JP5055184B2 - 電力変換装置およびその高調波電流抑制方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力系統、特に電圧ひずみがある電力系統に接続する電力変換装置およびその高調波電流抑制方法に関する。

ダイオード整流器やＰＷＭ制御された自励式電力変換装置を電力系統に接続すると、電力系統には商用周波数以外に高調波電流が流れる。この高調波電流は電力系統のトランスの異音・力率改善コンデンサの焼損などの原因となるため、電力変換器の入力電流に含まれる高調波電流には規制が設けられている。

電力系統に接続された自励式電力変換装置に高調波電流が流れこむ原因のひとつに、電力系統の電圧ひずみがある。接続する電力系統に電圧ひずみがある場合、自励式電力変換装置が正弦波状の電圧を出力しても、自励式電力変換装置へ高調波電流が流れ込む。

電力系統の電圧ひずみにより流入する高調波電流を抑制する方法として特許文献１に、ｄ−ｑ変換を用いた高調波電流低減方法が提案されている。

提案された方法は、以下の方法により、系統電圧に含まれる電圧高調波と同じ電圧を電力変換器に出力させるものである。

電力変換装置の制御装置は、電圧高調波に同期した正弦波を作成し、その正弦波を用いて系統電圧検出値をｄ−ｑ変換する。この制御装置はｄ−ｑ変換により得られた値にローパスフィルタを施し、振動成分を除去する。上記正弦波と同期した電圧高調波の振幅は、ｄ−ｑ変換により得られた値の直流分として現れる。この制御装置は、得られたローパスフィルタの出力に位相補正と振幅補正を施した後、その値を逆ｄ−ｑ変換し、逆ｄ−ｑ変換した値を電力変換器出力電圧指令値に反映させる。

本方式を用いれば、系統電圧に単一の高調波成分が存在する場合、電力変換器に強制的に系統電圧に存在する高調波電圧と同じ高調波電圧を発生させることができるため、系統から電力変換器へ流入する高調波電流を低減することができる。

特開平９−３２２５５６号公報

しかし、一般に、ダイオード整流器やサイリスタ整流器から発生する高調波電流は、３次，５次，７次，１１次，１３次，・・・と複数の次数を含む。そのため、交流系統にも複数次数の高調波電圧が発生する。

系統に５次、７次のように周波数の近い電圧高調波が存在し、それぞれの次数の高調波電流を、特許文献１の制御方法を用いて抑制しようとした場合、正相５次の高調波を抽出するためのローパスフィルタは７次に対するゲインをゼロにすることはできない。しかも、５次と７次の振幅算出結果は互いに干渉し所望の高調波抑制効果を得ることはできない。

ｄ−ｑ座標変換後に施すローパスフィルタの時定数を長くすることで互いの干渉は低減されるが、次数間の干渉を完全に回避することはできない。

本発明は、接続する電力系統に複数次数の高調波電圧が存在する場合でも、次数間の干渉を回避し、電力系統から電力変換装置へ流入する高調波電流を抑制できる電力変換装置またはその高調波抑制方法を提供することを目的とする。

本発明はその一面において、電力系統に自励式電力変換器を接続し、該自励式電力変換器と電力系統とを連系インピーダンスで接続し、前記電力変換装置が前記電力系統に出力する電流を指令値に追従するように前記自励式電力変換器の交流出力電圧指令値を算出し、前記電力系統の電圧を検出し、該電圧検出出力に含まれる特定次数の電圧高調波を検出し、電流制御の出力である前記交流出力電圧指令値を前記電圧高調波検出の出力により補正し、補正後の交流出力電圧指令値に基づいて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御する電力変換装置において、前記電圧高調波検出におけるゲイン特性を、前記特定次数以外の電圧高調波に対するゲインが次数間電圧高調波に対するゲインよりも小さく設定することを特徴とする。

本発明は他の一面において、前記電圧検出出力に含まれる特定次数の電圧高調波の正弦係数と余弦係数を算出しフーリエ級数展開し、該正弦係数と余弦係数を特定次数で回転座標変換することにより交流量である特定次数の電圧高調波を復元し、該復元の出力に基づいて、前記交流出力電圧指令値を補正し、補正後の交流出力電圧指令値に応じて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御することを特徴とする。

より望ましくは、前記フーリエ級数展開手段の出力である正弦係数と余弦係数にゲイン・位相補償する補償手段と、該補償手段の出力を新たな正弦係数と余弦係数として交流量であるｎ次電圧高調波をｎ次回転座標変換により復元する復元手段とを備える。

