JP6865509B2

JP6865509B2 - ３レベル電力変換装置

Info

Publication number: JP6865509B2
Application number: JP2017086312A
Authority: JP
Inventors: 林　誠; 誠林
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2017-04-25
Filing date: 2017-04-25
Publication date: 2021-04-28
Anticipated expiration: 2037-04-25
Also published as: JP2018186626A

Description

この発明は、交流電力と直流電力の変換を行う電力変換装置に係り、特に交流入力電流に含まれる高調波を低減することの可能な３レベル電力変換装置に関する。

交流電力と直流電力の変換を行う電力変換装置として、３レベル電力変換装置が知られている。この３レベル電力変換装置は、直流側に２台の平滑コンデンサを直列接続し、直流電位を正、負及びゼロの３レベルとすることによって交流側の基本出力の高調波を低減する。そして更にＰＷＭ（パルス幅変調）制御を加えることによって、変調周波数を交流周波数より高く設定して低次の高調波を低減することが可能となる。

しかしながら、ＰＷＭ制御の変調周波数を高くすると、３レベル電力変換装置に使用されているスイッチング素子のスイッチング損失が増え、３レベル電力変換装置の変換効率が低下してしまう。このため、交流電圧に含まれる高調波成分を低減させるような固定パルスパターンによって３レベル電力変換装置を制御する提案が為されている（例えば特許文献１参照。）。

一方、３レベル電力変換装置は、本質的に交流側の運転周波数の３倍の周波数で直流側の中性点の電位が変動することが知られている。この変動を抑制するために、直流側の２台の平滑コンデンサに印加される電圧の差が０となるように例えばＰＷＭ制御におけるゲートパルスを制御するようにするが、電圧が低い領域での制御を容易に行うようにするため、各相の電圧基準に対してバイアスを加える対策を併せて行っていた（例えば特許文献２参照。）。

特開２００２−７８３４６号公報（全体）特開２００６−１４１０９０号公報（全体）

特許文献１に示された固定パルスパターン制御を３レベルコンバータに採用した場合は、中性点の変動抑制制御は３レベルインバータ側のみで行うことになる。これは、固定パルスパターン制御を行う３レベルコンバータにおいては、相電圧を個別に制御することが困難という理由による。このような場合、電源の相アンバランスを含む擾乱があったときの中性点電位変動の抑制が困難となり、正負間の直流電位の乖離が大きくなると、過電圧状態となってしまう恐れがあった。

本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、電源の一時擾乱があっても中性点電位の変動を抑制可能な３レベル電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の３レベル電力変換装置は、所定のリアクタンスを有する機器を介して３相交流電源に接続された３レベルコンバータと、前記３レベルコンバータの入力電流を検出する電流検出器と、前記３レベルコンバータの出力に接続された正側及び負側のコンデンサと、前記正側及び負側のコンデンサの各々に印加される電圧を検出する正側及び負側の直流電圧検出器と、前記３相交流電源の周波数及び位相を検出するための電圧検出器と、前記３レベルコンバータを制御する制御部とを具備し、前記制御部は、与えられた電圧基準と前記正側及び負側の直流電圧検出器で検出された電圧の平均値との偏差が最小になるように制御してＱ軸電流基準を出力する電圧制御器と、前記電圧検出器の出力をＰＬＬ制御して位相基準を得るＰＬＬ制御器と、前記電流検出器で検出された３相電流を、前記位相基準に基づいて２軸のＤ軸電流帰還及びＱ軸電流帰還に変換する３相−２相変換器と、前記Ｑ軸電流基準と前記Ｑ軸電流帰還の偏差が最小になるように制御して位相指令を出力する位相制御器と、前記位相基準から前記位相指令だけ位相がシフトした状態で固定パルスパターンのゲート信号を、前記３レベルコンバータを構成するスイッチング素子に与える固定パルスパターン制御器と、前記Ｄ軸電流帰還を微分し、所定の第１の係数を乗算して第１の補正位相指令を出力する微分演算器と、前記Ｄ軸電流帰還に１次遅れ演算を行い、所定の第２の係数を乗算して第２の補正位相指令を出力する比例演算器とを有し、前記第１の補正位相指令及び前記第２の補正位相指令を前記位相指令に加算するようにしたことを特徴としている。

この発明によれば、電源の一時擾乱があっても中性点電位の変動を抑制可能な３レベル電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置の回路構成図。本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置の動作説明にためのベクトル図。本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置のシミュレーション結果（その１）。本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置のシミュレーション結果（その２）。本発明の実施例２に係る３レベル電力変換装置の回路構成図。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

