JPH1169899A - 誘導電動機の制御方法および制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御方法および制御装置Info
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- JPH1169899A JPH1169899A JP9227750A JP22775097A JPH1169899A JP H1169899 A JPH1169899 A JP H1169899A JP 9227750 A JP9227750 A JP 9227750A JP 22775097 A JP22775097 A JP 22775097A JP H1169899 A JPH1169899 A JP H1169899A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】簡便な方法により３倍周波数の正弦波波形を算
出し、その信号を各相に重畳して、ＰＷＭインバータの
電圧利用率を向上する。 【解決手段】角速度指令をもとに作成した基準波の位相
を３倍した値をもとに、３相正弦波を作るテーブルから
３倍周波数の電圧波形を求める。 【効果】複雑な計算や新たな制御の付加が不要であり、
簡単に３倍周波数の電圧波形を求めることができる。
出し、その信号を各相に重畳して、ＰＷＭインバータの
電圧利用率を向上する。 【解決手段】角速度指令をもとに作成した基準波の位相
を３倍した値をもとに、３相正弦波を作るテーブルから
３倍周波数の電圧波形を求める。 【効果】複雑な計算や新たな制御の付加が不要であり、
簡単に３倍周波数の電圧波形を求めることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、可変電圧，可変周
波数の交流電圧を出力して誘導電動機を可変駆動するＰ
ＷＭインバータの制御方法および制御装置に関する。
波数の交流電圧を出力して誘導電動機を可変駆動するＰ
ＷＭインバータの制御方法および制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータによる誘導電動機の駆動にお
いて、そのコントロールをマイコン等を用いて行う場
合、処理速度，処理規模等の制約により正弦波状の３倍
周波数電圧を計算するのが困難であり、たとえば特開平
6−133558 号にあるように、３相出力電圧波形を用い、
各時刻において３相出力電圧の最大値と最小値を判定
し、そのちょうど中間の電圧を各相にたすということを
サンプリングごとに実施し、擬似的に３倍周波数の三角
波電圧を重畳する等の処理をしていた。
いて、そのコントロールをマイコン等を用いて行う場
合、処理速度，処理規模等の制約により正弦波状の３倍
周波数電圧を計算するのが困難であり、たとえば特開平
6−133558 号にあるように、３相出力電圧波形を用い、
各時刻において３相出力電圧の最大値と最小値を判定
し、そのちょうど中間の電圧を各相にたすということを
サンプリングごとに実施し、擬似的に３倍周波数の三角
波電圧を重畳する等の処理をしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】３倍周波数の電圧を３
相出力電圧の各相に重畳して電圧利用率を向上する手段
として、擬似的な波形ではなく、複雑な計算を必要とせ
ず制御に負荷をかけないでも、正弦波状の３倍周波数電
圧をもとめられ、容易に原理通りの電圧利用率向上を実
施できる方法がなかった。
相出力電圧の各相に重畳して電圧利用率を向上する手段
として、擬似的な波形ではなく、複雑な計算を必要とせ
ず制御に負荷をかけないでも、正弦波状の３倍周波数電
圧をもとめられ、容易に原理通りの電圧利用率向上を実
施できる方法がなかった。
【０００４】本発明の課題は、上記従来技術の問題点を
解決し、特に新たな制御を追加する必要無しに簡便な方
法により、基本周波数の３倍周波数を持つ正弦波波形を
算出し、その信号を３相出力電圧各相に重畳することに
より、ＰＷＭインバータの電圧利用率向上を実施するこ
とにある。
解決し、特に新たな制御を追加する必要無しに簡便な方
法により、基本周波数の３倍周波数を持つ正弦波波形を
算出し、その信号を３相出力電圧各相に重畳することに
より、ＰＷＭインバータの電圧利用率向上を実施するこ
とにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、ベクトル制御ＰＷＭインバータによって誘導電動機
を制御する電力変換装置において、誘導電動機の定格周
波数，演算のためのサンプリング時間，３相正弦波を作
るテーブルのデータ数に基づいて定格角速度をつくり、
この定格角速度と加速時間（減速時間）から加速角速度
（減速角速度）を演算し、サンプリング時間毎に加速角
速度（減速角速度）を積算して過度時角速度をつくり、
過度時角速度と定格角速度を比較し、過度時角速度が定
格角速度より小さい（大きい）時は過度時角速度を用い
て前記電動機を加速（減速）し、過度時角速度が定格角
速度より大きく(小さく)なった時は定格角速度を用いて
定常運転に入るように制御し、励磁電圧Ｖｄ，トルク電
圧Ｖｑと前述の角速度をサンプリング周期ごとに積算し
て求めた基本位相θから２相３相変換を用いて出力電圧
を求めるような場合、この励磁電圧Ｖｄ，トルク電圧Ｖ
ｑ信号からＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧に変換する２相
３相変換に置いて、デジタル制御回路を用いて処理する
場合には処理の高速化の観点から、正弦波のテーブルを
あらかじめ持っておき、基本位相θからこのテーブルを
用いてｓｉｎθ，ｃｏｓθを算出しこの値と励磁電圧Ｖ
ｄ，トルク電圧Ｖｑから２相３相変換にて３相出力電圧
を決める手法を用いる。この制御回路に基本周波数の３
倍の周波数を持つ電圧波形を３相出力電圧各相に重畳さ
せる電圧利用率向上制御を加える場合に前述の基本位相
θを本制御内で作成しているため、この基本位相θを用
い３倍の位相を計算する。前述のように２相３相変換を
実施する際テーブルを用いてｓｉｎθ，ｃｏｓθを求め
るが、この時同時にｓｉｎ３θの分もテーブルを引いて
おく。これにより３倍周波数の信号が容易に作成できる
ので、３相出力電圧各相にこの３倍周波数の電圧波形を
重畳し電圧利用率の向上がはかれる。この時、励磁電圧
Ｖｄ，トルク電圧Ｖｑの関係による位相差δが基本位相
と実出力電圧位相との間に現れるので、前述の３倍の位
相を求めるときに基本位相θにこの位相差δを足した後
