JP6544170B2 - ３レベルインバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、 系統連系やモータ駆動用途など電流制御を行う３レベルインバータに係り、特に、中性点電位のバランス制御に関する。

図１（ａ）は、３レベルの相電圧をＵＶＷ端子に出力する３レベルインバータを示す構成図である。各相電圧は、インバータ内のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によって生成される。さらに、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作は、後述のゲート指令によって決まる。

３レベルインバータの種類として、図１（ａ）のＴ型の他に、図１（ｂ）のＮＰＣ型がある。いずれの構成も、直流端子間に第１，第２直流コンデンサＣ１、Ｃ２が直列接続され、直流端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点としている。

図１（ｃ）は、３レベルインバータを系統電源６０に接続する構成例である。インバータ出力にリアクトルＬ１，Ｌ２，コンデンサＣから成るフィルタ回路を接続し、フィルタ経路の出力を系統に接続する。なお、フィルタ回路はＬＣＬ構成以外のものでもよい。図１（ｃ）では省略しているが、系統電源６０には他に様々な負荷や電力変換装置が接続される。インバータＩＮＶは系統電源６０から供給される交流電力を直流に変換し、図１（ｃ）の直流側にある電圧源Ｖ_DCに蓄電する。または、電圧源Ｖ_DCの直流電力を交流に変換して系統電源６０に供給する。

その他、系統電源６０と無効電力のやりとりを行い、系統電源６０に接続している他の負荷が出力する無効電力を打ち消す、系統電圧振幅の変動を抑制する、など無効電力補償を行う用途や、装置の直流側に異なる負荷や電力変換装置を接続し、直流負荷の駆動や、接続した電力変換装置によって電力の周波数変換を行う用途などがある。

図１（ｄ）は系統連系インバータの制御装置の図である。ＰＬＬは、系統電圧検出値Ｖｓを入力し、それに同期した位相信号ωｔを出力する。位相信号ωｔは、後述する第１ｄｑ変換器１，第１ｄｑ逆変換器２に入力される。第１ローパスフィルタＬＰＦ１は、インバータ出力電流検出値Ｉｉｎｖからノイズやスイッチングリプルなどを除去する。第１ｄｑ変換器１は、第１ローパスフィルタＬＰＦ１の出力信号を、系統電圧検出値Ｖ_Sに同期した回転座標上の値に変換する。

第１，第２減算器３，４では、ｄｑ座標上のｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊と実際の出力電流検出信号（ｄｑ変換器１の出力）との偏差を演算する。第１，第２アンプＰＩ１，ＰＩ２は第１，第２減算器３，４の出力を比例積分などの演算により増幅し電圧指令値を演算する。

第１ｄｑ逆変換器２は、電圧指令値（第１，第２アンプＰＩ１，ＰＩ２の出力）を系統電圧検出値Ｖ_Sに同期した回転座標上の値から固定座標上の値に変換する。ＰＷＭ制御部５は、固定座標上の電圧指令値に対して、キャリア三角波との比較を行い、スイッチング素子のゲート指令Ｇａｔｅを出力する。ＰＷＭ制御部５の出力であるゲート指令Ｇａｔｅはインバータに入力され、信号通りのスイッチングを行う。

３レベルインバータでは、特許文献１，特許文献２，特許文献３などによる中性点電位制御を行う。そのための構成要素を以下に示す。

第５減算器６は、第１直流コンデンサの電圧検出値ＶＰ１から第２直流コンデンサの電圧検出値ＶＮ１を減算し、中性点電位の偏差を求める。第２ローパスフィルタＬＰＦ２は、第５減算器６の出力からノイズやスイッチングリプル、インバータから無効電力を出力したときに発生する基本波の３倍の周波数成分のリプルなどを除去する。

中性点電位制御部７は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２の出力信号を入力し、中性点電位の偏差を低減する適切な電圧指令値を出力する。第１加算器８において、中性点電位制御部７の出力信号と、固定座標上の電圧指令値（第１ｄｑ逆変換器２の出力）と、が加算され、ＰＷＭ制御部５に入力される。

図１３は、特許文献３に記載されている中性点電位制御部７の構成の一例である。図１３の符号２が、図１（ｄ）の中性点電位制御部７に相当する。なお、中性点電位制御部７の種類によっては、図１（ｄ）の「入力２」信号、「入力３」信号が不要な場合もある。

以上のブロックにより、インバータはｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊にほぼ等しい電流を出力することができる。特に基本波成分（ｄｑ座標上で直流成分）については、インバータ出力電流は指令値に理論上は一致する。しかし、高調波電流などｄｑ座標上で交流成分となるものについては完全には一致せず、偏差が生じてしまう。

特開平０７−７９５７４号公報 特開平０９−２３３８４０号公報 特開２０１３−２４０２６２号公報 特開２０１３−２５５３１７号公報

「３レベルＰＷＭインバータ方式ＳＶＧの高調波パワフローによる中性点電位安定化」

図１のインバータにおいて、スイッチング素子の個体差や第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２との容量の差、漏れ電流の差などから運転中にインバータ中性点電位ＮＰのアンバランス（第１直流コンデンサの電圧検出値ＶＰ１と第２直流コンデンサの電圧検出値ＶＮ１とのアンバランス）が発生する場合があり、以下の（１），（２）のような問題が生じる。

（１）インバータ内のコンデンサやスイッチング素子が過電圧印加により破損する。

（２）インバータ出力電圧のひずみが大きくなり、系統への高調波電流流出など悪影響を与える。

中性点電位の制御方法として、インバータが有効電力を入出力する場合は出力電圧の零相に直流のオフセットを加えればよいことが知られている。しかし、この方法ではインバータの有効電力の入出力量が小さい場合は中性点電位制御の効果が低下してしまう。無効電力の入出力がある場合は、特許文献１や特許文献４に記載されているように出力電圧の零相に６次高調波を加えればよい。

特許文献１は、６次の高調波を電圧指令値に重畳して中性点電位を制御する方式である。この方式では、中性点を流れる電流ｉ_NPの直流成分Ａ₀’は［式６］で表される。また、段落［００３６］に示すように力率が零（無効電力のみを入出力している）の場合に最大の効果が得られることが示されている。

しかし、Ａ₀’の大きさはインバータの出力する電流実効値に対して比例関係にあるため、インバータの無効電力の入出力量が減少すると中性点電位制御の効果が低下するという問題がある。例えば、インバータを系統に連系し零電流出力で待機している状態では、インバータはフィルタに流れる無効電力だけを出力する。フィルタの％インピーダンスは一般的にインバータ容量基準でおよそ４％程度であるため、中性点を流れる電流ｉ_NPは定格電流を出力している状態に比べて約４％まで低下する。よって中性点電圧抑制効果は大きく低下する。さらにインバータに、インバータ容量基準に対して４%程度の遅れ無効電力出力指令がある場合、インバータはフィルタに供給する進み成分の無効電力を減少して対応するため、中性点電位の制御効果もそれに合わせて低下し、場合によっては制御不能となる恐れがある。