以下、本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置を、図１乃至図４を参照して説明する。

図１は、本発明に係る３相の３レベル電力変換装置の回路構成図である。交流電源１から変圧器１Ａを介して３レベル電力変換器２の３レベルコンバータ２１に交流が給電され、これを所望の正側及び負側の直流電圧に変換し、平滑コンデンサ２２Ｐ、２２Ｎを介して３レベルインバータ２３に与える。平滑コンデンサ２２Ｐ、２２Ｎは夫々正側、負側の直流電圧を平滑する。

３レベルインバータ２３は平滑コンデンサ２２Ｐ、２２Ｎに印加される３レベルの直流電圧を３相の交流電圧に変換して３相の交流電動機３を駆動する。３レベルインバータ２３を構成するスイッチング素子は図示しないインバータ制御部から与えられるゲート信号によってオンオフ制御されている。また、交流電動機３には例えば速度検出器が取り付けられており、この出力である速度帰還信号がインバータ制御部に与えられ、速度制御を行う場合が多いが、これらの図示も省略している。平滑コンデンサ２２Ｐ、２２Ｎの各々に印加される直流電圧は、夫々直流電圧検出器５Ｐ及び５Ｎによって検出され、コンバータ制御部７に与えられている。また、３レベルコンバータ２１の入力電流は電流検出器４で検出され、コンバータ制御部７に与えられている。更に、交流電源１の周波数及び位相を検出するために交流電圧検出器６が設けられ、この出力がコンバータ制御部７に与えられている。

３レベルコンバータ２１を構成するスイッチング素子はコンバータ制御部７から与えられるゲート信号によってオンオフ制御されている。以下、コンバータ制御部７の内部構成について説明する。

与えられた直流電圧指令Ｖｄｃ＿Ｒは、直流電圧検出器５Ｐ及び５Ｎによって夫々検出された直流電圧であるＰ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆ及びＮ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆの平均値を演算する平均値演算回路７１の出力である直流電圧帰還Ｖｄｃ＿Ｆと比較器７１Ａにて比較され、その差分がＰＩ制御器である電圧制御器７２に与えられる。電圧制御器７２は直流電圧指令Ｖｄｃ＿Ｒと直流電圧帰還Ｖｄｃ＿Ｆの差が最小とになるように調節制御し、Ｑ軸電流指令ＩＱ＿Ｒを出力する。このＱ軸電流指令ＩＱ＿Ｒは、後述する３相−２相変換器７３のＱ軸出力であるＱ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆと比較器７２Ａにて比較され、その差分がＰＩ制御器である位相制御器７５に与えられる。位相制御器７５はＱ軸電流指令ＩＱ＿ＲとＱ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆの差が最小となるように調節制御し、位相指令α＿Ｒを出力する。また、後述する補正位相指令α＿Ｃが上記位相指令α＿Ｒに加算器７６によって加算され、その出力が固定パルスパターン発生器７７に与えられる。固定パルスパターン発生器７７は、基準位相に対して、位相指令α＿Ｒ＋補正位相指令α＿Ｃだけ進んだ位相制御角αで動作する。

交流電圧検出器６で検出された交流電源１の電圧Ｖｓの位相は、ＰＬＬ制御器７４によって検出され、基準位相θを得る。ＰＬＬ制御器７４とはフェーズロックドループを使用した位相同期回路であり、交流電源１の電圧Ｖｓに同期した基準位相θを出力する。また、電流検出器４で検出された３レベルコンバータ２１の入力電流は３相−２相変換器７３に与えられ、基準位相θでｄ−ｑ直交変換され、Ｑ軸電流帰還ＩＱ＿ＦとＤ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆが得られる。基準位相θを０とすれば、Ｑ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆは交流電源１の電圧と同相分、すなわち交流電源１から見た有効電流、Ｄ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆは交流電源１の電圧に対して９０度進んだ電流、すなわち交流電源１から見た無効電流となる。

Ｑ軸電流帰還ＩＱ＿Ｆは上述のように比較器７２Ａを介して位相制御器７５のフィードバック入力として与えられる。Ｄ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆは基本的にその比例成分が比例演算器７８を介して、また、その微分成分に予め定められた第１の係数Ｋ１を乗算する演算を行う微分演算器７９を介して加算器８０に与えられ、加算器８０の出力が補正位相指令α＿Ｃとなる。尚、比例演算器７８は制御の乱れを防止するため、入力に対し、予め定められた第２の係数を乗算し、短時間の時定数を有する１次遅れ演算を行い出力する。