３倍することで、実出力電圧波形と同期した３倍周波数
電圧を重畳することができる。さらにこの３倍周波数の
電圧の振幅は基本波電圧振幅の１／６（約２０％）程度
が最も電圧利用率が向上できる。
に、ベクトル制御ＰＷＭインバータによって誘導電動機
を制御する電力変換装置において、誘導電動機の定格周
波数，演算のためのサンプリング時間，３相正弦波を作
るテーブルのデータ数に基づいて定格角速度をつくり、
この定格角速度と加速時間（減速時間）から加速角速度
（減速角速度）を演算し、サンプリング時間毎に加速角
速度（減速角速度）を積算して過度時角速度をつくり、
過度時角速度と定格角速度を比較し、過度時角速度が定
格角速度より小さい（大きい）時は過度時角速度を用い
て前記電動機を加速（減速）し、過度時角速度が定格角
速度より大きく(小さく)なった時は定格角速度を用いて
定常運転に入るように制御し、励磁電圧Ｖｄ，トルク電
圧Ｖｑと前述の角速度をサンプリング周期ごとに積算し
て求めた基本位相θから２相３相変換を用いて出力電圧
を求めるような場合、この励磁電圧Ｖｄ，トルク電圧Ｖ
ｑ信号からＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧に変換する２相
３相変換に置いて、デジタル制御回路を用いて処理する
場合には処理の高速化の観点から、正弦波のテーブルを
あらかじめ持っておき、基本位相θからこのテーブルを
用いてｓｉｎθ，ｃｏｓθを算出しこの値と励磁電圧Ｖ
ｄ，トルク電圧Ｖｑから２相３相変換にて３相出力電圧
を決める手法を用いる。この制御回路に基本周波数の３
倍の周波数を持つ電圧波形を３相出力電圧各相に重畳さ
せる電圧利用率向上制御を加える場合に前述の基本位相
θを本制御内で作成しているため、この基本位相θを用
い３倍の位相を計算する。前述のように２相３相変換を
実施する際テーブルを用いてｓｉｎθ，ｃｏｓθを求め
るが、この時同時にｓｉｎ３θの分もテーブルを引いて
おく。これにより３倍周波数の信号が容易に作成できる
ので、３相出力電圧各相にこの３倍周波数の電圧波形を
重畳し電圧利用率の向上がはかれる。この時、励磁電圧
Ｖｄ，トルク電圧Ｖｑの関係による位相差δが基本位相
と実出力電圧位相との間に現れるので、前述の３倍の位
相を求めるときに基本位相θにこの位相差δを足した後
３倍することで、実出力電圧波形と同期した３倍周波数
電圧を重畳することができる。さらにこの３倍周波数の
電圧の振幅は基本波電圧振幅の１／６（約２０％）程度
が最も電圧利用率が向上できる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。
用いて説明する。
【０００７】図１は、本発明の一実施形態を示す。図１
において、交流電源１に接続されるコンバータ２は交流
電圧を直流電圧に変換する。コンバータ２の直流出力側
には平滑コンデンサ３が並列に接続される。ＰＷＭイン
バータ４は、平滑コンデンサ４に接続され、直流電圧を
可変電圧，可変周波数の３相交流電圧に変換する。誘導
電動機５はＰＷＭインバータ４の出力側に接続される。
ここで、６は電動機の瞬時電流を検出する電流変流器
（ＣＴ）、６−１，６−２，６−３はＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の電流を検出するＣＴである。７は電動機を制御する制
御部、８は一定時間ＴS 毎に演算させるためのサンプリ
ングタイマであり、制御部７の演算の間隔はＴS に依存
する。
において、交流電源１に接続されるコンバータ２は交流
電圧を直流電圧に変換する。コンバータ２の直流出力側
には平滑コンデンサ３が並列に接続される。ＰＷＭイン
バータ４は、平滑コンデンサ４に接続され、直流電圧を
可変電圧，可変周波数の３相交流電圧に変換する。誘導
電動機５はＰＷＭインバータ４の出力側に接続される。
ここで、６は電動機の瞬時電流を検出する電流変流器
（ＣＴ）、６−１，６−２，６−３はＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の電流を検出するＣＴである。７は電動機を制御する制
御部、８は一定時間ＴS 毎に演算させるためのサンプリ
ングタイマであり、制御部７の演算の間隔はＴS に依存
する。
【０００８】制御部７は、角速度指令部９，Ａ／Ｄ変換
器１０，電流変換器１１，すべり演算部１２，加算器１
３，同期投入回路１４，積算回路１５，電圧指令部１
６，磁束電流指令部１７，電動機定数回路１８，ベクト
ル演算部１９，正弦波発生部２０，ＰＷＭ演算回路２１
および電圧利用率向上部２２からなる。
器１０，電流変換器１１，すべり演算部１２，加算器１
３，同期投入回路１４，積算回路１５，電圧指令部１
６，磁束電流指令部１７，電動機定数回路１８，ベクト
ル演算部１９，正弦波発生部２０，ＰＷＭ演算回路２１
および電圧利用率向上部２２からなる。
【０００９】角速度指令部９は角速度指令ω1 を出力す
る。Ａ／Ｄ変換器１０は電動機の交流電流ｉu，ｉv，ｉ
wをサンプリング毎にアナログ瞬時値をディジタル値
Ｉu，Ｉv，Ｉwに変換する。電流変換器１１は３相の相
電流を２相のα−β軸に変換し、さらに、回転座標のｄ
−ｑ軸に変換する。その結果トルク電流成分Ｉqfと励磁
電流成分Ｉdfを出力する。すべり演算部１２はトルク電
流成分Ｉqfと励磁電流成分Ｉdfからすべり角速度ωs を
演算する。加算器１３は角速度指令ω1 とすべり角速度
ωs を加算し、駆動角速度ωdrを得る。このため、電動
機回転数はより指令値に精度良く一致する。同期投入回
路１４は、瞬時停電時再投入したとき、電動機電流と同
期投入設定電流および同期投入許可電流から比例・積分
制御を行い、補正角速度ωsuを出力する。補正角速度ω
suは、角速度指令部９に送られ、同期投入モードの演算
を行う。また、同期投入回路１４は、定常運転時にトル
ク電流成分Ｉqfが正の同期投入許可電流より大きくなっ
た時、および負の同期投入許可電流より小さくなった時
も前記同様、同期投入モードの演算を行う。積算回路１
５は駆動角速度ωdrをサンプリング毎に積算し、位相θ
を得る。電圧指令部１６は駆動角速度ωdrに比例した電
圧指令値Ｖ1 を得る。磁束電流指令部１７は電動機の励
磁電流指令値Ｉd*を出力する。電動機定数回路１８は、
電圧指令値Ｖ1 と励磁電流指令値Ｉd*と電動機トルク電
流Ｉqfを入力し、電動機の１次換算推定抵抗値ｒ1*，１
次換算インダクタンスＬσ，２次ｄ軸磁束φ2d，相互イ
ンダクタンスＭ，２次インダクタンスＬ2 からトルク電