特許文献４は、インバータの有効電力の入出力量が大きいときは出力電圧の零相に直流のオフセットを加え、無効電力の入出力量が大きいときは出力電圧の零相に６次高調波のオフセットを加えて中性点電位を制御する方式である。しかし、この方式も両方の電力の入出力量が小さくなると中性点電位が制御不能となる。

これを解決するため、特許文献２では請求項２や請求項３でインバータが若干の無効電力や有効電力を入出力し、中性点電位を制御することが提案されている。しかし、無効電力の入出力は系統電圧の振幅に影響を与える。有効電力の入出力については系統電源の周波数に影響を与え、さらにインバータに別途蓄電要素を搭載する必要が生じ、無効電力補償装置など本来蓄電要素の必要ない用途に適用する場合はコスト増加の原因となる。

特許文献３は、請求項６や実施形態４において、系統連系インバータの出力電流が小さい場合には無負荷損失の補償のためインバータが微量の有効電力を系統電源から入力していると仮定し、出力電圧指令値に直流のオフセットを重畳して中性点電位を制御する。しかし、オフセットの符号は有効電力の流れる向きによって変更する必要があるため、例えばインバータの直流側で意図しない微量の回生が発生し微量の有効電力を出力しなければならない場合は、この方式は逆に中性点電位を不安定にしてしまう恐れがある。

非特許文献１では、２次高調波電流を出力することで中性点電位を制御する方法が提案されている。しかし、高調波電流は力率改善用コンデンサの過熱や絶縁破壊、トランスの焼損、電動機のうなりや、遮断器の誤動作などの影響が発生するため、その出力を規定値以下にする高調波ガイドラインが設けられている。非特許文献１では定常状態においては２次高調波電流を全く流していないが、過渡状態においては非特許文献１の示すように電流波形のひずみが明らかであるほど２次高調波電流が出力電流に重畳されている。したがって、過渡状態での出力電流波形の歪が大きくなるという問題を持つ。さらに、この非特許文献１では重畳すべき２次高調波電流が正相か逆相かの説明がなされていない。

また、２次高調波電流を使用して中性点電位を制御する方法がある。しかし、この方法は電流制御が適用されず複数台が並列接続された構成に適用することが想定されているため、系統連系やモータ駆動用途など電流制御を行うインバータには適用できない。

以上示したようなことから、３レベルインバータの制御装置において、有効電力および無効電力の入出力の大小にかかわらず、中性点電位の不安定化を抑制することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２直流コンデンサと、直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた、系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧位相またはモータ回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値とｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、前記第１，第２アンプの出力を系統電圧位相またはモータ回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、系統電圧位相またはモータ回転角位相を−２倍する第１乗算器と、インバータ出力電流検出値を、前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値を出力する第２ｄｑ変換器と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を演算する第３，第４減算器と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値と、の偏差を増幅する第３，第４アンプと、第３，第４アンプの出力を前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ逆変換する第２ｄｑ逆変換器と、第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、第１ｄｑ逆変換器の出力と、第２ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、他の態様として、直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２直流コンデンサと、直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、系統電圧の位相またはモータの回転角位相を−３倍する第２乗算器と、前記第２乗算器の出力に基づいて、第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｄ軸の２次高調波指令値と固定値のｑ軸の２次高調波指令値、または、固定値のｄ軸の２次高調波指令値と第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｑ軸の２次高調波指令値をｄｑ逆変換する第３ｄｑ逆変換器と、前記第３ｄｑ逆変換器の出力と、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値と、をそれぞれ加算する第２，第３加算器と、前記第２，第３加算器の出力とｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、前記第１，第２アンプの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値との偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、第１ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記ｄ軸の２次高調波指令値、または、前記ｑ軸の２次高調波指令値は、前記第１，第２コンデンサの電圧検出値の偏差に応じて変化させることを特徴とする。

また、他の態様として、直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２コンデンサと、直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値とｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、前記第１，第２アンプの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、系統電圧の位相またはモータの回転角位相を−２倍する第１乗算器と、インバータ出力電流検出値を、前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値を出力する第２ｄｑ変換器と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値と、ｄ軸ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を演算する第３，第４減算器と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値とｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を増幅する第３，第４アンプと、第３，第４アンプの出力を前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ逆変換する第２ｄｑ逆変換器と、系統電圧の位相またはモータの回転角位相を４倍する第２乗算器と、インバータ出力電流検出値を、前記第２乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸の４次高調波検出値を出力する第３ｄｑ変換器と、ｄ軸，ｑ軸の４次高調波指令値と、ｄ軸，ｑ軸の４次高調波検出値との偏差を演算する第５，第６減算器と、第５，第６減算器の出力を増幅する第６，第７アンプと、第６，第７アンプの出力を乗算器の出力に基づいてｄｑ逆変換する第４ｄｑ逆変換器と、第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、第１ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、第２ｄｑ逆変換器の出力と、第４ｄｑ逆変換器の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、他の態様として、直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２直流コンデンサと、直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、系統電圧の位相またはモータの回転角位相を−３倍する第３乗算器と、前記第３乗算器の出力に基づいて、第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｄ軸の２次高調波指令値と固定値のｑ軸の２次高調波指令値、または、固定値のｄ軸の２次高調波指令値と第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｑ軸の２次高調波指令値をｄｑ逆変換する第３ｄｑ逆変換器と、系統電圧の位相またはモータの回転角位相を３倍する第４乗算器と、前記第４乗算器の出力に基づいて、第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｄ軸の４次高調波指令値と固定値のｑ軸の４次高調波指令値、または、固定値のｄ軸の４次高調波指令値と第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｑ軸の４次高調波指令値をｄｑ逆変換する第５ｄｑ逆変換器と、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値と、前記第３ｄｑ逆変換器の出力と、第５ｄｑ逆変換器の出力と、を加算した値と、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、前記第１，第２アンプの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、第１ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記ｄ軸の２次高調波指令値またはｑ軸の２次高調波指令値、および前記ｄ軸の４次高調波指令値またはｑ軸の４次高調波指令値は、前記第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じて変化させることを特徴とする。