また、電力変換装置が電圧型ＰＷＭ変換器である場合においては、電力変換装置のデッドタイムに起因する電圧高調波が発生する。この電圧高調波は電力変換装置の交流出力電圧指令に高調波成分がない場合でも発生するため、電力系統と電力変換装置の出力電圧の間に電位差が発生して高調波電流が電力変換装置に流れ込む。この課題に対しては、フーリエ級数展開係数を用いた電圧復元手段に加え、デッドタイムにより発生する電力変換装置の交流出力電圧のひずみ成分を相殺するデッドタイム補償手段を備えればよい。

また、本発明の望ましい実施態様においては、前記フーリエ級数展開手段より得る電圧高調波復元値に対して、電力変換装置が接続された電力系統の電圧を検出し、その検出値にフィルタ演算を施した後、電力変換器の交流出力電圧指令値にフィードフォワード補正を加える。

本発明の望ましい実施態様によれば、複数次数の電圧高調波が存在する場合でも、抽出対象である次数の電圧高調波を抽出でき、電力系統の電圧高調波によって電力変換装置に流入する高調波電流を抑制することができる。

本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施態様の中で明らかにする。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する各図面では、同一の機能を有する要素には同一の符号をつけてある。なお、図１等に示される、ＩＧＢＴと逆並列に接続されたダイオードからなる並列体１１ｍ〜１１ｒを、ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒと呼ぶことにする。

本実施例は交流の電力系統に接続し、負荷に一定の直流電圧を供給する電力変換装置であって、接続する電力系統に複数の次数の電圧高調波が存在しても電力系統から流入する高調波電流を抑制できる電力変換装置を示す。

図１の説明に入る前に、図２を参照して、本実施例の電力変換装置の主要部と、電力系統および電力変換装置に接続された負荷からなる概略構成を述べておく。

本実施例の電力変換装置１は、交流系統（交流電源）１０３と負荷９との間に接続される。電力変換装置１の交流入力端子１６５Ｕ、１６５Ｖ、１６５Ｗは三相の交流系統１０３に接続しており、電力変換装置１の他方の直流端子１７０Ｐ、１７０Ｎは負荷９に接続されている。交流系統１０３の出力電圧には、商用周波数に加え、５次電圧高調波と他の次数の電圧高調波が含まれる。

本実施例の電力変換装置１を、図１を用いて詳細に説明する。図１は電力変換装置１の構成の主要部を示す。本実施例の電力変換装置１は固定値である直流電圧指令値に従い、直流出力電圧である端子１７０Ｐと端子１７０Ｎの端子間電圧を制御し、負荷９に直流電力を供給する機能を有する。本実施例では、電力変換装置１を負荷９に直流電力を供給する電力変換装置としているが、端子１７０Ｐと端子１７０Ｎには直流コンデンサ１５０のみが接続され、交流電力系統に無効電力を供給する無効電力補償装置であっても良い。また、端子１７０Ｐと端子１７０Ｎに直流電源が接続されて、接続される交流電力系統に有効電力を供給する電力変換装置であっても良い。

本実施例ではコンバータ１００の構成を、６アーム構成のＩＧＢＴ変換器の場合で説明する。ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒがそれぞれのアームを構成している。各ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒの制御電極であるゲートには、制御装置１０４からゲート駆動信号を入力する。ＰＷＭ変調したゲート駆動信号を入力して各ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒをスイッチングさせることにより、直流コンデンサ１５０に印加されている直流電圧が交流に変換され、端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗ側に交流電圧が発生する。端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗは連系インピーダンス１０１に接続し、その他端である１６５Ｕ、１６５Ｖ、１６５Ｗは交流系統１０３に接続する。

交流系統１０３の出力電圧と、端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに発生した交流電圧の差とその間にある連系インピーダンス１０１のインピーダンスとから、コンバータ１００に流入する交流電流の大きさと位相が決まる。該交流電流はコンバータ１００により直流電流に変換され、該直流電流により直流コンデンサ１５０が充放電される。

制御装置１０４には、交流端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗ側の三相交流配線に配置した電流検出器１８０と、直流コンデンサ１５０の端子間に配置した電圧検出器１９０と、連系インピーダンス１０１と交流系統１０３の間の三相交流配線に配置した電圧検出器１８５から検出信号が入力されている。図１では電流検出器１８０を三相の各交流配線に計３つ配置したが、２つの電流検出器を用いて（１）式で他の１相の電流を算出しても良い。