圧成分Ｖ1q，励磁電圧成分Ｖ1dを得る。ベクトル演算部
１９は、トルク電圧成分Ｖ1q，励磁電圧成分Ｖ1dからベ
クトル演算し、電動機印加電圧の大きさＶt とＶ1q，Ｖ
1dの位相差δを得る。正弦波発生部２０は電動機電圧の
大きさＶt と位相差δと位相θから電動機に印加する３
相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw を得る。電圧利用率向上部２
２はベクトル演算部１９にて演算された電動機電圧の大
きさＶt と位相差δそれに位相θを用いて３倍周波数の
電圧波形を作成し、正弦波発生部２０から出力される３
相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの各相に加算する。ＰＷＭ演
算回路２１は、３相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwと三角波等
の搬送波と比較し、ＰＷＭパルスＴu，Ｔx，Ｔv，Ｔy，
Ｔw，Ｔzを作る。このＰＷＭパルスをインバータ４の半
導体素子のゲートに印加し、所望の周波数および交流電
圧を電動機に加えて駆動する。
る。Ａ／Ｄ変換器１０は電動機の交流電流ｉu，ｉv，ｉ
wをサンプリング毎にアナログ瞬時値をディジタル値
Ｉu，Ｉv，Ｉwに変換する。電流変換器１１は３相の相
電流を２相のα−β軸に変換し、さらに、回転座標のｄ
−ｑ軸に変換する。その結果トルク電流成分Ｉqfと励磁
電流成分Ｉdfを出力する。すべり演算部１２はトルク電
流成分Ｉqfと励磁電流成分Ｉdfからすべり角速度ωs を
演算する。加算器１３は角速度指令ω1 とすべり角速度
ωs を加算し、駆動角速度ωdrを得る。このため、電動
機回転数はより指令値に精度良く一致する。同期投入回
路１４は、瞬時停電時再投入したとき、電動機電流と同
期投入設定電流および同期投入許可電流から比例・積分
制御を行い、補正角速度ωsuを出力する。補正角速度ω
suは、角速度指令部９に送られ、同期投入モードの演算
を行う。また、同期投入回路１４は、定常運転時にトル
ク電流成分Ｉqfが正の同期投入許可電流より大きくなっ
た時、および負の同期投入許可電流より小さくなった時
も前記同様、同期投入モードの演算を行う。積算回路１
５は駆動角速度ωdrをサンプリング毎に積算し、位相θ
を得る。電圧指令部１６は駆動角速度ωdrに比例した電
圧指令値Ｖ1 を得る。磁束電流指令部１７は電動機の励
磁電流指令値Ｉd*を出力する。電動機定数回路１８は、
電圧指令値Ｖ1 と励磁電流指令値Ｉd*と電動機トルク電
流Ｉqfを入力し、電動機の１次換算推定抵抗値ｒ1*，１
次換算インダクタンスＬσ，２次ｄ軸磁束φ2d，相互イ
ンダクタンスＭ，２次インダクタンスＬ2 からトルク電
圧成分Ｖ1q，励磁電圧成分Ｖ1dを得る。ベクトル演算部
１９は、トルク電圧成分Ｖ1q，励磁電圧成分Ｖ1dからベ
クトル演算し、電動機印加電圧の大きさＶt とＶ1q，Ｖ
1dの位相差δを得る。正弦波発生部２０は電動機電圧の
大きさＶt と位相差δと位相θから電動機に印加する３
相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw を得る。電圧利用率向上部２
２はベクトル演算部１９にて演算された電動機電圧の大
きさＶt と位相差δそれに位相θを用いて３倍周波数の
電圧波形を作成し、正弦波発生部２０から出力される３
相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの各相に加算する。ＰＷＭ演
算回路２１は、３相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwと三角波等
の搬送波と比較し、ＰＷＭパルスＴu，Ｔx，Ｔv，Ｔy，
Ｔw，Ｔzを作る。このＰＷＭパルスをインバータ４の半
導体素子のゲートに印加し、所望の周波数および交流電
圧を電動機に加えて駆動する。
【００１０】次に、本実施形態を詳細に説明する。
【００１１】図２は、角速度指令部９の詳細ブロックを
示す。９−１は電動機の定格周波数Ｆdef の設定部であ
る。９−２は定格周波数の１周期の時間幅Ｔdef の設定
部であり、１／Ｆdef で求まる。９−３は制御部７のサ
ンプリング時間Ｔs の設定部である。９−４は１周期の
サンプル回数Ｎsnp を演算する演算部であり、(数１)式
により演算する。９−５は正弦波を発生させるための電
気角３６０度を表現するテーブル数Ｎtbの演算部であ
る。９−６は定格角速度ωdef の演算部であり、サンプ
ル数Ｎsnp とテーブル数Ｎtbから（数２）式を用いて演
算する。
示す。９−１は電動機の定格周波数Ｆdef の設定部であ
る。９−２は定格周波数の１周期の時間幅Ｔdef の設定
部であり、１／Ｆdef で求まる。９−３は制御部７のサ
ンプリング時間Ｔs の設定部である。９−４は１周期の
サンプル回数Ｎsnp を演算する演算部であり、(数１)式
により演算する。９−５は正弦波を発生させるための電
気角３６０度を表現するテーブル数Ｎtbの演算部であ
る。９−６は定格角速度ωdef の演算部であり、サンプ
ル数Ｎsnp とテーブル数Ｎtbから（数２）式を用いて演
算する。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【数２】
【００１４】９−７は電動機が定格周波数Ｆdef まで加
速する加速時間Ｔa または減速時間−Ｔa の演算部であ
る。９−８は定格周波数Ｆdef まで加速するサンプル回
数Ｎsna の演算部であり、サンプリング時間Ｔs と加速
時間Ｔa から（数３）式を用いて求める。９−９は加速
角速度ωa および減速角速度−ωa の演算部であり、定
格角速度ωdef とサンプル回数Ｎsna から（数４）式に
より求める。
速する加速時間Ｔa または減速時間−Ｔa の演算部であ
る。９−８は定格周波数Ｆdef まで加速するサンプル回
数Ｎsna の演算部であり、サンプリング時間Ｔs と加速
時間Ｔa から（数３）式を用いて求める。９−９は加速
角速度ωa および減速角速度−ωa の演算部であり、定
格角速度ωdef とサンプル回数Ｎsna から（数４）式に
より求める。
【００１５】
【数３】
【００１６】
【数４】
【００１７】９−１０は加速減速積算器であり、サンプ
リング時間毎に加速角速度ωa または減速角速度−ωa
を積算する。すなわち、（数５）式を用いて過渡時角速
度ωtrn を演算する。モード比較器９−１１は加速モー
ドか定常モードを判定し、角速度指令ω1 を出力する。