また、その一態様として、インバータの出力端子をフィルタ回路を介して系統電源に接続し、前記ｄｑ変換器および前記ｄｑ逆変換器は、系統電圧の位相に基づいてｄｑ変換およびｄｑ逆変換を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、インバータの出力端子をモータに接続し、前記ｄｑ変換器および前記ｄｑ逆変換器は、モータの回転角位相に基づいてｄｑ変換およびｄｑ逆変換を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、系統電圧位相またはモータの回転角位相を−２倍する第６乗算器と、インバータ出力電流検出値を第６乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値を出力する第５ｄｑ変換器と、第５ｄｑ変換器の出力から脈動を除去する第３，第４ローパスフィルタと、第３ローパスフィルタの出力に係数Ｑａｍを乗算する第８乗算器と、第３ローパスフィルタの出力に係数Ｑｂｍを乗算する第９乗算器と、第４ローパスフィルタの出力に係数Ｑａｍを乗算する第１０乗算器と、第４ローパスフィルタの出力に係数Ｑｂｍを乗算する第１１乗算器と、第８乗算器の出力と第１１乗算器の出力を反転した値とを加算する第８加算器と、第９乗算器の出力と第１０乗算器の出力とを加算する第９加算器と、第８，第９加算器の出力と、２次高調波指令値を入力とする第５，第６ローパスフィルタの出力と、の偏差を外乱の推定値として出力する第７，第８減算器と、外乱を抑制する外乱指令値と外乱の推定値との偏差をとって２次高調波指令値を算出する第９，第１０減算器と、２次高調波指令値を入力し、第７，第８減算器に出力する第５，第６ローパスフィルタと、系統電圧位相またはモータの回転角位相を−３倍する第７乗算器と、第７乗算器の出力に基づいて、第９，第１０減算器の出力をｄｑ逆変換する第５ｄｑ逆変換器と、第５ｄｑ逆変換器の出力をｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値に加算し、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値を補正する第６，第７加算器と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、３レベルインバータの制御装置において、有効電力および無効電力の入出力の大小にかかわらず、中性点電位の不安定化を抑制することが可能となる。

インバータおよびインバータ制御装置を示す図。 実施形態１のインバータ制御装置を示す図。 ボード線図における既存電流制御の比例ゲインと積分アンプのゲイン関係を示す図。 実施形態１において出力電流指令値を等しくした場合を示す図。 実施形態２のインバータ制御装置を示す図。 実施形態３のインバータ制御装置を示す図。 実施形態４のインバータ制御装置を示す図。 実施形態２のインバータ制御装置の他例を示す図。 実施形態３のインバータ制御装置の他例を示す図。 ４次高調波指令値の演算ブロック図。 実施形態５のインバータ電流指令値演算部を示す図。 モータ駆動用のインバータ制御装置に実施形態１を適用した図。 従来のインバータ制御装置を示す図。

［実施形態１］
図２に本実施形態１のインバータ１台あたりのインバータ制御装置を示す。本実施形態１のインバータ制御装置は図１に対し、以下の構成を加えたものである。

第１乗算器１７は、系統電圧の位相信号ωｔを−２倍する。第２ｄｑ変換器９は、乗算した位相−２ωｔを元にインバータ出力電流検出値Ｉ_INVを系統電圧検出値Ｖｓの逆相２次高調波に同期した回転座標上のｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値に変換する。

第３，第４減算器１１，１２は、２次高調波指令値ＩＤ_N2*，ＩＱ_N2*と実際のｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を演算する。ｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2*は０で固定である。ｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2*も通常は０とする。

第３，第４アンプ１３，１４は、第３，第４減算器１１，１２の出力を積分などの演算により増幅し、逆相２次高調波成分の電圧指令値を演算する。第２ｄｑ逆変換器１０は、逆相２次高調波成分の電圧指令値を固定座標上の値に変換する。第２ｄｑ逆変換器１０の出力は、第１加算器８において、第１ｄｑ逆変換器２の出力と、中性点電位制御部７の出力と、加算され、ＰＷＭ制御部５に入力される。

３レベルインバータと２次高調波の関係について検討を行う。まず、中性点電位にアンバランスがある場合における電圧ひずみについて説明する。アンバランスの無い理想状態でのインバータ出力Ｕ相電圧Ｖ_Uを以下の（１）式で表す。

Ｖ₀はインバータの定格出力電圧（系統電圧検出値Ｖｓの定格にほぼ等しい）、ωは定格角周波数（通常５０Ｈｚ×２πまたは６０Ｈｚ×２π）である。中性点電位のアンバランスの度合いをｋ（−１≦ｋ≦１として第１直流コンデンサの電圧検出値ＶＰ１と第２直流コンデンサの電圧検出値ＶＮ１を以下の（２）式のように表す。

このアンバランスが、出力相電圧にプラス側の振幅とマイナス側の振幅の差が生じる原因となる。この差によってひずんだインバータ出力Ｕ相電圧Ｖ_U’を以下の（３）式で表す。

ひずんだインバータ出力Ｕ相電圧Ｖ_U’について、フーリエ級数展開を行い各次数のひずみを確認する。係数ａ_nについては、以下の（４）式となる。

なお、係数ａ_nおよび（４）式のｎは、高調波次数である。 ｎが偶数の場合、係数ａ_nは以下の（５）式となる。

ｎが奇数の場合、以下の（６）式となる。

係数ｂ_nについては、以下の（７）式となる。

以上を３相に拡張する。アンバランスの無い状態での各相のインバータ出力相電圧は以下の（８）式で表される。

中性点電位のアンバランスによって発生する各相の２次の電圧ひずみＶ２ｕ，Ｖ２ｖ，Ｖ２ｗは以下の（９）式で表される。

２次電圧ひずみＶ２ｕ，Ｖ２ｖ，Ｖ２ｗは、Ｕ相を基準にしたＶ相、Ｗ相の位相の進み遅れの関係が基本波とは逆になるため、逆相である。４次の電圧歪みＶ４ｕ，Ｖ４ｖ、Ｖ４ｗについても同様の検討を行うと、以下の（１０）式のように位相の進み遅れの関係は基本波と同じになり、正相である。

以上の式より、以下の（１）〜（３）が分かる。

（１） 中性点電位にアンバランスがある場合、インバータ出力電圧には偶数次の電圧ひずみが生じる。これにより、意図しない偶数次高調波電流を出力してしまう。

（２）インバータ出力電圧のｎ次高調波の電圧ひずみは（ｎ²−１）に反比例し、２次高調波の電圧ひずみが最も大きい
（３）中性点電位のアンバランスにより生じる２次高調波の電圧ひずみは逆相、４次高調波の電圧ひずみは正相である。

次に、インバータ出力電流にひずみが重畳したとき、電流が中性点電位に与える影響について説明する。インバータの出力電圧指令値をｖと置くと、スイッチング１周期に対する中アームＯＮ期間の割合は、以下の（１１）式で表すことができる。