固定パルスパターン発生器７７は、３レベルコンバータ２１の入力電流に特定の高調波が含まれないようなパルスパターンを３レベルコンバータ２１のスイッチング素子に与え、その周波数及び位相は、夫々ＰＬＬ制御器７４で定められた電源周波数、基準位相θから位相制御角α進んだ位相とする。

以上の関係を図２に示すベクトル図で説明する。

図２（ａ）は、交流電源１の電圧をＶｓ、３レベルコンバータ２１の入力電圧をＶｃ、変圧器１Ａのインピーダンスによる電圧降下をＶ_L、３レベルコンバータ２１の入力電流をＩｓ、ＰＬＬ制御器７４の出力の基準位相をθとし、θ＝０としたときのベクトル図である。ここで、交流電源１の電圧Ｖｓと入力電流Ｉｓの為す角をφとすると、φは３レベルコンバータ２１の入力から見た力率角を示している。そして交流電源から見た力率角はθである。図１の固定パルスパターン発生器７７へ与えられる位相制御角αは、この力率角に相当するので０となっている。また、変圧器１の抵抗分を無視すれば、電圧降下Ｖ_Lは入力電流Ｉｓと直交している。この図２（ａ）において、交流電源１の電圧変動があったとき、図１で説明したように、３レベル電力変換器２の直流電圧Ｖｄｃを一定に制御しているので、固定パルスパターンでは入力電圧Ｖｃが一定となり、また、入力電流Ｉｓの大きさは基本的に変わらないので、電圧降下Ｖ_Lは破線の円弧上を動くことになる。

図２（ｂ）は、図１（ａ）の状態から交流電源１の電圧が増大して、電圧ＶｓがＶｓ１に変化したときのベクトル図を示している。この場合、電圧降下Ｖ_Lが図１の円弧上を右回りに若干回転した状態となり、入力電流ＩｓはＩｓ１に変化する。すなわち、交流電源１から見た力率角はθ１（遅れ）となる。従って、図１の固定パルスパターン発生器７７へ与える位相制御角αは−θ１となる。そして、このときのＤ軸電流帰還ＩＤ＿Ｆは−Ｉｄ１となる。

図２（ｃ）は図１（ａ）の状態から交流電源１の電圧が減少して、電圧ＶｓがＶｓ２に変化したときのベクトル図を示している。この場合、電圧降下Ｖ_Lが図１の円弧上を左回りに若干回転した状態となり、入力電流ＩｓはＩｓ２に変化する。すなわち、交流電源１から見た力率角はθ２（進み）となり、固定パルスパターン発生器７７へ与える位相制御角αはθ２となる。そして、このときのＤ軸電流帰還ＩＤ＿ＦはＩｄ２となる。

以上説明したように、固定パルスパターンの３レベルコンバータで、直流電圧Ｖｄｃが一定となるようにコンバータの位相制御角αを制御するシステムにおいて、交流電源からみた力率を１近辺で制御すると、交流電源１の電圧Ｖｓが増大したときは位相制御角αを負の方向に増大させ、逆に交流電源１の電圧Ｖｓが減少したときは位相制御角αを正の方向に増大させれば良いことが分かる。また、図２（ｂ）の状態の電圧Ｖｓ１を定格の交流電源１の電圧としたときを考えると、交流電源１の電圧が増大したときは、位相制御角αは更に負の方向に増大させ、逆に、交流電源１の電圧が減少したときは図２（ａ）のように負のままの状態で位相制御角αを減少させる。

そして、位相制御角αを負の方向に増大させると、無効電流Ｉｄがマイナス側に増大し、逆に位相制御角αを増大させると、無効電流Ｉｄがプラス側に増大することが分かる。一方、力率１近辺の制御においては、操作量である位相制御角αを大きく変化させないと交流電源１の電圧の変動に対応できない。そして、位相制御角αを操作して電圧制御を行うとき、交流電源１の電圧Ｖｓが変化すると無効電流Ｉｄが変動するので、この無効電流Ｉｄの変化に応じて位相制御角αを変化させるようにすれば素早い制御が可能となる。この役割を担っているのが比例演算器７８である。比例演算器７８は、ノイズ等による乱れの防止のため、短時間の遅れを設けるが、この時定数は上記の位相制御角αによる電圧制御の時定数と同等以下とする。ここで、電圧制御の時定数とは、電圧制御器７２及び位相制御器７５の合成の時定数である。このようにすれば、３相がバランスした状態において交流電源１の電圧に変動があってもその変動を吸収して直流電圧を一定に素早く制御することが可能となる。