すなわち、ωtrn ＜ωdef の間は加速モードであり、
（数６）式を使用し、ωtrn ≧ωdef になれば、定常モ
ードとなり、（数７）式を使用する。
リング時間毎に加速角速度ωa または減速角速度−ωa
を積算する。すなわち、（数５）式を用いて過渡時角速
度ωtrn を演算する。モード比較器９−１１は加速モー
ドか定常モードを判定し、角速度指令ω1 を出力する。
すなわち、ωtrn ＜ωdef の間は加速モードであり、
（数６）式を使用し、ωtrn ≧ωdef になれば、定常モ
ードとなり、（数７）式を使用する。
【００１８】
【数５】 ωtrn＝ωtrn(n-1)＋ωa …（数５）
【００１９】
【数６】 ω1＝ωtrn …（数６）
【００２０】
【数７】 ω1＝ωdef …（数７） 図３は、図２の９−１から９−６において作られた定格
角速度ωdef により正弦波を発生する状態を示す。図３
−１はサンプリング時間毎に定格角速度ωdefを積算し
て位相θを作る。積算された位相θは図３−２に示すよ
うに正弦波テーブル数Ｎtbに達したらクリアする。この
動作を繰り返せば、図３−１のように位相θは鋸歯状波
となる。図３−２のテーブルは電気角３６０度をＮtb分
割して正弦波データを入れておく。位相θはテーブルの
アドレスに相当するので、サンプリング毎に図３−１の
位相θが示す値からテーブルのアドレスを選択し、そこ
のデータを引き出せば、図３−３の正弦波（ｓｉｎθ）
が得られる。また、位相θに対し、９０度に相当したア
ドレスを加算してデータを引けば、余弦データが得ら
れ、余弦波（ｃｏｓθ）が得られる。
角速度ωdef により正弦波を発生する状態を示す。図３
−１はサンプリング時間毎に定格角速度ωdefを積算し
て位相θを作る。積算された位相θは図３−２に示すよ
うに正弦波テーブル数Ｎtbに達したらクリアする。この
動作を繰り返せば、図３−１のように位相θは鋸歯状波
となる。図３−２のテーブルは電気角３６０度をＮtb分
割して正弦波データを入れておく。位相θはテーブルの
アドレスに相当するので、サンプリング毎に図３−１の
位相θが示す値からテーブルのアドレスを選択し、そこ
のデータを引き出せば、図３−３の正弦波（ｓｉｎθ）
が得られる。また、位相θに対し、９０度に相当したア
ドレスを加算してデータを引けば、余弦データが得ら
れ、余弦波（ｃｏｓθ）が得られる。
【００２１】図４は、図２の９−７から９−１１までの
ブロック図の動作を図示したものである。加速時間Ｔa
（１０秒間加速），定格周波数Ｆdef（５０Ｈｚ）まで
としたとき、過渡時角速度ωtrn は、加速時間Ｔa 間サ
ンプリング時間Ｔs 毎に加速角速度ωa を加算する様子
がわかる。Ｖ1nはＶ／Ｆ一定制御におけるＶに相当する
電圧を表わす。
ブロック図の動作を図示したものである。加速時間Ｔa
（１０秒間加速），定格周波数Ｆdef（５０Ｈｚ）まで
としたとき、過渡時角速度ωtrn は、加速時間Ｔa 間サ
ンプリング時間Ｔs 毎に加速角速度ωa を加算する様子
がわかる。Ｖ1nはＶ／Ｆ一定制御におけるＶに相当する
電圧を表わす。
【００２２】図５は、加速度指令を演算するＰＡＤ図で
ある。過渡時角速度ωtrn と定格角速度ωdef を比較
し、ωtrn≧ωdefの条件を満たせば、定常モードとな
り、条件を満たさなければ、加速モードとなる。定常モ
ードの時は定格角速度ωdef を用い、（数７）式で角速
度指令ω1 を出力する。加速モードの時は（数５）式を
用いて演算し、（数６）式で角速度指令ω1 を出力す
る。
ある。過渡時角速度ωtrn と定格角速度ωdef を比較
し、ωtrn≧ωdefの条件を満たせば、定常モードとな
り、条件を満たさなければ、加速モードとなる。定常モ
ードの時は定格角速度ωdef を用い、（数７）式で角速
度指令ω1 を出力する。加速モードの時は（数５）式を
用いて演算し、（数６）式で角速度指令ω1 を出力す
る。
【００２３】ここで、定常運転時に、加速角速度ωa を
負の値にして加速減速積算器９−１０によりマイナス加
算し、過渡時角速度ωtrn を減少させ、角速度指令ω1
を低下させると、電動機５を停止させることができる。
負の値にして加速減速積算器９−１０によりマイナス加
算し、過渡時角速度ωtrn を減少させ、角速度指令ω1
を低下させると、電動機５を停止させることができる。
【００２４】また、図１の同期投入回路１４において、
同期投入モードの信号すなわち補正角速度ωsuを角速度
指令部９に出力したとき、図２の同期投入モード９−１
２を駆動し、同期投入積算部９−１３で（数８）式を用
いて過渡時角速度演算ωtrnを行う。この時過渡時角速
度演算ωtrn は加速時に使用したものと同じであり、角
速度指令ω1 は（数８）式を使用し、減少させる。
同期投入モードの信号すなわち補正角速度ωsuを角速度
指令部９に出力したとき、図２の同期投入モード９−１
２を駆動し、同期投入積算部９−１３で（数８）式を用
いて過渡時角速度演算ωtrnを行う。この時過渡時角速
度演算ωtrn は加速時に使用したものと同じであり、角
速度指令ω1 は（数８）式を使用し、減少させる。
【００２５】
【数８】 ωtrn＝ωtrn(n-1)−ωsu …（数８） 図１において、Ａ／Ｄ変換器１０は電動機交流のアナロ
グ値の瞬時電流ｉu，ｉv，ｉwをサンプルホールドし、
ディジタル値に変換する。変換されたディジタル値の３
相電流を電流変換器１１において（数９）式により２相
のα−β軸に変換し、（数１０）を用いて回転子座標で
あるｄ−ｑ軸変換する。
グ値の瞬時電流ｉu，ｉv，ｉwをサンプルホールドし、
ディジタル値に変換する。変換されたディジタル値の３
相電流を電流変換器１１において（数９）式により２相
のα−β軸に変換し、（数１０）を用いて回転子座標で
あるｄ−ｑ軸変換する。
【００２６】図６は、（数９),（数１０）式の関係をベ
クトル図に示す。変換された励磁成分Ｉdfとトルク成分
Ｉdqから（数１１）式を用いて電動機５のすべり角速度
ωsを求める。
クトル図に示す。変換された励磁成分Ｉdfとトルク成分
Ｉdqから（数１１）式を用いて電動機５のすべり角速度
ωsを求める。
【００２７】
【数９】
【００２８】
【数１０】
【００２９】
【数１１】
【００３０】ただし、ｋs は電動機５の励磁リアクタン
スＬS と２次抵抗ｒ2 から求まる。角速度指令ω1 は周
波数指令であり、電動機５はω1 よりすべりωs だけ遅
い回転数で回転している。加算器１３によりω1 とωs
を加算して駆動角速度ωdrを得る。このため、電動機５
は角速度指令部９より指令された角速度ω1 に近い回転