ｉＵ＝０−ｉＶ−ｉＷ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
（１）式で、ｉＵはＵ相交流電流、ｉＶはＶ相交流電流、ｉＷはＷ相交流電流を表す。

次に、本実施例のコンバータ１００の制御動作を説明する。

制御装置１０４は、コンバータ１００が出力する直流電圧を直流コンデンサ１５０の直流電圧値として電圧検出器１９０で検出し、この直流電圧検出値を直流電圧指令値に一致させるようにコンバータ１００の入力側交流電圧を調整する。

具体的には、まず、電圧検出器１９０により直流電圧検出値を得る。制御装置１０４では、直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との偏差を求め、ＤＣ−ＡＶＲ１５２がその差分をゼロにするようにＰＩ演算を行い電力変換装置１が交流系統１０３に出力する交流電流指令値を決定する。次に、ＡＣ−ＡＣＲ１５１が交流電流指令値と電流検出器１８０により検出した交流電流との偏差がゼロになるようにＰＩ演算を行い、系統側のコンバータ交流電圧指令値を決定し、この電圧指令値を変調波としてＰＷＭ制御ブロック１５３に入力する。ＰＷＭ制御ブロック１５３は該変調波と搬送波とを比較して、ゲート駆動信号を作成し、ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒの各ゲートへ出力する。

ＩＧＢＴ素子１１ｍ〜１１ｒが与えられたゲート信号によりオン・オフすることにより、コンバータ１００はＡＣ−ＡＣＲ１５１により出力された交流電圧指令値に対応した電圧を端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗ間に出力することができる。ゆえに、ＡＣ−ＡＣＲ１５１の応答周波数以下の周波数帯域においては、ＤＣ−ＡＶＲ１５２から出力された電流指令値に電流検出器１８０により検出した交流電流を追従させることができる。この電流指令値は、ＤＣ−ＡＶＲ１５２により算出された電流指令値であるため、電流指令値に追従した交流電流をコンバータ１００が出力することにより、直流電圧指令値に前記直流電圧検出値を一致させることができる。

ここで、ＡＣ−ＡＣＲ１５１の制御演算は、交流電流値をｄ−ｑ変換した値に対して実施し、その出力を逆ｄ−ｑ変換してコンバータ１００の交流電圧指令値を算出しても良い。

次に、接続する電力系統に複数次数の電圧高調波が存在しても正確に抽出対象次数の電圧高調波を抽出して電力系統から電力変換装置に流入する高調波電流を抑制するための新規な制御ブロックについて説明する。本実施例の新規な制御部分は、二点破線で囲われる部分に相当する。

本実施例の新規な点は、交流系統１０３の電圧を検出して、その検出値をフーリエ級数展開することで抽出対象次数の電圧高調波の正弦係数・余弦係数を算出し、この正弦係数・余弦係数より抽出対象次数の電圧高調波を復元して電圧指令値に反映させる点である。本実施例では、フーリエ級数展開する際の窓は、交流系統１０３の基本波周期の整数倍であれば良く、好ましくはフーリエ級数展開の窓は交流系統１０３の基本波周期である。

フーリエ級数展開の演算は、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform）ＤＦＴ５０１で実施する。ＤＦＴ５０１は、５次正弦波発生器５００および電圧検出器１８５の出力を入力とし、５次の正相正弦係数・正相余弦係数、５次の逆相正弦係数・余弦係数を算出する。逆ＤＦＴ５０２は、ＤＦＴ５０１により算出された５次の正相正弦係数・正相余弦係数、５次の逆相正弦係数・余弦係数から５次の電圧高調波を復元する。その復元値とＡＣ−ＡＣＲ１５１の出力との和は、コンバータ１００の交流出力電圧指令値として、ＰＷＭ制御ブロック１５３に入力される。

フーリエ級数展開の実施により、制御装置１０４は他の次数の干渉なく５次の正相正弦係数・余弦係数、５次の逆相正弦係数・余弦係数を算出できる。このため、交流系統１０３の出力電圧に複数次数の電圧高調波が含まれていても、コンバータ１００に交流系統１０３の５次電圧高調波と等しい電圧を正確に出力することができる。コンバータ１００が交流系統１０３と等しい５次高調波電圧を出力するため、連系インピーダンス１０１の端子間電圧には５次高調波電圧が発生しない。ゆえに、交流系統１０３から電力変換装置１に５次高調波電流が流入することを抑制することができる。