このときのインバータ出力電流をｉ_INVと置くと、中性点電位から流出する電流（以下、中性点電位流出電流と称する）ｉ_NPは、以下の（１２）式で表される。

ここで、ｖとｉ_INVを（１３）式のように設定する。

中性点電位流出電流ｉ_NPの基本波１周期の平均値Ｉ_NPは、以下の（１４）式のようになる。

ｎが偶数の場合、以下の（１５）式のようになる。

ｎが奇数の場合、以下の（１６）式のようになる。

定量的な評価を行うと、電流が２次高調波でｎ＝２、振幅がＩ₂における中性点電位流出電流Ｉ_NPの基本波１周期の平均値Ｉ_NP2は、電流位相θ＝１８０ｄｅｇで最大となり、以下の（１７）式となる。

一方、電流位相θ＝９０ｄｅｇまたは２７０ｄｅｇでは、平均値Ｉ_NP2＝０である。この平均値Ｉ_NP2が大きいほど、中性点電位に影響を与える。ｎ＝２において、３相への拡張を行う。インバータ出力電流が逆相の２次高調波のみである場合、以下の（１８）式で表される。

この条件において、中性点電位流出電流Ｉ_NPの基本波１周期平均値の合計を求めると、以下の（１９）式となる。

一方、インバータ出力電流が正相の２次高調波のみである場合は、以下の（２０）式となる。

中性点電位流出電流Ｉ_NPの合計は、（２１）式となり、中性点電位に影響を与えない。

以上の式よりわかることとして、以下の（１）〜（４）が分かる。
（１）基本波を含め奇数次高調波がインバータ出力電流に重畳しても、中性点電位には影響しない。
（２）偶数次高調波は、θ=０ｄｅｇまたは１８０ｄｅｇの場合に中性点電位への影響が最大となり、θ＝９０ｄｅｇまたは２７０ｄｅｇでは中性点電位に影響しない。
（３）偶数次高調波の中性点電位流出電流Ｉ_NPは、（ｎ²−１）に反比例し、２次高調波の電流ひずみが最も大きい（ｎ：高調波次数）
（４）中性点電位に影響する２次高調波の電流ひずみは逆相であり、正相は影響しない。

以下に、インバータ出力電流は基本波成分のみであるが、出力電圧にひずみを重畳させたときの中性点電位への影響について説明する。

ｖと平均値ｉ_INVを（２２）式のように設定し、中性点電位流出電流Ｉ_NPを求める。

先ほどと同様に、中性点電位流出電流Ｉ_NPの基本波１周期の平均値Ｉ_NPVを求める。

しかし、このままでは区間の分割が難しいため、中性点電流流出電流Ｉ_NPを以下の（２４）式で近似する。

この近似を利用して中性点電位流出電流Ｉ_NPの基本波１周期の平均値Ｉ_NPVを以下の（２５）式のように計算する。

ｎが奇数の場合は、以下の（２６）式となる。

ｎが偶数の場合は、以下の（２７）式となる。

この式は、特許文献１の数（６）式に相当する。式は異なるが、これは使用している文字が異なり、さらに電流については特許文献１では実効値、ここでは振幅で検討しているためである。また、特許文献１ではｓｉｎを基準に、ここではｃｏｓを基準としている違いもある。

特許文献１では電圧指令値に６次高調波を重畳して中性点電位の制御を行う。ｎ＝６をこの式に代入し、制御効果を定量的に評価する。重畳する６次高調波の振幅をキャリア三角波の１０％としてａ＝０．１、特許文献１の段落［００３６］にあるように電流位相θは最大の効果が得られるθ＝９０ｄｅｇとすると、以下の（２８）式となる。

重畳する電圧ひずみの位相はφ=９０ｄｅｇ＝π／２で中性点電位流出電流は最大となり、以下の（２９）式となる。

特許文献１の数（６）式において、同じ条件となるようｋ＝０．１，λ＝Ｖ，ＩＭ＝Ｉ／√２，φ＝９０ｄｅｇ，α＝−９０ｄｅｇを代入すると、Ａ₀’は平均値Ｉ_NPVに等しくなる。ここで、先ほど求めた２次高調波電流ひずみによる中性点電位流出電流の１周期平均値Ｉ_NP2との比較を行う。Ｉ_NP2とＩ_NPV6を等号で結ぶと、以下の（３０）式となる。

両者が等しくなる２次高調波電流振幅Ｉ₂は、以下の（３１）式となる。

すなわち、２０＊Ｉ₂≒Ｉである。

以上の式より、以下の（１）〜（３）が分かる。

（１）前述の（３１）式、Ｉ₂≒０．０５１４Ｉより、インバータ出力電流に重畳する２次高調波電流は、中性点電位に対して大きな影響を与えることがわかる。

（２）例えば、２次高調波電流（振幅Ｉ₂）が１％流れている場合、この中性点電位に対する影響を無効電流と従来の中性点電位制御の組み合わせで打ち消すには、およそ２０％の無効電流（振幅Ｉ）が必要である。

（３）逆に２０％の無効電流（振幅Ｉ）を用いて中性点電位を制御しているインバータに対して、２次高調波電流（振幅Ｉ₂）による中性点電位制御を適用すると、必要な２次高調波電流の振幅Ｉ₂は１％だけでよい。

本実施形態１の動作を説明する。本実施形態１はこれまでの検討結果を踏まえ、中性点電位に対して大きな影響を与える逆相２次高調波電流を除去するよう、インバータ制御装置に機能を追加している。

まず、インバータ内部で保持する位相ωｔに−２をかけ、その結果を用いてインバータ出力電流検出値Ｉ_INVをｄｑ変換する。これにより、インバータ出力電流検出値Ｉ_INVに含まれる逆相２次高調波成分を直流（ｄ軸成分とｑ軸成分）に変換することができる。次に、直流（ｄ軸成分とｑ軸成分）に変換したインバータ出力電流検出値を２次高調波指令値ＩＤ_N2＊（＝０）、ＩＱ_N2＊と比較し、各々の偏差を求める。各々の偏差を第３，第４アンプ（図２ではＩ_N2）で処理することにより、逆相２次高調波電流の偏差を零にすることができる。得られた電圧指令値は第２ｄｑ逆変換器１０により固定座標上の指令値に変換し、第１ｄｑ逆変換器により得られた電圧指令値に加算する。

第３，第４アンプ１３，１４のゲインの設計法について説明する。既設の装置に対して本実施形態１を適用する場合、他の高調波に対しては影響を与えず、逆相２次高調波のみを抑制することが求められる。そのためには、回転座標上で２５Ｈｚ以下の周波数に対する積分ゲインを既存の電流制御の比例ゲインに等しくすればよい。

積分アンプには周波数が増加するほどゲインが下がる特性があるため、この設計により逆相１次高調波や逆相３次高調波に相当する５０Ｈｚに対するゲインは既存電流制御の比例ゲインの１／２以下となり、影響はほとんど生じない。