数で駆動できる。駆動角速度ωdrは、（数１２）式によ
り表わされる。
スＬS と２次抵抗ｒ2 から求まる。角速度指令ω1 は周
波数指令であり、電動機５はω1 よりすべりωs だけ遅
い回転数で回転している。加算器１３によりω1 とωs
を加算して駆動角速度ωdrを得る。このため、電動機５
は角速度指令部９より指令された角速度ω1 に近い回転
数で駆動できる。駆動角速度ωdrは、（数１２）式によ
り表わされる。
【００３１】
【数１２】 ωdr＝ω1＋ωs …（数１２） 積算回路１５は、駆動角速度ωdrを（数１３）式のよう
に積算することにより、位相θを求める。図３に示した
ように、電気角で３６０度分の正弦波のデータをＮtbの
テーブルに分割して格納する。この時、位相θはサンプ
リング毎にωdrを積算していき、θの値がテーブル数Ｎ
tbになったとき、θを零にクリアすれば、図３に示すよ
うな鋸歯状が得られる。また、位相θは、正弦波テーブ
ルのアドレスに当たり、サンプリング毎に求めた位相θ
でテーブルを引けば、０から360度までの正弦波を連続
して得ることができる。
に積算することにより、位相θを求める。図３に示した
ように、電気角で３６０度分の正弦波のデータをＮtbの
テーブルに分割して格納する。この時、位相θはサンプ
リング毎にωdrを積算していき、θの値がテーブル数Ｎ
tbになったとき、θを零にクリアすれば、図３に示すよ
うな鋸歯状が得られる。また、位相θは、正弦波テーブ
ルのアドレスに当たり、サンプリング毎に求めた位相θ
でテーブルを引けば、０から360度までの正弦波を連続
して得ることができる。
【００３２】
【数１３】 θ＝ωdrn＝ωdr(n-1)＋ωdr …（数１３） ここで、ωdrn は（数１２）式に示した駆動角速度ωdr
の積算値と等しい。
の積算値と等しい。
【００３３】ωdr(n-1) は前回の駆動角速度ωdrの積算
値である。
値である。
【００３４】電圧指令部１６は、（数１４）式を用いて
駆動角速度ωdrに比例した値を得る。
駆動角速度ωdrに比例した値を得る。
【００３５】
【数１４】 Ｖ1＝ωdr×Ｋv …（数１４） ここで、Ｋv は比例定数である。
【００３６】１７は磁束電流指令部であり、電動機５に
相当した励磁電流を予め設定しておく。１８は電動機定
数回路であり、ｒ1*は１次換算抵抗値、Ｌσは１次換算
インダクタンス、Ｌ2 は２次インダクタンス、Ｍは相互
インダクタンス、φ2dは２次磁束である。これらの定数
と磁束電流Ｉd*，駆動角速度ωdr，電動機のトルク成分
Ｉqfより、（数１５),（数１６）式を用いて電圧トルク
成分Ｖ1qと電圧励磁成分Ｖ1dを求める。
相当した励磁電流を予め設定しておく。１８は電動機定
数回路であり、ｒ1*は１次換算抵抗値、Ｌσは１次換算
インダクタンス、Ｌ2 は２次インダクタンス、Ｍは相互
インダクタンス、φ2dは２次磁束である。これらの定数
と磁束電流Ｉd*，駆動角速度ωdr，電動機のトルク成分
Ｉqfより、（数１５),（数１６）式を用いて電圧トルク
成分Ｖ1qと電圧励磁成分Ｖ1dを求める。
【００３７】
【数１５】
【００３８】
【数１６】 Ｖ1d＝ｒ1*×Ｉd* Ｉaf×ωdr×Ｌσ …（数１６） １９はベクトル演算部であり、ここで行われるベクトル
演算を図１０により説明する。トルク電圧Ｖ1qと励磁電
圧Ｖ1dの大きさを個別に制御することによりベクトル制
御は成り立つが、実際にインバータから出力される電圧
はこのトルク電圧Ｖ1qと励磁電圧Ｖ1dの合成電圧となる
このため、実際の出力電圧を求めるためにはＶ1qとＶ1d
から合成電圧の絶対値Ｖt と位相角δを（数１７),（数
１８）式により求める必要がある。
演算を図１０により説明する。トルク電圧Ｖ1qと励磁電
圧Ｖ1dの大きさを個別に制御することによりベクトル制
御は成り立つが、実際にインバータから出力される電圧
はこのトルク電圧Ｖ1qと励磁電圧Ｖ1dの合成電圧となる
このため、実際の出力電圧を求めるためにはＶ1qとＶ1d
から合成電圧の絶対値Ｖt と位相角δを（数１７),（数
１８）式により求める必要がある。
【００３９】
【数１７】
【００４０】
【数１８】
【００４１】２０は正弦波発生部である。電圧の大きさ
は（数１７）式により求めたＶt 、位相は（数１３）式
により求めた位相θと（数１８）式により求めたδを加
味したθd を使う。電動機５に印加する相電圧は、（数
２０),（数２１),（数２２）に表わす。
は（数１７）式により求めたＶt 、位相は（数１３）式
により求めた位相θと（数１８）式により求めたδを加
味したθd を使う。電動機５に印加する相電圧は、（数
２０),（数２１),（数２２）に表わす。
【００４２】
【数１９】 θd＝θ−δ …（数１９）
【００４３】
【数２０】 Ｖu＝Ｖt×sin(θd） …（数２０）
【００４４】
【数２１】
【００４５】
【数２２】
【００４６】２１はＰＷＭ演算回路であり、正弦波発生
部２０において演算した値Ｖu，Ｖv，Ｖw と三角波と比
較してＰＷＭパルスを作る。すなわち、３相インバータ
の半導体素子のＵ相の上アームＴu，下アームＴxと、Ｖ
相の上アームＴv ，下アームＴy と、Ｗ相の上アームＴ
w、下アームＴzにＰＷＭパルスを供給して所定の周波
数，電圧を作り、誘導電動機５を駆動する。
部２０において演算した値Ｖu，Ｖv，Ｖw と三角波と比
較してＰＷＭパルスを作る。すなわち、３相インバータ
の半導体素子のＵ相の上アームＴu，下アームＴxと、Ｖ
相の上アームＴv ，下アームＴy と、Ｗ相の上アームＴ
w、下アームＴzにＰＷＭパルスを供給して所定の周波
数，電圧を作り、誘導電動機５を駆動する。
【００４７】２２は電圧利用率向上部である。電圧利用
率向上は図７に示すように、３相出力電圧（基本波）の
３倍の周波数を持つ電圧波形を３相出力電圧各相に加算
することにより出力相電圧のピーク値を低減し、同じ直
流電圧でもインバータ出力線間電圧を高くできるように
したものである。基本波の３倍周波数の電圧は各相電圧
に同一波形を加算しているため、出力線間電圧から見る
とキャンセルされる。図７の（１）の波形は電圧利用率
向上前の基本波を示し、（２）は３倍周波数の加算電圧
を示す。（３）の波形は（１）と（２）の波形を加算し
たもので、(１)の波形に比べ、ピーク値が減少する。こ
の加算する３倍周波数の電圧波形（２）のピーク値を基
本波電圧波形（１）のピーク値に対し、１６〜１８％に
とると最も加算後の電圧波形ピーク値が小さくできる。
率向上は図７に示すように、３相出力電圧（基本波）の
３倍の周波数を持つ電圧波形を３相出力電圧各相に加算