本実施例の電力変換器の電圧高調波抽出演算にはフーリエ級数展開を用いており、フーリエ級数展開には系統基本波周期の整数倍を窓とした移動積分を含む。移動積分は，抽出対象次数の高調波成分に対してゲイン＝１での抽出が可能で、そのほかの周波数についてはゲインが下がる特性となる。特に、系統基本波周波数の整数倍の周波数成分に対しては、ゲインが０となる。すなわち、電圧高調波検出手段のゲイン特性は、抽出対象以外の次数電圧高調波に対するゲインを、次数間電圧高調波に対するゲインよりも小さく設定したことになる。

図３は、本発明の実施例１による電力変換装置の制御機能ブロックの詳細図である。ＤＦＴ５０１および逆ＤＦＴ５０２の詳細な演算ブロックを以下に説明する。

ＤＦＴ５０１において、交流系統１０３の電圧検出値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、α−β変換器５０１１によりα−β変換される。また、フーリエ級数展開器５０１２は、α−β変換器５０１１の出力であるＶα、Ｖβと、５次正弦波発生器５００の出力であるｃｏｓ５、ｓｉｎ５とを用いて、図３に示す乗算と移動平均演算を実施する。これにより、５次正相正弦係数Ｖ５＿１Ｒｅ，５次正相余弦係数Ｖ５＿１Ｉｍ，５次逆相正弦係数Ｖ５＿２Ｒｅ，および５次逆相余弦係数Ｖ５＿２Ｉｍを算出する。ここで、ｃｏｓ５、ｓｉｎ５は、振幅が１で、互いに直行する５次の正弦波であり、ｃｏｓ５は、ｓｉｎ５に対して位相が９０度進んだ正弦波である。

５次以外の高調波および基本波成分は、信号Ｖ５＿１ｄ、Ｖ５＿１ｑ、Ｖ５＿２ｄ、Ｖ５＿２ｑにおいて基本波周波数の整数倍である周波数を持つ交流成分として現れる。この交流成分は基本波周期を窓とする移動平均演算５０１２Ａ〜５０１２Ｄにより除去されるため、ＤＦＴ５０１の出力は他の高調波次数による干渉を受けない。

ＤＦＴ５０１の出力は、逆ＤＦＴ５０２に出力される。逆ＤＦＴ５０２では、５次正弦波発生器５００の出力ｃｏｓ５、ｓｉｎ５と、ＤＦＴ５０１の出力から図７に示す回転座標演算５０２Ａにより５次正相電圧のα−β成分であるＶ５＿１αとＶ５＿１βを、回転座標演算５０２Ｂにより５次逆相電圧のα−β成分であるＶ５＿２αとＶ５＿２βを算出する。Ｖ５＿１αと、Ｖ５＿２αとの和、およびＶ５＿１βとＶ５＿２βとの和は２相／３相変換器５０２に入力され、２相／３相変換器５０２Ｃは三相の５次正相電圧と５次逆相電圧の和（Ｖ５ｕ、Ｖ５ｖ、Ｖ５ｗ）を算出する。

逆ＤＦＴの出力信号は、他次数の電圧高調波の影響が排除された各係数と、５次の正弦波ｃｏｓ５、ｓｉｎ５より電圧検出器１８５の出力に含まれる５次高調波成分である三相の交流量（Ｖ５ｕ、Ｖ５ｖ、Ｖ５ｗ）を算出する。ゆえに、Ｖ５ｕ、Ｖ５ｖ、Ｖ５ｗは他次数の電圧高調波の干渉を受けない。

以上の実施例１では、交流系統１０３に含まれる５次の高調波電流の流入を抑制する電力変換装置であった。

図４は、本発明の実施例２による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図である。たとえば、交流系統１０３に７次の電圧高調波も含まれる場合は、図に示すように、７次の正弦波を出力する７次正弦波発生器７００と、ＤＦＴ７０１および逆ＤＦＴ７０２を備えることにより、複数次数（５次と7次）の高調波電流の流入を抑制する。ここで、ＤＦＴ７０１および逆ＤＦＴ７０２は、それぞれ、ＤＦＴ５０１および逆ＤＦＴ５０２と同じ演算ブロックで構成することができる。

図５は、本発明の実施例３による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図である。これまで、三相の電力変換器を想定したが、図５に示すような単相のシステムにおいても、正弦係数・余弦係数を正確に算出でき、接続する交流系統の電圧ひずみにより電力変換装置に流入する高調波電流を正確に抑制することができる。