図３に既存電流制御の比例ゲイン（点線）と第３，第４アンプ１３，１４のゲイン（実線）の関係をボード線図で示す。回転座標上で２５Ｈｚにおけるゲインが等しくなるようゲインＩ_N2を設計することにより、回転座標上で５０Ｈｚの第３，第４アンプ１３，１４のゲインＩ_N2は既存電流制御比例ゲインの１／２となり、既存電流制御比例アンプの方が優位に動作するようになる。１００Ｈｚ以上の周波数では第３，第４アンプ１３，１４のゲインＩ_N2はさらに小さくなる。

本実施形態１（図２）では、電流指令値がｄ軸ｑ軸それぞれ２つあり（ＩＤ＊，ＩＱ＊，ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊）、値が異なるため既存の電流制御部と追加ブロックで干渉を起こす可能性がある。しかし、先に示したゲインの設計法を適用することにより、各高調波に対する優位性が以下のように定まり、干渉を避けることができる。

（基本波）：既存電流制御ブロックの積分ゲインは無限大、追加ブロックの積分ゲインは既存電流制御ブロックの比例ゲインの１／６以下であり、既存電流制御ブロックが行う制御が優先する。

（逆相２次高調波）：既存電流制御ブロックの比例ゲインは有限である。一方、追加ブロックの積分ゲインは無限大となるので、追加ブロックが行う制御を優先する。

（逆相１次、３次高調波）：追加ブロックの積分ゲインは既存電流制御ブロックの比例ゲインの１／２以下であり、既存電流制御ブロックが行う制御を優先する。

（その他の高調波）：既存電流制御ブロックでは少なくとも比例アンプで設定された比例ゲインとなり、追加ブロックの積分ゲインは既存電流制御ブロックの比例ゲインの１／４以下であるので、既存電流制御ブロックが行う制御を優先する 。そのため、本実施形態１では図４に示すように出力電流指令値を等しくした場合に比べてｄｑ変換器を１個省略することができ、演算負荷を低減することができる。

本実施形態１は、図２にも示すように、特許文献１，特許文献３，特許文献４などの中性点電位制御と併用する。これは本実施形態１に中性点電位制御と併用しないと、逆相２次高調波による中性点電位の不安定化を抑制することはできるが、中性点電位の制御効果が無いためである。

本実施例１ではｃｏｓを基準とし、系統電圧検出値Ｖｓが以下の（３１）式で表される。

また、ｄｑ変換の定義であるが、インバータ出力電流が系統電圧検出値Ｖｓに対して同じ位相で以下の（３２）式で表される条件において、ｄｑ変換をするとｄ軸がプラス、ｑ軸が零となることを想定している。

この条件では、中性点電位に影響するのはｄ軸電流だけであり、ｑ軸電流は影響しない。そのため、ｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊は必ず零にする必要があるが、ｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2＊については零でなくてもよく、例えばアクティブフィルタなど装置の目的に合わせて２次高調波指令値ＩＱ_N2＊を変更することもできる。

本実施形態１では電流制御インバータに適用するため、フィルタで逆相２次高調波のみを抽出しなくても上記に示すように既存電流制御ブロックとの干渉を避けることができる。その結果、抽出フィルタが不要となり応答速度が向上するため、中性点電位の安定性を向上させる効果が高くなる。

以上示したように、本実施形態１によれば、３レベルインバータの中性点電位に大きな影響を与える逆相２次高調波電流が出力することを抑制することができる。これにより、インバータの有効電力の入出力量の大小にかかわらず、先行技術にはあった中性点電位の不安定化を抑えることができる。さらに系統電圧への影響も低減することができる。 また、後述する実施形態２や実施形態３に比べ、逆相２次高調波電流は一切出力しないため、出力電流のひずみを小さくすることができる。

［実施形態２］
図５に本実施形態２のインバータ制御装置を示す。本実施形態２のインバータ制御装置は図１に以下の構成を加えたものである。

第５アンプ３９は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２の出力する中性点電位偏差信号を比例などの演算により増幅する。第１リミッタ４０は、第５アンプ３９の出力が設定値を超えないように制限する。第１リミッタ４０の設定値は、±０．３％〜±１％である。第１リミッタ４０の出力は、ｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊となる。

第２乗算器４１は、位相信号ωｔを−３倍する。第３ｄｑ逆変換器４２は、ｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊と、ｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2＊（実施形態１と同様、通常は零である）と、−３ωｔと、を用いて基本波回転座標上の値に変換する。

第４，第５加算器４３，４４より、第３ｄｑ逆変換器４２の出力と、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊を加算する。

本実施形態２の動作を説明する。本実施形態２は、中性点電位の偏差に応じてｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊を変化させ、既存のｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊に重畳する方式である。

まず、直流電圧検出値ＶＰ１，ＶＮ１の差分から中性点電位の偏差を求める。偏差に第２ローパスフィルタＬＰＦ２を適用し、ノイズや不要な脈動を除去する。脈動を除去した偏差信号に第５アンプ３９によりゲインＧをかけて、逆相２次高調波電流の指令値に変換する。

次に、指令値に第１リミッタ４０をかけ、出力電流が必要以上にひずまないようにする。この第１リミッタ４０の出力がｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊である。得られたｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊は、別途用意したｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2＊とともにｄｑ逆変換を行い、基本波回転座標上の値に変換した後、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊に加算する。ｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2＊は零でよいが、実施形態１と同様に装置の目的に合わせて変更してもよい。

本実施形態２では、中性点電位の偏差に基づいて求めたｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊を用いて中性点電位を制御する機能を搭載したため、十分な中性点電位の安定化効果を得ることができる。また、実施形態１や後述する実施形態３に比べてｄｑ変換器を１つ削減することで演算負荷を低減することができる。

本実施形態２も実施形態１と同様に特許文献１，特許文献３，特許文献４などの中性点電位制御と併用する。

これは以下の理由による。

（１）中性点電位制御を併用しない場合、インバータ出力電流が増加すると中性点電位に対する外乱も増加する。対処のため２次高調波電流を増加するとインバータ出力電流のひずみが大きくなってしまう。

（２）インバータ出力電流が増加すると従来の中性点電位制御でも十分な効果を得られる。

非特許文献１では、非特許文献１の図５に示すように過渡状態の出力電流が大きくひずんでいた。しかし、本実施形態２では、実施形態１と同様、制御に使用する逆相２次高調波電流を微量に抑えたため（特許文献１の方式の無効電流振幅の約５％）、過渡状態においても出力電流はほとんどひずむことなく中性点電位を制御できる。

以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、無負荷や軽負荷においても、ごく微量の２次高調波電流を出力することで中性点電位を制御することができる。２レベルインバータでも１％程度の２次高調波電流を出力している場合があり、それに比べると出力電流のひずみを小さくすることができる。