することにより出力相電圧のピーク値を低減し、同じ直
流電圧でもインバータ出力線間電圧を高くできるように
したものである。基本波の３倍周波数の電圧は各相電圧
に同一波形を加算しているため、出力線間電圧から見る
とキャンセルされる。図７の（１）の波形は電圧利用率
向上前の基本波を示し、（２）は３倍周波数の加算電圧
を示す。（３）の波形は（１）と（２）の波形を加算し
たもので、(１)の波形に比べ、ピーク値が減少する。こ
の加算する３倍周波数の電圧波形（２）のピーク値を基
本波電圧波形（１）のピーク値に対し、１６〜１８％に
とると最も加算後の電圧波形ピーク値が小さくできる。
【００４８】以下前述の３倍周波数電圧波形の作成法に
付き詳細を説明する。
付き詳細を説明する。
【００４９】図１の電圧利用率向上部２２では正弦波発
生部２０にて作成したθd から３倍周波数電圧波形の位
相θ3hを（数２３）により求める。
生部２０にて作成したθd から３倍周波数電圧波形の位
相θ3hを（数２３）により求める。
【００５０】
【数２３】 θ3h＝３×θd …（数２３） さらに、ベクトル演算部１９で（数１７）にて求めた電
圧の大きさＶt を使用し（数２４）により加算する３倍
周波数電圧Ｖ3hを求める。
圧の大きさＶt を使用し（数２４）により加算する３倍
周波数電圧Ｖ3hを求める。
【００５１】
【数２４】 Ｖ3h＝Ｖt ×０.１６×ｓｉｎ（θ3h） …（数２４） このときｓｉｎ（θ3h）は正弦波発生部２０にて使用し
た３６０度の正弦波テーブルを使用することにより簡単
に求められる。
た３６０度の正弦波テーブルを使用することにより簡単
に求められる。
【００５２】次に、このテーブルを引く際の処理に付き
説明する。正弦波発生部２０と電圧利用率向上部２２の
ブロックにて実施しているテーブル処理は全くの同一処
理である。本発明のように位相と波形の変換をテーブル
を用いて実施する場合、もてるテーブルのデータ数およ
び分解能に制限があり誤差が大きくなるために問題とな
る。この解消法としてテーブル使用時に以下の操作を行
い、精度がよく、簡易なテーブル処理を実現する。
説明する。正弦波発生部２０と電圧利用率向上部２２の
ブロックにて実施しているテーブル処理は全くの同一処
理である。本発明のように位相と波形の変換をテーブル
を用いて実施する場合、もてるテーブルのデータ数およ
び分解能に制限があり誤差が大きくなるために問題とな
る。この解消法としてテーブル使用時に以下の操作を行
い、精度がよく、簡易なテーブル処理を実現する。
【００５３】精度をよくするために位相θは１６ビット
またはそれ以上の２進数データで扱うが、テーブルを１
６ビット分準備することはメモリ領域の増大という点か
ら好ましくない。一例として位相θを１６ビットデー
タ，正弦波テーブルを５１２点（マイコン内アドレスＨ
‘００００〜Ｈ’０３ＦＦ）とし、各テーブルの格納値
は１６ビットデータとする。この正弦波テーブルをその
まま使用すると(数２５)のごとき位相の分解能△θとな
りインバータの出力電圧波形を階段状にしてしまう。
またはそれ以上の２進数データで扱うが、テーブルを１
６ビット分準備することはメモリ領域の増大という点か
ら好ましくない。一例として位相θを１６ビットデー
タ，正弦波テーブルを５１２点（マイコン内アドレスＨ
‘００００〜Ｈ’０３ＦＦ）とし、各テーブルの格納値
は１６ビットデータとする。この正弦波テーブルをその
まま使用すると(数２５)のごとき位相の分解能△θとな
りインバータの出力電圧波形を階段状にしてしまう。
【００５４】
【数２５】 △θ＝３６０度÷５１２＝０.７度 …（数２５） 今、ある位相θ3h(１６bit）の値が図８に示すように、
Ｈ‘１Ａ８６だとする。位相は１６ビットであるが、正
弦波テーブルの数は５１２個で１０ビットである。θ3h
(１６bit)に相当する正弦波データを入手するためには
θ3h (１６bit)の値を２の６乗でわり算して正弦波テー
ブル数に相当した値に変換が必要である。マイコンソフ
ト処理時にはこのわり算は値を６ビットシフトすること
で簡単に達成できる。位相θ3h(１６bit）を１０ビット
数に変換すると（数２６）によりθ3h(１０bit）が求め
られる。
Ｈ‘１Ａ８６だとする。位相は１６ビットであるが、正
弦波テーブルの数は５１２個で１０ビットである。θ3h
(１６bit)に相当する正弦波データを入手するためには
θ3h (１６bit)の値を２の６乗でわり算して正弦波テー
ブル数に相当した値に変換が必要である。マイコンソフ
ト処理時にはこのわり算は値を６ビットシフトすること
で簡単に達成できる。位相θ3h(１６bit）を１０ビット
数に変換すると（数２６）によりθ3h(１０bit）が求め
られる。
【００５５】
【数２６】 θ3h(１０bit)＝θ3h(１６bit)÷（２の６乗） ＝Ｈ‘１Ａ８６÷（２の６乗） ＝６Ａ …（数２６） このθ3h(１０bit）は１０ビットデータである。図８の
正弦波テーブルに示すように正弦波テーブル上のＨ‘６
Ａ番地のデータがＨ‘４Ｄ８１、その次のＨ’６Ｃ番地
のデータがＨ‘４ＥＢＦだったとする。Ｈ’６Ａおよび
Ｈ‘６Ｃを１６ビット数に変換するとそれぞれ、Ｈ’１
Ａ８０，Ｈ‘１Ｂ００となり、求めたいθ3h(１６bit）
（Ｈ’１Ａ８６）のデータはこの２つのデータの中間に
なる。正弦波テーブルのＨ‘６ＡまたはＨ’６Ｃのどち
らの値を使用したにしろ、誤差が生じる。ここで、この
２つの正弦波テーブルデータをもとに求めたいθ3h(１
６bit）(Ｈ‘１Ａ８６)のデータを直線補間により算出
する。算出は(数２７)を用いればいたって簡単に算出で
きる。
正弦波テーブルに示すように正弦波テーブル上のＨ‘６
Ａ番地のデータがＨ‘４Ｄ８１、その次のＨ’６Ｃ番地
のデータがＨ‘４ＥＢＦだったとする。Ｈ’６Ａおよび
Ｈ‘６Ｃを１６ビット数に変換するとそれぞれ、Ｈ’１
Ａ８０，Ｈ‘１Ｂ００となり、求めたいθ3h(１６bit）
（Ｈ’１Ａ８６）のデータはこの２つのデータの中間に
なる。正弦波テーブルのＨ‘６ＡまたはＨ’６Ｃのどち
らの値を使用したにしろ、誤差が生じる。ここで、この
２つの正弦波テーブルデータをもとに求めたいθ3h(１
６bit）(Ｈ‘１Ａ８６)のデータを直線補間により算出
する。算出は(数２７)を用いればいたって簡単に算出で
きる。
【００５６】
【数２７】 Ｖ1＝Ｈ’ＡＤ８１＋（Ｈ’４ＥＢＦ−Ｈ’ＡＤ８１） ×（Ｈ’１Ａ８６−Ｈ’１Ａ８０)／(Ｈ’１Ｂ００−Ｈ’１Ａ８０) ＝Ｈ’４Ｄ８Ｆ …（数２７） （数２７）式の処理を実際に制御回路を用いて実現する