これに対し、交流電圧が相アンバランスの状態で変動したときは、位相制御角αを大きく変化させることは直流電圧の正負のアンバランスを招くので好ましくない。そのため、交流電圧の相アンバランスに応じて生ずる無効電流Ｉｄの変化に応じて微分演算器７９によって位相制御角αを補正制御すれば、無効電流Ｉｄの変化をキャンセルすることにより位相制御角αの変化を抑制し、中性点電圧の変動を抑制することが可能となる。

上記の微分演算器７９の効果についてシミュレーションを行った結果を図３及び図４を参照して以下説明する。

図３（ａ）は図１の回路において、微分演算器７９を省いた状態で３相がバランスした交流電源１の電圧を与えたときのシミュレーション結果である。図３（ａ）の上段から下段にかけて、Ｐ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆ、Ｎ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆ、有効電流Ｉｑ＿Ｆ、無効電流Ｉｄ＿Ｆ、そして位相制御角αの推移が示されている。横軸の単位はｓｅｃ（秒）であり、縦軸の単位は、位相制御角αはｄｅｇ、その他は定格に対する％表示である。図３（ａ）に示すように、交流電源１の電圧がバランスしていれば、Ｐ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆ及びＮ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆは共に１００％弱であってバランスしている。そしてこのとき有効電流Ｉｑ＿Ｆ及び無効電流Ｉｄ＿Ｆは２０乃至３０％で一定であり、また位相制御角αは０ｄｅｇ近辺で一定である。

図３（ｂ）は上記の安定した状態において、時刻約１ｓｅｃから３ｓｅｃの間交流電源１のＵ相に２次の高調波成分を５％重畳したときの各部の挙動を示したものである。このシミュレーションによれば、上記外乱が加わった時点から有効電流Ｉｑ＿Ｆ、無効電流Ｉｄ＿Ｆ及び位相制御角αは変動を開始し、外乱が除去された３ｓｅｃ以降は制御系の時定数に従って元の状態に戻っている。ここで注目すべきは、Ｐ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆ及びＮ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆの挙動である。Ｐ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆは外乱を受けた時点から徐々に増大し、外乱が除去された３ｓｅｃの時点で約１３０％にまで到達し、それ以降は上記の時定数で元に戻っている。逆にＮ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆは外乱を受けた時点から徐々に減少し、外乱が除去された３ｓｅｃの時点で約６０％にまで到達し、それ以降は上記の時定数で元に戻っている。この図３（ｂ）は、冒頭に述べたように、正負間の直流電位の乖離が大きくなり、過電圧状態となってしまう恐れがあることを示している。

これに対し、図４は、時刻０．５ｓｅｃにおいて演算器７９を投入し、時刻約１ｓｅｃにおいて図３（ｂ）と同様の外乱を加えたときの各部の挙動を示している。演算器７９を投入すると、アンバランス外乱がないにも拘わらず位相制御角αは電源周波数で正負に振動する状態となるが、他の諸量は、過渡的変化はあっても定常状態となる。そして、アンバランス外乱が加わると位相制御角αの振動は若干増大し、また、有効電流Ｉｑ＿Ｆ、無効電流Ｉｄ＿Ｆも図３（ｂ）の場合と同様に振動振幅は増大する。ここで注目すべきは、Ｐ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆ及びＮ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆの挙動である。Ｐ側直流電圧ＶｄｃＰ＿Ｆは外乱を受けた時点から徐々に増大するが、外乱が除去された３ｓｅｃの時点でも僅か１０％弱の増大に留まっている。Ｎ側直流電圧ＶｄｃＮ＿Ｆも外乱を受けた時点から徐々に減少するが、外乱が除去された３ｓｅｃの時点での減少量は１０％程度である。従って、図３（ｂ）の直流電圧の乖離幅が約７０％と大きいのに対し、約２０％程度に抑制され、図４の場合は直流電圧の正負のアンバランスが大きく改善されていることが分かる。

図５は本発明の実施例２に係る３レベル電力変換装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、３レベルインバータ２３の制御回路に中性点電圧変動抑制回路８を追加した点である。