また、中性点電位の偏差に応じて２次高調波を出力電流指令値にフィードフォワードで重畳するため、後述する実施形態３に比べて応答が速く、中性点電位の偏差を小さく抑えやすい利点がある。

また、実施形態１に比べ、ｄｑ変換器や積分器の個数が減少し、演算負荷が小さくなる。

さらに、本実施形態２は中性点電位を制御する効果があるため、併用する従来の中性点電位制御で重畳する電圧指令値への６次高調波を小さくすることができる。その結果、電圧指令値に余裕ができ、同じ交流電圧を出力する条件ならばインバータ直流電圧を低くすることができる。そのため、部品に必要な耐圧を低くすることができる。さらに、インバータ直流電圧を低くすることによって、インバータ内部のスイッチングデバイスのスイッチング損失を低減することができる。

［実施形態３］
図６に本実施形態３のインバータ制御部を示す。本実施形態３のインバータ制御装置は実施形態１と実施形態２を組み合わせたものである。

デッドバンド１６は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２の出力する中性点電位偏差信号を入力し、偏差があらかじめ定められた設定値よりも小さい場合は零を出力する。第５アンプ３９は、デッドバンド１６の出力を比例などの演算により増幅する。リミッタ４０は、第５アンプ３９の出力が設定値を超えないように制限する。リミッタ４０がｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊となる。

以上のブロックで得られた２次高調波指令値ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊は、実施形態１と同様に減算器１１で第２ｄｑ変換器９の出力との偏差を演算し、第３，第４アンプ１３，１４に出力される。

本実施形態３の動作を説明する。本実施形態３は実施形態１の構成に、実施形態２の中性点電位の偏差に応じてｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊を変化させる機能を追加したものである。実施形態２とは異なり逆相２次高調波に対する偏差が零となり、逆相２次高調波電流の出力を設計通りにすることができる。

また、ｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊の演算過程でデッドバンド１６を追加している。これにより、通常時（中性点電位の大きな変動がない状態、すなわち、系統電圧検出値Ｖｓや負荷の変動がほとんどない状態）は逆相２次高調波電流を出力せず、中性点電位が大きく変動した場合のみ微量の２次高調波を出力し中性点電位を制御することができ、逆相２次高調波電流を出力する頻度を実施形態１や実施形態２よりも低減することができる。

以上示したように、本実施形態３によれば、無負荷や軽負荷においても、ごく微量の２次高調波電流を出力することで中性点電位を制御することができる。また、フィードバック制御を用いることにより２次高調波電流の指令値と実際に出力される電流との差が零になり、中性点電位の制御に使用する逆相２次高調波の振幅を意図した量にすることができ、実施形態２よりも電流ひずみを小さくすることができる。

さらに、突発的な外乱が発生し中性点電位の偏差が大きくなった場合のみ２次高調波電流の出力を限定することで、定常時の出力電流ひずみを実施形態１と同等に小さくすることができる。

また、実施形態３も、実施形態２同様に部品に必要な耐圧の削減と、スイッチング損失の低減効果を得ることができる。

［実施形態４］
図７に本実施形態４のインバータ制御装置を示す。本実施形態４はインバータ制御装置に以下の構成を加えたものである。

第２乗算器１８は、位相信号ωｔを４倍する。第４ｄｑ変換器１９は、乗算した位相４ωｔを元にインバータ出力電流検出値Ｉ_INVを系統電圧検出値Ｖｓの正相４次高調波に同期した回転座標上のｄ軸，ｑ軸の４次高調波検出値に変換する。第５，第６減算器２０，２１において、４次高調波指令値ＩＤ_P4＊，ＩＱ_P4＊と、ｄ軸，ｑ軸の４次高調波検出値と、の偏差を演算する。ｄ軸の４次高調波指令値ＩＤ_P4＊は０で固定である。ｑ軸の４次高調波指令値ＩＱ_P4＊も通常は０とする。

第６，第７アンプ２２，２３は、第５，第６減算器２０，２１の出力を積分などの演算により増幅し正相４次高調波成分の電圧指令値を演算する。第４ｄｑ逆変換器２４は、正相４次高調波成分の電圧指令値を固定座標上の値に変換する。

第４ｄｑ逆変換器２４の出力は、加算器２５において、逆相２次高調波成分の電圧指令値（第２ｄｑ逆変換器１０の出力）と加算される。加算器２５の出力と、第１ｄｑ逆変換器２の出力と、中性点電位制御部７の出力と、を第１加算器８で加算し、ＰＷＭ制御部５に入力される 。

本実施形態４は、実施形態１を４次高調波まで拡張した方式である。４次高調波電流については正相が中性点電位に影響するため、第２乗算器１８により位相ωｔに４をかけ、第４ｄｑ変換器１９により正相４次高調波電流を直流に変換し、第５減算器２０，第６アンプ２２により、正相４次高調波電流のｄ軸成分を零に制御する。また、第６減算器２１，第７アンプ２３により正相４次高調波電流のｑ軸成分を４次高調波指令値ＩＱ_P4＊に制御する。（通常、ＩＱ_P4＊＝０）
これにより、中性点電位の安定性をさらに向上させることができる。第６，第７アンプ２２，２３のゲインＩ_P4の設計については実施形態１のゲインＩ_N2と同様に行うことができる。

本実施形態４は、さらに高い次数の中性点電位に影響する電流を抑制するよう拡張することもできる。しかし、中性点電位に影響する６次高調波は同相であり、３相３線式インバータでは通常発生しないため省略できる。また、これまでの検討結果より高調波電流の振幅が等しくても次数が増加するほど中性点電位に対する影響は低下し、４次では１／５に、８次では１／２１になる。

したがって、制御する高調波電流の次数は２次と４次のみで十分である。 実施形態２，３についても図８，図９に示すように、本実施形態４と同様に４次高調波に対応させることもできる。しかし、中性点電位流出電流の基本波１周期の平均値Ｉ_NPは次数によって符号が変化することに注意する必要がある。図１０に示すように、中性点電位の偏差からｄ軸の４次高調波指令値ＩＤ_P4＊を求めるゲインはマイナスでなければならない。

図８に実施形態２を４次高調波に対応した例を、図９に実施形態３を４次高調波に対応した例を示す。

以上示したように、本実施形態４によれば、 実施形態１に加え、意図しない４次高調波電流の出力による中性点電位の不安定化を抑制することができる。

［実施形態５］
図１１は、本実施形態５のインバータ１台あたりの電流指令値演算ブロックを示す。本実施形態５の電流指令値演算ブロックは図１（ｄ）のｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊を演算するもので、以下の構成である。