方法を図９により説明する。１６bit のディジタル数で
ある３倍周波数波形の位相θ3h(１６bit）はＢＩＴ変換
回路２２−１に入力され、１０bitのディジタル数θ
3h(１０bit)に変換される。この値を基に正弦波テーブ
ル２２−２でθ3h(１０bit）に相当するデータＤ１とそ
の次のデータＤ１nextを取得する。そしてこの２つのデ
ータ間の数値差△Ｄを算出し補間値算出回路２２−４に
入力する。一方１０bit のディジタル値の位相θ3h(１
０bit)をＢＩＴ逆変換回路２２−３にて再度１６bitデ
ィジタル値にもどす。この値は一度１０bitになってい
たため、１６bitに戻しても下位６bitの数値は消去され
ている。この値と、求めたい位相θ3h(１６bit)との誤
差△(θ3h)を求め、補間値算出回路２２−４に入力す
る。補間値算出回路では前述の数値差△Ｄ，位相誤差△
(θ3h)とあらかじめ分かっている正弦波テーブルのテー
ブル間隔を基に補間値を算出する。この補間値を位相θ
3h(１０bit）に相当するテーブルデータに加算し、誤差
の極めて少ない正弦波データができる。さらに、本ブロ
ックでは３倍周波数電圧の振幅を決定するため、入力さ
れた基本波の振幅Ｖtに０.１６をかけ、得られた正弦波
データに掛け合わせることで３倍周波数電圧Ｖ3hを求め
ている。
方法を図９により説明する。１６bit のディジタル数で
ある３倍周波数波形の位相θ3h(１６bit）はＢＩＴ変換
回路２２−１に入力され、１０bitのディジタル数θ
3h(１０bit)に変換される。この値を基に正弦波テーブ
ル２２−２でθ3h(１０bit）に相当するデータＤ１とそ
の次のデータＤ１nextを取得する。そしてこの２つのデ
ータ間の数値差△Ｄを算出し補間値算出回路２２−４に
入力する。一方１０bit のディジタル値の位相θ3h(１
０bit)をＢＩＴ逆変換回路２２−３にて再度１６bitデ
ィジタル値にもどす。この値は一度１０bitになってい
たため、１６bitに戻しても下位６bitの数値は消去され
ている。この値と、求めたい位相θ3h(１６bit)との誤
差△(θ3h)を求め、補間値算出回路２２−４に入力す
る。補間値算出回路では前述の数値差△Ｄ，位相誤差△
(θ3h)とあらかじめ分かっている正弦波テーブルのテー
ブル間隔を基に補間値を算出する。この補間値を位相θ
3h(１０bit）に相当するテーブルデータに加算し、誤差
の極めて少ない正弦波データができる。さらに、本ブロ
ックでは３倍周波数電圧の振幅を決定するため、入力さ
れた基本波の振幅Ｖtに０.１６をかけ、得られた正弦波
データに掛け合わせることで３倍周波数電圧Ｖ3hを求め
ている。
【００５７】以上の処理により５１２個の正弦波テーブ
ルを使用しても、１６ビット相当の精度にて正弦波を求
めることが可能となる。上記は１６ビットと１０ビット
の組合せにて述べたが制御システムによりこのビット数
が変更されても処理は同様に実施できる。
ルを使用しても、１６ビット相当の精度にて正弦波を求
めることが可能となる。上記は１６ビットと１０ビット
の組合せにて述べたが制御システムによりこのビット数
が変更されても処理は同様に実施できる。
【００５８】本実施例によればマイコン内では複雑とな
るｓｉｎ，ｃｏｓの三角関数計算を実施することなく、
あらかじめ設定されている正弦波テーブルを使用するこ
とで、精度良く高速に正弦波波形を得ることができ、同
時に正弦波の３倍周波数電圧重畳による電圧利用率向上
制御も精度よく高速に実施できる。これにより、制御回
路を大きく複雑なものにせずとも、所定線間電圧出力を
出力することのできる変換器をより小さく製作すること
が可能となる。
るｓｉｎ，ｃｏｓの三角関数計算を実施することなく、
あらかじめ設定されている正弦波テーブルを使用するこ
とで、精度良く高速に正弦波波形を得ることができ、同
時に正弦波の３倍周波数電圧重畳による電圧利用率向上
制御も精度よく高速に実施できる。これにより、制御回
路を大きく複雑なものにせずとも、所定線間電圧出力を
出力することのできる変換器をより小さく製作すること
が可能となる。
【００５９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
３倍周波数の電圧を３相出力電圧の各相に重畳して電圧
利用率を向上する手段として、複雑な計算を必要とせず
また特に新たな制御を追加することなしに簡便な方法に
より、擬似的な波形ではなく、基本周波数の３倍周波数
を持つ正弦波波形を算出し、その信号を３相出力電圧各
相に重畳することにより、制御に負荷をかけないでも、
容易に原理通りの電圧利用率向上を実施でき、ＰＷＭイ
ンバータの電圧利用率向上を実施することができる。
３倍周波数の電圧を３相出力電圧の各相に重畳して電圧
利用率を向上する手段として、複雑な計算を必要とせず
また特に新たな制御を追加することなしに簡便な方法に
より、擬似的な波形ではなく、基本周波数の３倍周波数
を持つ正弦波波形を算出し、その信号を３相出力電圧各
相に重畳することにより、制御に負荷をかけないでも、
容易に原理通りの電圧利用率向上を実施でき、ＰＷＭイ
ンバータの電圧利用率向上を実施することができる。
【００６０】また本発明に依れば、正弦波テーブルを最
小限におさえ、使用メモリの増大を招くことなしに、精
度の良い正弦波波形算出が実現できる。
小限におさえ、使用メモリの増大を招くことなしに、精
度の良い正弦波波形算出が実現できる。
【図１】本発明の一実施形態を示す誘導電動機の制御構
成図。
成図。
【図２】本発明の特徴部を示す図１の角速度指令部の詳
細図。
細図。
【図３】本発明の定格角速度と正弦波発生原理の説明
図。
図。
【図４】本発明の定格角速度まで加速するための加速角
速度との関係図。
速度との関係図。
【図５】本発明の定常モードと加速モードの決定方法の
ＰＡＤ図。
ＰＡＤ図。
【図６】電動機の３相交流電流とトルク電流と励磁電流
の関係を示す電流ベクトル図。
の関係を示す電流ベクトル図。
【図７】本発明の電圧利用率向上制御を説明する図。
【図８】本発明における正弦波テーブルの精度向上法を
説明する図。
説明する図。
【図９】本発明における電圧利用率向上部のブロック
図。
図。
【図１０】本発明における電圧のベクトル図。
１…交流電源、２…コンバータ、３…平滑コンデンサ、
４…ＰＷＭインバータ、５…誘導電動機、７…誘導電動
機の制御部、８…サンプリングタイマ、９…角速度指令
部、９−１…電動機定格周波数設定部、９−２…定格１
周期時間設定部、９−３…サンプリング時間設定部、９
−４…１周期サンプル数演算部、９−５…正弦波テーブ