図６は、本発明の実施例３による電力変換装置の制御機能ブロックの詳細図であり、単相のシステムの場合、正相や逆相は存在しないため、正弦係数・余弦係数を算出するＤＦＴ９０１および逆ＤＦＴ９０２の演算ブロックは、図のようになる。

具体的には、交流系統の電圧検出値Ｖｓと２つの５次正弦波信号ｃｏｓ５、ｓｉｎ５と各々乗算し、その積を、窓が交流系統１０３の基本波周期の整数倍である移動平均９０１２Ａ、９０１２Ｂに出力し、５次以外の高調波を除去する。移動平均９０１２Ａの出力Ｖ５Ｒｅと、移動平均９０１２Ｂの出力Ｖ５Ｉｍは、回転座標演算９０２Ａで交流量に復元し、得られた交流量を加算することで、交流系統１０３に含まれる５次高調波電圧と等しい電圧指令値Ｖ５を算出する。この手法により得られた電圧指令値Ｖ５をコンバータ１００の交流出力電圧に加算することで、コンバータ１００は交流系統１０３に含まれる５次高調波電圧と等しい５次高調波電圧を端子１６０Ｕ、１６０Ｖ間に出力できる。したがって、交流系統１０３からの５次高調波電流の流入を抑制できる。

以上のように、本実施例の電力変換装置は、接続する電力系統に複数次数の電圧高調波が存在しても、フーリエ級数展開を用いて次数間の干渉なく正確に各次数の電圧高調波の正弦係数・余弦係数を抽出することができる。また、抽出した正弦係数・余弦係数を元に電力系統と等しい交流電圧を出力することができる。その結果、電力系統から電力変換装置に流入する高調波電流を正確に抑制できる。

図７は、本発明の実施例４による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図である。本実施例の電力変換装置１の、コンバータ１００の構成は実施例１と同様である。また、図２に示した実施例１と同様に、電力変換装置１は端子１６５Ｕ、１６５Ｖ、１６５Ｗにて交流系統１０３に接続される。また、端子１７０Ｐ、１７０Ｎの間には負荷９が接続される。

本実施例は、実施例１に対して、電力変換装置１の制御装置１０４が、電圧検出器１８５の出力をｄ−ｑ座標上でローパスフィルタ演算を施す。このフィルタ演算出力値を逆ｄ−ｑ変換し、その逆変換した値をコンバータ１００の出力電圧指令値に加える電圧フィードフォワード演算器６００を備える。さらに、ＤＦＴ５０１の出力にゲイン・位相補償演算を施し、その出力を逆ＤＦＴ５０２に入力するゲイン・位相補償手段を備える点が異なる。

電圧フィードフォワード演算器６００を備えることにより、系統事故などによって交流系統１０３の電圧が急変した場合、速やかに電力変換装置の交流出力電圧を交流系統１０３の出力電圧の変動に合わせて調整することができる。このため、電力変換装置の過電流発生を抑制できるというメリットがある。

しかし、電圧フィードフォワード演算器６００から出力される出力電圧指令値には５次高調波が完全に除去されない。そのため、実施例１に記載した演算器に電圧フィードフォワード演算を追加すると、電力変換装置１から出力される５次電圧高調波の交流出力電圧には電圧フィードフォワード演算器６００で除去しきれなかった５次高調波が余分に追加される。このため、交流系統１０３に５次高調波電流を出力してしまう。

この問題に対し、本実施例は、交流系統１０３の５次電圧高調波から、電圧フィードフォワード演算器６００により加算される５次電圧高調波成分を差し引くようにゲインと位相を調整した５次電圧高調波を逆ＤＦＴ５０２から出力する。

ゲインと位相の調整をすることにより、電力変換装置１は５次電圧高調波を余分に出力することなく、交流系統１０３と同じゲイン・位相を持つ５次電圧高調波を出力することができる。また、前記電圧フィードフォワード演算器６００を備えることにより、交流出力電圧を交流系統１０３の出力電圧の変動に合わせて調整することができるため、電力変換装置１の過電流発生を抑制できる。

以上の原理により、系統事故時の電力変換装置の過電流抑制と、交流系統１０３の電圧ひずみにより流入する高調波電流の抑制を両立することができる。

具体的な演算方法について以下に説明する。

電圧検出器１８５の出力を電圧フィードフォワード演算器６００に入力する。電圧フィードフォワード演算器６００は、ｄ−ｑ変換器６００１により交流系統１０３の基本波周波数でｄ−ｑ変換する。その後、ローパスフィルタ６００２により低周波成分を抽出し、その出力を逆ｄ−ｑ変換器６００３にて逆ｄ−ｑ変換した値を加算器１０００に出力する。