第６乗算器３０は、位相信号ωｔを−２倍する。第５ｄｑ変換器３１は、乗算した位相−２ωｔに基づいて、インバータ出力電流検出値Ｉ_INVを系統電圧検出値Ｖｓの逆相２次高調波に同期した回転座標上の値に変換する。第３，第４ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４は、第５ｄｑ変換器３１の出力信号から、基本波やその他の高調波に起因する脈動と除去する。この第６乗算器３０，第５ｄｑ変換器３１，第３，第４ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４を主として周期性外乱検出部を構成している。

周期外乱オブザーバ３２は、第３，第４ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４の出力信号を入力し、逆相２次高調波電流の抑制に最適な２次高調波指令値ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊を出力する。

第７乗算器３３は、位相信号ωｔを−３倍する。第５ｄｑ逆変換器３４は、２次高調波指令値ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊を位相−３ωｔに基づいて基本波回転座標上の値にｄｑ逆変換する。第５ｄｑ逆変換器３４の出力は、第６，第７加算器５１，５２において、ｄ軸ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊に加算され、新しいｄ軸，ｑ軸出力電流指令値ＩＤ＊’、ＩＱ＊’となり、図１（ｄ）のｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊を置き換える。

周期外乱オブザーバ３２は、以下により構成される。

係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊が電流制御を経由し実際にインバータが電流を出力、それを検出して第３，第４ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４を通過し、周期外乱オブザーバ３２に戻ってくるまでの位相遅延や振幅変化といった特性を推定した逆モデルを表している。

第８〜第１１乗算器３５ａ〜３５ｄは、第３，第４ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４の出力信号と係数Ｑａｍ，Ｑｂｍをそれぞれ乗算する。第８加算器３６ａは、第８乗算器３５ａの出力と第１１乗算器３５ｄの出力を反転した値を加算する。第９加算器３６ｂは、第９乗算器３５ｂの出力と第１０乗算器３５ｃの出力とを加算する。

第７減算器３７ａは、第８加算器３６ａの出力と、２次高調波指令値ＩＤ_N2＊を入力する第５ローパスフィルタＬＰＦ５の出力との偏差を演算する。第８減算器３７ｂは、第９加算器３６ｂの出力と、２次高調波指令値ＩＱ_N2＊を入力とする第６ローパスフィルタＬＰＦ６の出力との偏差を演算する。第７，第８減算器３７ａ，３７ｂの出力は、実システムで重畳した外乱の推定結果である。

第９，第１０減算器３８ａ，３８ｂは、第７，第８減算器３７ａ，３７ｂの出力と外乱指令値（＝０）との偏差を演算する。第９，第１０減算器３８ａ，３８ｂの出力は、２次高調波指令値ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊として、周期外乱オブザーバ３２から出力される。２次高調波指令値ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊は、別途、周期外乱オブザーバ３２内で第５，第６ローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６を通過し、第７減算器３７ａ、第８減算器３７ｂに入力する。

本実施形態５は、特許文献５の周期外乱オブザーバを用いて逆相２次高調波電流を抑制する方式である。系統の構成が複雑になると共振点が多数生じ、位相遅れの増大から制御が不安定になり、実施形態１の構成では逆に逆相２次高調波を増加させてしまう可能性が考えられる。

そこで、周期外乱オブザーバ３２を使用し、係数Ｑａｍ，Ｑｂｍを適切に設定することで位相遅れを打ち消し制御を安定させることができる。係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは特許文献５の実施形態７のように自動調整機能を持たせることもできる。

図１１のｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊’，ＩＱ＊’が、図２，図５〜図７のｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値ＩＤ＊，ＩＱ＊として入力される。本実施形態５は、実施形態１と同様に逆相２次高調波電流を抑制し、中性点電位の不安定化を防ぐ機能しか無い。実施形態２や実施形態３のように、逆相２次高調波電流を用いて中性点電位を制御する機能を追加する場合は、ｄ軸の外乱指令値を変更することにより対応できる。

以上示したように、本実施形態５によれば、 実施形態１に加え、共振点が多数ある複雑な系統に連系する場合でも逆相２次高調波電流を正しく零に制御することができる。

また、自動調整機能を追加すれば、系統の特性が大きく変動する場合でも装置を停止し係数を再設定する必要がなくなり、安定して運転を継続することができる。

以上の実施形態１〜５は電流制御インバータに適用することができる。例えば系統連系インバータに限らず、モータ駆動用インバータに適用することもできる。ただし、モータに高調波電流を流すとトルクリプル発生の原因となる。トルクリプルが一切許容できない用途であれば実施形態１，４，５を、わずかなトルクリプルなら発生しても問題ない用途であれば実施形態２や実施形態３を適用することが望ましい。

図１２にＰＭモータ駆動用インバータに、実施形態１を適用した例を示す。位相ωｔは系統電圧検出値ＶｓのＰＬＬ出力結果からロータリーエンコーダＰＰの出力結果である回転角位相θに変更している。

また、一般的にモータ駆動用インバータでは回転座標のｄ軸を磁束軸とするため、モータの誘起電圧はｑ軸に同期し、系統連系インバータとは電圧軸が９０ｄｅｇずれる。このため、一般的なモータ駆動用インバータではｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2＊を零固定とする。実施形態２や実施形態３をモータ駆動用インバータに適用する場合は、中性点電位の偏差にゲインＧをかけた逆相２次高調波電流の指令値はｄ軸の２次高調波指令値ＩＤ_N2＊ではなくｑ軸の２次高調波指令値ＩＱ_N2＊となる。

なお、実施形態１〜５は、図１（ａ），（ｂ）に示す構成の３レベルインバータに限らない。直流電圧部に直流コンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続回路を備えている３レベルインバータであれば、本実施形態１〜５を適用できる。

Ｉ_INV…インバータ出力電流検出値
Ｖｓ…系統電圧検出値
ＩＤ＊，ＩＱ＊…ｄ軸，ｑ軸の出力電流検出値
ＩＤ_N2＊，ＩＱ_N2＊…ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値
ＩＤ_P4＊，ＩＱ_P4＊…ｄ軸，ｑ軸の４次高調波指令値

Claims (9)