ル数、９−６…定格角速度演算部、９−７…加速時間設
定部、９−８…加速サンプル回数演算部、９−９…加速
角速度および減速角速度演算部、９−１０…加速減速積
算器、９−１１…モード比較器、９−１２…同期投入モ
ード指令部、９−１３…同期投入積算器、１１…電流変
換器、１２…すべり演算部、１３…加算器、１４…同期
投入回路、１５…積算回路、１６…電圧指令部、１７…
磁束電流指令部、１８…電動機定数回路、１９…ベクト
ル演算部、２０…正弦波発生部、２１…ＰＷＭ演算回
路、２２…電圧利用率向上部、２２−１…ＢＩＴ変換回
路、２２−２…正波テーブル、２２−３…ＢＩＴ逆変換
回路、２２−４…補間値算出回路。
４…ＰＷＭインバータ、５…誘導電動機、７…誘導電動
機の制御部、８…サンプリングタイマ、９…角速度指令
部、９−１…電動機定格周波数設定部、９−２…定格１
周期時間設定部、９−３…サンプリング時間設定部、９
−４…１周期サンプル数演算部、９−５…正弦波テーブ
ル数、９−６…定格角速度演算部、９−７…加速時間設
定部、９−８…加速サンプル回数演算部、９−９…加速
角速度および減速角速度演算部、９−１０…加速減速積
算器、９−１１…モード比較器、９−１２…同期投入モ
ード指令部、９−１３…同期投入積算器、１１…電流変
換器、１２…すべり演算部、１３…加算器、１４…同期
投入回路、１５…積算回路、１６…電圧指令部、１７…
磁束電流指令部、１８…電動機定数回路、１９…ベクト
ル演算部、２０…正弦波発生部、２１…ＰＷＭ演算回
路、２２…電圧利用率向上部、２２−１…ＢＩＴ変換回
路、２２−２…正波テーブル、２２−３…ＢＩＴ逆変換
回路、２２−４…補間値算出回路。
Claims (4)
- 【請求項１】可変電圧，可変周波数の交流電圧を出力し
て誘導電動機を駆動するベクトル制御ＰＷＭインバータ
の制御方法であって、前記電動機の定格周波数，演算の
ためのサンプリング時間，３相正弦波を作るテーブルの
データ数に基づいて定格角速度をつくり、この定格角速
度と加速時間（減速時間）から加速角速度（減速角速
度）を演算し、サンプリング時間毎に加速角速度（減速
角速度）を積算して過度時角速度をつくり、この過度時
角速度を角速度指令として前記電動機を加速（減速）す
る誘導電動機の制御方法において、基本周波数の３倍の
周波数を持つ３倍周波数電圧を各相電圧に重畳し電圧利
用率を向上する際、前述の角速度指令をもとに作成した
基本波（出力電圧周波数と同じ）の位相を３倍した値を
もとに前述の３相正弦波を作るテーブルから容易に３倍
の周波数を持つ電圧波形をもとめ、インバータの出力電
圧利用率の向上をはかることを特徴とする誘導電動機の
制御方法。 - 【請求項２】請求項１において、インバータの出力電圧
の励磁電圧とトルク電圧による位相のずれを算出し、３
倍周波数の電圧波形算出時に基本位相に対しその位相の
ずれを補正した後３倍し、その値から正弦波テーブルを
用いて３倍周波数の電圧波形を求めることにより、イン
バータ端子電圧の位相に完全に同期した３倍周波数の電
圧波形を重畳できることを特徴とする誘導電動機の制御
方法。 - 【請求項３】請求項１および請求項２において、正弦波
テーブルから正弦波波形を作成する際に、ディジタルデ
ータのビット数を小さくする、または大きくするビット
数変換回路とビット数逆変換回路，正弦波テーブル、お
よび補間値算出回路を持ち、位相の数値をビット数の高
いデジタル値として扱っておき、少ない数の正弦波テー
ブルを参照する際に各テーブルデータ間を補間すること
により、高精度に正弦波を算出し高精度な３倍周波数重
畳による電圧利用率向上を実現することを特徴とする誘
導電動機の制御方法。 - 【請求項４】請求項１，請求項２、および請求項３にお
いて、電圧利用率向上のために、各相電圧に加算する基
本波の３倍周波数電圧波形の振幅を基本波電圧波形の振
幅の１４〜２０パーセントにすることにより電圧利用率
の向上を最も効率よく実施することを特徴とする誘導電
動機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9227750A JPH1169899A (ja) | 1997-08-25 | 1997-08-25 | 誘導電動機の制御方法および制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9227750A JPH1169899A (ja) | 1997-08-25 | 1997-08-25 | 誘導電動機の制御方法および制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1169899A true JPH1169899A (ja) | 1999-03-09 |
Family
ID=16865793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9227750A Pending JPH1169899A (ja) | 1997-08-25 | 1997-08-25 | 誘導電動機の制御方法および制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1169899A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7126306B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-10-24 | Fanuc Ltd | Motor control unit |
| JP2012143081A (ja) * | 2010-12-29 | 2012-07-26 | Fuji Electric Co Ltd | ３相ｖ結線式インバータの制御装置 |
-
1997
- 1997-08-25 JP JP9227750A patent/JPH1169899A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7126306B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-10-24 | Fanuc Ltd | Motor control unit |
| JP2012143081A (ja) * | 2010-12-29 | 2012-07-26 | Fuji Electric Co Ltd | ３相ｖ結線式インバータの制御装置 |
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