また、ＤＦＴ５０１から出力された５次の正相正弦係数・余弦係数に対して乗算器５０３Ａで所定のゲインＫ１をそれぞれの係数に乗算し、その積を位相補正器５０４Ａに入力し、所定の位相φ１だけ進ませる。位相補正器５０４Ａの出力は実施例１記載の逆ＤＦＴ５０２に新たな５次正相正弦係数・余弦係数として出力する。

５次逆相正弦係数・余弦係数に対しては、乗算器５０３Ｂで所定のゲインＫ２をそれぞれの係数に乗算し、その積を位相補正器５０４Ｂに入力し、所定の位相φ２だけ位相を進ませる。位相補正器５０４Ｂの出力は実施例１記載の逆ＤＦＴ５０２に新たな５次逆相正弦係数・余弦係数として出力する。

電圧フィードフォワード演算器６００の出力には電圧検出器１８５で検出した５次成分は、ローパスフィルタ６００２Ａ、６００２Ｂによりゲインが小さくなるが、ゼロにはならない。また、ローパスフィルタ６００２Ａ、６００２Ｂは、逆ｄ−ｑ変換器６００３の出力に含まれる５次の電圧高調波の位相を、ｄ−ｑ変換器６００１に含まれる５次の電圧高調波の位相から変化させてしまう。

ゲインＫ１、Ｋ２、位相φ１、φ２は、電圧フィードフォワード演算器６００の５次高調波に対する伝達特性から算出する。

具体的には、正相５次に対する電圧フィードフォワード演算器６００の複素伝達関数をＧ５＿１、逆相５次に対する電圧フィードフォワード演算器６００の複素伝達関数をＧ５＿２とすると、ゲインＫ１、Ｋ２、位相φ１、φ２は（２）式、（３）式を満たす値とすればよい。

Ｋ１（ｃｏｓφ１＋ｊｓｉｎφ１）＝１−Ｇ５＿１・・・・・・・・・・（２）
Ｋ２（ｃｏｓφ２＋ｊｓｉｎφ２）＝１−Ｇ５＿２・・・・・・・・・・（３）
ここで、ｊは虚数単位である。

上記のように、本実施例の電力変換装置１は、電圧フィードフォワード演算器６００を備えることにより交流系統１０３の電圧が急変した際に電力変換装置１に交流系統１０３から過電流が流れ込むことを抑制する。また、ＤＦＴ５０１により算出した５次の電圧高調波正相正弦係数、正相余弦係数、５次の逆相正弦係数、逆相余弦係数をゲイン・位相補正する。これにより、電力変換装置１の交流出力電圧の５次高調波成分を交流系統１０３の５次電圧高調波と等しくすることができるため、５次高調波電流が交流系統１０３から電力変換装置１に流入することを抑制できる。

本実施例の電力変換装置１では、５次についてのみ出力電圧補正をする構成を示したが、図４の例に倣って、複数次数の高調波電流が流入しないように構成してもよい。

また、制御装置１０４の制御演算周期が、５次高調波の周期に対して無視できない場合や、電圧検出器１８５の出力と制御装置１０４の間にノイズ除去用のアナログフィルタが備えられる場合は、それらによる５次電圧高調波に対するゲイン低下、位相遅れを補償するように、ゲインＫ１、Ｋ２、位相φ１、φ２を補正してもよい。

さらに、本実施例では電圧フィードフォワード演算器６００を、ｄ−ｑ変換器６００１，ローパスフィルタ６００２，および逆ｄ−ｑ変換器６００３により構成した。しかし、電圧フィードフォワード演算を、基本波に対するＤＦＴを用いて基本波成分の正弦係数・余弦係数を算出し、算出した各係数を逆ＤＦＴ演算することにより代用しても良い。

以上のように、電力系統に複数次数の電圧高調波が存在しても、本実施例の電力変換装置は、フーリエ級数展開を用いて次数間の干渉なく正確に各次数の電圧高調波の正弦係数・余弦係数を抽出することができる。そして、抽出した正弦係数・余弦係数を基に、電力系統の電圧高調波と等しい交流電圧を出力することができ、その結果、電力系統から電力変換装置に流入する高調波電流を正確に抑制できる。

また、電力系統の電圧急変時に電力変換装置へ過大な電流が流れ込むことを抑制するため、制御装置に電圧フィードフォワード演算手段を備えた場合でも、対象とする次数の電力系統電圧高調波と等しい電圧を出力することができる。したがって、電力系統から電力変換装置へ高調波電流が流入することを抑制でき、過電流抑制と高調波電流抑制の両立が可能となる。