1. 直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２直流コンデンサと、
   直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた、系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、
   インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、
   前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧位相またはモータ回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、
   ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値とｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、
   前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、
   前記第１，第２アンプの出力を系統電圧位相またはモータ回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、
   系統電圧位相またはモータ回転角位相を−２倍する第１乗算器と、
   インバータ出力電流検出値を、前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値を出力する第２ｄｑ変換器と、
   ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を演算する第３，第４減算器と、
   ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値と、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値と、の偏差を増幅する第３，第４アンプと、
   第３，第４アンプの出力を前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ逆変換する第２ｄｑ逆変換器と、
   第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、
   第１ｄｑ逆変換器の出力と、第２ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、
   を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
2. 直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２直流コンデンサと、
   直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、
   インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、
   前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、
   系統電圧の位相またはモータの回転角位相を−３倍する第２乗算器と、
   前記第２乗算器の出力に基づいて、第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｄ軸の２次高調波指令値と固定値のｑ軸の２次高調波指令値、または、固定値のｄ軸の２次高調波指令値と第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｑ軸の２次高調波指令値をｄｑ逆変換する第３ｄｑ逆変換器と、
   前記第３ｄｑ逆変換器の出力と、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値と、をそれぞれ加算する第２，第３加算器と、
   前記第２，第３加算器の出力とｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、
   前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、
   前記第１，第２アンプの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、
   第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値との偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、
   第１ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
3. 前記ｄ軸の２次高調波指令値、または、前記ｑ軸の２次高調波指令値は、
   前記第１，第２コンデンサの電圧検出値の偏差に応じて変化させることを特徴とする請求項１記載の３レベルインバータの制御装置。
4. 直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２コンデンサと、
   直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、
   インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、
   前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、
   ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値とｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、
   前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、
   前記第１，第２アンプの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と、
   系統電圧の位相またはモータの回転角位相を−２倍する第１乗算器と、
   インバータ出力電流検出値を、前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値を出力する第２ｄｑ変換器と、
   ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値と、ｄ軸ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を演算する第３，第４減算器と、
   ｄ軸，ｑ軸の２次高調波指令値とｄ軸，ｑ軸の２次高調波検出値との偏差を増幅する第３，第４アンプと、
   第３，第４アンプの出力を前記第１乗算器の出力に基づいてｄｑ逆変換する第２ｄｑ逆変換器と、
   系統電圧の位相またはモータの回転角位相を４倍する第２乗算器と、
   インバータ出力電流検出値を、前記第２乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸の４次高調波検出値を出力する第３ｄｑ変換器と、
   ｄ軸，ｑ軸の４次高調波指令値と、ｄ軸，ｑ軸の４次高調波検出値との偏差を演算する第５，第６減算器と、
   第５，第６減算器の出力を増幅する第６，第７アンプと、
   第６，第７アンプの出力を乗算器の出力に基づいてｄｑ逆変換する第４ｄｑ逆変換器と、
   第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、
   第１ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、第２ｄｑ逆変換器の出力と、第４ｄｑ逆変換器の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
5. 直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を分圧し、この分圧点を中性点とする第１，第２直流コンデンサと、
   直流電圧を交流電圧、または、交流電圧を直流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた系統連系用またはモータドライブ用の３レベルインバータの制御装置であって、
   インバータ出力電流検出値のノイズやスイッチングリプルを除去する第１ローパスフィルタと、
   前記第１ローパスフィルタの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、
   系統電圧の位相またはモータの回転角位相を−３倍する第３乗算器と、
   前記第３乗算器の出力に基づいて、第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｄ軸の２次高調波指令値と固定値のｑ軸の２次高調波指令値、または、固定値のｄ軸の２次高調波指令値と第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｑ軸の２次高調波指令値をｄｑ逆変換する第３ｄｑ逆変換器と、
   系統電圧の位相またはモータの回転角位相を３倍する第４乗算器と、
   前記第４乗算器の出力に基づいて、第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｄ軸の４次高調波指令値と固定値のｑ軸の４次高調波指令値、または、固定値のｄ軸の４次高調波指令値と第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じたｑ軸の４次高調波指令値をｄｑ逆変換する第５ｄｑ逆変換器と、
   ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値と、前記第３ｄｑ逆変換器の出力と、第５ｄｑ逆変換器の出力と、を加算した値と、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値との偏差をそれぞれ演算する第１，第２減算器と、
   前記第１，第２減算器で演算された偏差を増幅する第１，第２アンプと、
   前記第１，第２アンプの出力を系統電圧の位相またはモータの回転角位相に基づいてｄｑ逆変換する第１ｄｑ逆変換器と
   第１直流コンデンサの電圧検出値と第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差である中性点電位の偏差に応じて中性点電位の偏差を低減する値を出力する中性点電位制御部と、
   第１ｄｑ逆変換器の出力と、中性点電位制御部の出力と、を加算した値に基づいてゲート指令を生成するＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
6. 前記ｄ軸の２次高調波指令値またはｑ軸の２次高調波指令値、および前記ｄ軸の４次高調波指令値またはｑ軸の４次高調波指令値は、
   前記第１，第２直流コンデンサの電圧検出値の偏差に応じて変化させることを特徴とする請求項４記載の３レベルインバータの制御装置。
7. インバータの出力端子をフィルタ回路を介して系統電源に接続し、
   前記ｄｑ変換器および前記ｄｑ逆変換器は、系統電圧の位相に基づいてｄｑ変換およびｄｑ逆変換を行うことを特徴とする請求項１〜６記載の３レベルインバータの制御装置。
8. インバータの出力端子をモータに接続し、
   前記ｄｑ変換器および前記ｄｑ逆変換器は、モータの回転角位相に基づいてｄｑ変換およびｄｑ逆変換を行うことを特徴とする請求項１〜６記載の３レベルインバータの制御装置。
9. 系統電圧位相またはモータの回転角位相を−２倍する第６乗算器と、
   インバータ出力電流検出値を第６乗算器の出力に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸，ｑ軸のインバータ出力電流検出値を出力する第５ｄｑ変換器と、
   第５ｄｑ変換器の出力から脈動を除去する第３，第４ローパスフィルタと、
   第３ローパスフィルタの出力に係数Ｑａｍを乗算する第８乗算器と、
   第３ローパスフィルタの出力に係数Ｑｂｍを乗算する第９乗算器と、
   第４ローパスフィルタの出力に係数Ｑａｍを乗算する第１０乗算器と、
   第４ローパスフィルタの出力に係数Ｑｂｍを乗算する第１１乗算器と、
   第８乗算器の出力と第１１乗算器の出力を反転した値とを加算する第８加算器と、
   第９乗算器の出力と第１０乗算器の出力とを加算する第９加算器と、
   第８，第９加算器の出力と、２次高調波指令値を入力とする第５，第６ローパスフィルタの出力と、の偏差を外乱の推定値として出力する第７，第８減算器と、
   外乱を抑制する外乱指令値と外乱の推定値との偏差をとって２次高調波指令値を算出する第９，第１０減算器と、
   ２次高調波指令値を入力し、第７，第８減算器に出力する第５，第６ローパスフィルタと、
   系統電圧位相またはモータの回転角位相を−３倍する第７乗算器と、
   第７乗算器の出力に基づいて、第９，第１０減算器の出力をｄｑ逆変換する第５ｄｑ逆変換器と、
   第５ｄｑ逆変換器の出力をｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値に加算し、ｄ軸，ｑ軸の出力電流指令値を補正する第６，第７加算器と、を備えたことを特徴とする請求項１〜８記載の３レベルインバータの制御装置。

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