中性点電圧変動抑制回路８は、冒頭に述べたように、直流側の２台の平滑コンデンサに印加される電圧の差が０となるようにＰＷＭ制御におけるゲートパルスを制御する。本願の場合、直流電圧は一定の大きさが確保されているので、電圧が低い場合の工夫は不要であるが、入力電流Ｉｓまたは３レベルインバータ２３の入力電流が微小の場合には、３レベルインバータ２３が、力行状態であるかまたは回生状態かの判別が困難となり、制御の極性が定まらず、安定な中性点電圧変動抑制が困難となる。

そこで、この実施例２のように本願の微分演算器７９と中性点電圧変動抑制回路８を組み合わせることによって、図示しない入力電流レベル判定器により、入力電流Ｉｓまたは３レベルインバータ２３の入力電流が所定の閾値以上の場合には、中性点電圧変動抑制回路８の働きによってより確実に中性点電位変動を抑制することが可能な３レベル電力変換装置を提供可能となる。

以上、いくつかの実施例について説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

例えば、図１において、ＰＬＬ制御器７４は交流電源の位相検出を行っているが、変圧器１Ａの出力、すなわち３レベルコンバータ２１の入力の位相を検出するようにしても良い。その場合、位相制御角αは、図２の力率角φとなるような制御を行うこととなる。また、図１においてθ＝０ｄｅｇとしたときの説明を行ったが、θは任意の値であっても本願は基本的に成立する。

また、図１において電流検出器４は３相の電流を検出するものとして図示してあるが、何れかの２相を検出し、他の１相は演算で求める構成としても良い。

また、図１において３レベルコンバータ２１の負荷は３レベルインバータ２３及び交流電動機３としてあるが、必ずしもその必要はなく、例えば、チョッパとヒータ負荷の組み合わせであっても良い。

また、変圧器１Ａは必ずしも必要なく、３レベルコンバータの入力側に所定のリアクタンスを有する機器を備えていれば良い。電源ケーブルが長い場合には電源ケーブルがこの機器の役割を果たすこともできる。

１交流電源
１Ａ変圧器
２３レベル電力変換器
２１３レベルコンバータ
２２Ｐ、２２Ｎ平滑コンデンサ
２３３レベルインバータ
３交流電動機
４電流検出器
５Ｐ、５Ｎ直流電圧検出器
６交流電圧検出器
７コンバータ制御部
７１平均値演算器
７１Ａ、７２Ａ比較器
７２電圧制御器
７３３相−２相変換器
７４ＰＬＬ制御器
７５位相制御器
７６加算器
７７固定パルスパターン制御器
７８比例演算器
７９微分演算器
８０加算器
８中性点電圧変動抑制回路

Claims

所定のリアクタンスを有する機器を介して３相交流電源に接続された３レベルコンバータと、
前記３レベルコンバータの入力電流を検出する電流検出器と、
前記３レベルコンバータの出力に接続された正側及び負側のコンデンサと、
前記正側及び負側のコンデンサの各々に印加される電圧を検出する正側及び負側の直流電圧検出器と、
前記３相交流電源の周波数及び位相を検出するための電圧検出器と、
前記３レベルコンバータを制御する制御部と
を具備し、
前記制御部は、
与えられた電圧基準と前記正側及び負側の直流電圧検出器で検出された電圧の平均値との偏差が最小になるように制御してＱ軸電流基準を出力する電圧制御器と、
前記電圧検出器の出力をＰＬＬ制御して位相基準を得るＰＬＬ制御器と、
前記電流検出器で検出された３相電流を、前記位相基準に基づいて２軸のＤ軸電流帰還及びＱ軸電流帰還に変換する３相−２相変換器と、
前記Ｑ軸電流基準と前記Ｑ軸電流帰還の偏差が最小になるように制御して位相指令を出力する位相制御器と、
前記位相基準から前記位相指令だけ位相がシフトした状態で固定パルスパターンのゲート信号を、前記３レベルコンバータを構成するスイッチング素子に与える固定パルスパターン制御器と、
前記Ｄ軸電流帰還を微分し、所定の第１の係数を乗算して第１の補正位相指令を出力する微分演算器と、
前記Ｄ軸電流帰還に１次遅れ演算を行い、所定の第２の係数を乗算して第２の補正位相指令を出力する比例演算器とを有し、
前記第１の補正位相指令及び前記第２の補正位相指令を前記位相指令に加算するようにしたことを特徴とする３レベル電力変換装置。
前記３レベルコンバータの出力を交流に変換し、交流電動機を駆動する３レベルインバータと、
前記正側及び負側の直流電圧検出器で検出された正側直流電圧と負側直流電圧がバランスするように前記３レベルインバータを構成するスイッチング素子を制御する中性点電圧変動抑制回路と
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。