図８は、本発明の実施例５による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図である。本実施例の電力変換装置１のコンバータ１００の構成は実施例１と同様である。また、図２に示す実施例１と同様に、電力変換装置１は端子１６５Ｕ、１６５Ｖ、１６５Ｗにて交流系統１０３に接続される。また、端子１７０Ｐ、端子１７０Ｎの間には負荷９が接続される。

本実施例は、実施例１に対して、電力変換装置１の制御装置１０４がコンバータ１００のデッドタイムに起因して端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに発生する高調波電圧を補償するデッドタイム補償手段を供える点が異なる。

ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子は、ターンオンやターンオフするために数μｓｅｃ程度の時間を要する。そのため、ＩＧＢＴのスイッチングによりコンバータ１００の出力電圧を変化させるためには、ＩＧＢＴによる短絡防止のために上下アームをオフするためのゲート信号を入力する時間（デッドタイム）が必要である。デッドタイム期間中の出力電圧は、コンバータ１００の出力する電流に依存して変化する。

デッドタイム補償手段を供えることにより、デッドタイムに起因して発生するコンバータ１００の交流出力電圧に含まれる電圧高調波を抑制することができるため、電力変換装置１は指令値に一致した交流出力電圧を出力することができる。そのため、交流系統１０３から電力変換装置１に流入する高調波電流をより正確に抑制することができる。

デッドタイムによってコンバータ１００の交流出力電圧に電圧高調波が発生する原理を以下に説明する。

コンバータ１００のデッドタイムにおける出力電圧は、コンバータ１００の出力する交流電流に依存する。たとえば、コンバータ１００の交流系統１０３に出力するＵ相の電流が正の場合を考える。デッドタイム期間中はＩＧＢＴ素子１１ｍと１１ｎのゲート信号はＯＦＦであるため、Ｕ相の電流はＩＧＢＴ素子１１ｎのダイオードを流れる。そのため端子１６０Ｕの電位は端子１７０Ｎの電位と等しくなる。逆に、Ｕ相の電流が負の場合、電流はＩＧＢＴ素子１１ｍのダイオードを流れるため、端子１６０Ｕの電位は端子１７０Ｐの電位と等しくなる。ゆえに、端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗの電圧には、電圧指令値により決まる電圧に相電流によって決まる電圧が重畳する。この相電流により決まる電圧が端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗの電圧高調波となる。

デッドタイム補償は、上記原理により発生する電圧高調波を、相電流の極性に基づいてＩＧＢＴ素子１１ｍと１１ｎのＩＧＢＴゲート信号を調整することでデッドタイムにより端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに発生する電圧高調波を抑制するものである。

以下、具体的な演算方法について図を用いて説明する。

電流検出器１８０の出力は、デッドタイム補償パターン８００に入力される。デッドタイム補償パターン８００は電流検出器１８０の出力から、デッドタイム期間中に端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに発生する電圧を算出し、その電圧を搬送波周期で除算する。これによりデッドタイムにより発生する搬送波１周期中の端子電圧瞬時平均値を算出する。

図９は、本発明の実施例５における電力変換装置の制御方法の説明図であり、上記演算は、図９に示すように、入力を電流検出器１８０の出力値、出力を端子電圧瞬時平均値とした固定パターンとしてもよい。

デッドタイム補償パターン８００の出力値は、ＡＣ−ＡＣＲ１５１の出力と逆ＤＦＴ５０２の出力の和から減算され、その差はＰＷＭ制御ブロック１５３に入力される。

上記構成とすることにより、デッドタイム期間中に端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに発生する出力電圧の変動をデッドタイム補償パターン８００により補正できる。このため、電力変換装置１はＡＣ−ＡＣＲ１５１の出力と逆ＤＦＴ５０２の出力の和により算出された電圧指令値と一致した電圧を端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに出力することができる。

以上のように、接続する電力系統に複数次数の電圧高調波が存在しても、本実施例の電力変換装置はフーリエ級数展開を用いて次数間の干渉なく正確に各次数の電圧高調波の正弦係数・余弦係数を抽出することができる。したがって、抽出した正弦係数・余弦係数を元に電力系統の電圧高調波と等しい交流電圧を出力することができ、その結果、電力系統から電力変換装置に流入する高調波電流を正確に抑制できる。

