正量と振幅調整ゲインを固定値としている。これは、制御装置の構成をできる限り簡略化するためである。また、これらの値は、実際にインバータを運転し、出力電圧の３次成分が小さくなるように、手動調整することで得ることができる。もちろん、検出したインバータ出力電圧から３次成分を抽出し、その抽出量を用いて位相補正量と振幅調整ゲインを自動的に調整することも可能である。その方が出力電圧歪みの低減効果は大きくなるが、補正量演算のための負荷が大きくなり、制御装置が複雑化するデメリットが生じるおそれもある。

位相補正量と振幅調整ゲインを固定値とする場合、どの動作点でこれらのパラメータの手動調整を行なうかが重要となる。例えば、負荷の大きさによってインバータ出力電流の大きさが変化するので、負荷の大きさに応じて最適な調整値は異なると考えられる。そこで、以下のような方法が考えられる。
図３は、このような場合を説明する３次調波演算手段の別の具体例である。

図３に示すように、図２に示すものに対し振幅調整ゲイン自動補正手段２４を付加した点が特徴である。振幅調整ゲイン自動補正手段２４は、インバータ出力電流の大きさに応じて、或るアルゴリズムで演算される補正ゲインを出力する。この補正ゲインは０から１の値をとり、この値を固定値である振幅調整ゲインに乗じてその補正を行なう。これにより、インバータ出力電流の振幅に応じて、電圧指令に加算する３次調波の振幅が自動的に変更されることになる。

図４は振幅調整ゲイン自動補正手段の機能説明である。
図３の振幅調整ゲイン自動補正手段２４は、ここでは図４のような特性で補正ゲインを演算する。すなわち、インバータ出力電流の振幅が定格の２５％までは一定値「１」、５０％以上では「０」、２５〜５０％の間を直線的に変化させるようにしている。これは、負荷が小さい領域では出力電圧指令に３次調波を加算するが、負荷が大きい領域では３次調波を加算せず、電圧歪みの補償はしないことを示している。

振幅調整ゲイン自動補正手段に図４のような機能を持たせるのは、位相補正量と振幅調整ゲインの手動調整を簡略化するためである。つまり、図４のような機能を持たせることで、インバータ電圧指令への３次調波の加算が負荷の小さな領域に限定されるので、位相補正量と振幅調整ゲインも負荷が小さい条件でインバータの運転を行ない、手動調整を実施すればよい。負荷が小さい条件で調整したパラメータを用いて、大きな負荷を印加して運転を行なうと、３次調波の加算によりかえって出力電圧歪みを増加させてしまう危険性もあるが、図４のような振幅調整ゲイン自動補正手段を用いることで、そのリスクを回避できるというわけである。

このように、図３や図４の例では、出力電圧歪みの低減効果のある負荷領域を限定することになるが、電圧指令への３次調波の加算によりかえって電圧歪みを増加させてしまう負荷領域が発生するリスクを完全に回避でき、この発明を適用するときの演算回路の構成やパラメータの調整を簡略化できる。よって、制御装置をできる限り簡略化したい場合、特定の負荷領域で出力電圧歪みが顕著である場合などには、特に有効な手法となる。図４では、負荷の小さな領域で３次調波の加算が有効になるようにしたが、これに限らず負荷に応じて適宜に３次調波の加算が有効になるようにしても良いことは言うまでも無い。

１…ＰＷＭ回路、２…３次調波演算手段、２１，３１，３２…加算器、２２…３次調波テーブル、２３，２５…乗算器、２４…振幅調整ゲイン自動補正手段、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｓ１〜Ｓ４…半導体スイッチング素子。

Claims (2)

1. ２相分の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、直流電圧を任意の振幅，周波数の３相交流電圧に変換する３相Ｖ結線式インバータの制御装置であって、
   インバータ出力電圧指令の３倍周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、その３倍周波数正弦波に、前記インバータの出力電流に応じて変化する振幅調整用ゲインを乗じてその振幅を調整する振幅調整手段とを有し、その振幅調整をした３倍周波数正弦波を各相の電圧指令に加算して制御することを特徴とする３相Ｖ結線式インバータの制御装置。
2. 前記正弦波生成手段は、前記インバータ出力電圧指令の位相情報と位相補正量との加算値に基づき、インバータ出力電圧指令の３倍周波数の正弦波を出力するメモリテーブルからなることを特徴とする請求項１に記載の３相Ｖ結線式インバータの制御装置。

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