また、デッドタイムに起因したコンバータ１００が出力する電圧高調波を抑制するデッドタイム補償手段を供えることにより、コンバータ１００は交流出力電圧指令値に追従した交流電圧を端子１６０Ｕ、１６０Ｖ、１６０Ｗに出力することができる。このため、より正確に電力系統から電力変換装置に流入する高調波電流を抑制することができる。

本発明の実施例１による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図。 本発明の実施例１による電力変換装置の主回路のみの概略構成図。 本発明の実施例１による電力変換装置の制御機能ブロックの詳細図。 本発明の実施例２による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図。 本発明の実施例３による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図。 本発明の実施例３による電力変換装置の制御機能ブロックの詳細図。 本発明の実施例４による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図。 本発明の実施例５による電力変換装置の構成と制御機能ブロックの概略図。 本発明の実施例５における電力変換装置の制御方法の説明図。

符号の説明

１…電力変換装置、９…負荷、１００…コンバータ、１０１…連系インピーダンス、１０３…交流系統（交流電源）、１０４…制御装置、１５１…ＡＣ−ＡＣＲ、１５２…ＤＣ−ＡＶＲ、１５３…ＰＷＭ制御ブロック、１８０…電流検出器、１８５，１９０…電圧検出器、５００…５次正弦波発生器、５０１，７０１，９０１…ＤＦＴ、５０２，７０２，９０２…逆ＤＦＴ、６００…電圧フィードフォワード演算器。

Claims (5)

1. 電力系統に接続される自励式電力変換器と、該自励式電力変換器と電力系統とを接続する連系インピーダンスと、前記自励式電力変換器が前記電力系統に出力する電流を指令値に追従するように前記自励式電力変換器の交流出力電圧指令値を算出する電流制御部と、前記電力系統の電圧を検出する電圧検出器と、該電圧検出器の出力に含まれるｎ次電圧高調波を検出する電圧高調波検出手段と、前記電流制御部の出力と前記電圧高調波検出手段の出力を合成して前記交流出力電圧指令値として前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御装置とを備えた電力変換装置において、前記電圧検出器の出力に含まれるｎ次電圧高調波の正弦係数と余弦係数を算出しフーリエ級数展開するフーリエ級数展開手段と、該正弦係数と余弦係数をｎ次回転座標変換することにより交流量であるｎ次電圧高調波を復元する復元手段と、該復元手段の出力に基づいて、電流制御部により算出された前記交流出力電圧指令値を補正する補正手段と、補正後の交流出力電圧指令値に応じて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、前記フーリエ級数展開手段の出力である正弦係数と余弦係数にゲイン・位相補償する補償手段と、該補償手段の出力を新たな正弦係数と余弦係数として交流量であるｎ次電圧高調波をｎ次回転座標変換により復元する前記復元手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１もしくは２において、前記自励式電力変換器が電圧型電力変換器であり、その交流端子から出力する電流を検出する出力電流検出器と、該出力電流検出器の出力に基づいてデッドタイム補償項を算出するデッドタイム補償手段と、前記交流出力電圧指令値を前記デッドタイム補償手段の出力で補正する補正手段と、補正後の交流出力電圧指令値に基づいて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記電圧検出器の出力をｄ−ｑ変換するｄ−ｑ変換手段と、該ｄ−ｑ変換手段の出力値をろ波するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力を逆ｄ−ｑ変換する逆ｄ−ｑ変換手段と、該逆ｄ−ｑ変換手段の出力で前記交流出力電圧指令値を補正する補正手段と、該補正手段の出力に応じて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
5. 電力系統に自励式電力変換器を接続し、該自励式電力変換器と電力系統とを連系インピーダンスで接続し、前記自励式電力変換器が前記電力系統に出力する電流を指令値に追従するように前記自励式電力変換器の交流出力電圧指令値を算出し、前記電力系統の電圧を検出し、該電圧検出出力に含まれる特定次数の電圧高調波を検出し、電流制御の出力である前記交流出力電圧指令値を前記電圧高調波検出の出力により補正し、補正後の交流出力電圧指令値に基づいて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御する電力変換装置の高調波電流抑制方法において、前記電圧検出出力に含まれる特定次数の電圧高調波の正弦係数と余弦係数を算出しフーリエ級数展開し、該正弦係数と余弦係数を特定次数で回転座標変換することにより交流量である特定次数の電圧高調波を復元し、該復元の出力に基づいて、前記交流出力電圧指令値を補正し、補正後の交流出力電圧指令値に応じて前記自励式電力変換器をＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置の高調波電流抑制方法。

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