JP2821168B2 - インバータ装置と交流電動機駆動システム - Google Patents
インバータ装置と交流電動機駆動システムInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直列多重パルス幅変調インバータ装置におい
て、得に中性点に流れる電流を防止し、出力電流リプル
を低減するのに好適なインバータ装置とそのインバータ
装置を用いた交流電動機駆動システムに関する。
て、得に中性点に流れる電流を防止し、出力電流リプル
を低減するのに好適なインバータ装置とそのインバータ
装置を用いた交流電動機駆動システムに関する。
交流電動機の回転速度を制御する場合、PWMインバー
タ装置が用いられるが、PWMインバータの出力電圧は
正，負の２レベルのため、出力電流に含まれる高調波成
分が大きいという問題がある。
タ装置が用いられるが、PWMインバータの出力電圧は
正，負の２レベルのため、出力電流に含まれる高調波成
分が大きいという問題がある。
そこで、従来ではPWMインバータの出力電流に含まれ
る高調波成分を低減する方法として特開昭56−74088号
に記載のように、PWMインバータを直列に多重化してイ
ンバータの出力電圧を正,0,負の３レベルにして高調波
成分を低減する方法が提案されている。
る高調波成分を低減する方法として特開昭56−74088号
に記載のように、PWMインバータを直列に多重化してイ
ンバータの出力電圧を正,0,負の３レベルにして高調波
成分を低減する方法が提案されている。
しかしながら、上記従来技術はインバータの出力電圧
が０となる期間において出力電流が直流電源の中性点に
流れ、またそれは直流平滑コンデンサに流入する。その
ため、直流電圧がインバータ出力周波数の３倍周波数で
変動し、平滑コンデンサに流入するリプル電流が増大す
る。
が０となる期間において出力電流が直流電源の中性点に
流れ、またそれは直流平滑コンデンサに流入する。その
ため、直流電圧がインバータ出力周波数の３倍周波数で
変動し、平滑コンデンサに流入するリプル電流が増大す
る。
前記リプル成分を取り除くために平滑コンデンサに大
容量のものを使用する必要があつた。
容量のものを使用する必要があつた。
本発明の目的は、この中性点電流を０とするように制
御して直流電圧の変動をなくし、コンデンサ容量の低減
を可能にした高調波の少ない交流出力を出力し得るイン
バータ装置を提供することにある。
御して直流電圧の変動をなくし、コンデンサ容量の低減
を可能にした高調波の少ない交流出力を出力し得るイン
バータ装置を提供することにある。
上記目的は、中性点電流を低減するために、中性点電
流の検出値又は出力電圧指令値の大きさに基づいて零相
電圧の大きさを演算して、この零相電圧をインバータ各
相の出力電圧指令に加算することにより達成される。
流の検出値又は出力電圧指令値の大きさに基づいて零相
電圧の大きさを演算して、この零相電圧をインバータ各
相の出力電圧指令に加算することにより達成される。
直列多重インバータの中性点電流は各相の出力電圧が
零レベルのとき流れる。零電圧出力の期間は出力電圧の
零相分を変化させることにより変わる。したがつて、各
相の中性点電流は零相電圧に応じて変化する。各相の中
性点電流の和が零となるように零相電圧を制御すること
により、中性点電流の零化ができる。このとき、零相電
圧付加により出力電流は何ら影響を受けることなく、本
来の制御性能には問題を生じない。
零レベルのとき流れる。零電圧出力の期間は出力電圧の
零相分を変化させることにより変わる。したがつて、各
相の中性点電流は零相電圧に応じて変化する。各相の中
性点電流の和が零となるように零相電圧を制御すること
により、中性点電流の零化ができる。このとき、零相電
圧付加により出力電流は何ら影響を受けることなく、本
来の制御性能には問題を生じない。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図において、直列多重インバータ１は直流電圧を
正,0,負の３レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２
に３層の交流電圧を供給する。直列多重インバータ１を
構成するスイツチング素子はPWM信号演算器３より、出
力電圧指令vu＊＊,vv＊＊,vw＊＊と搬送波信号とを比較
して作られるオン，オフパルスが与えられる。電圧指令
演算器４は回転磁界座標系の励磁電流指令Id＊，トルク
電流指令Iq＊及び一次角周波数指令ω１＊に基づいて回
転磁界座標系の電圧指令Vd＊,Vq＊を演算して座標変換
器５及び電圧位相基準演算器６に出力される。積分器７
は一次角周波数指令ω１＊から座標変換基準指令ω１＊
ｔを演算して座標変換器５及び電圧位相基準演算器６に
出力する。座標変換器５では座標変換基準指令ω１＊ｔ
に基づいて電圧指令Vd＊,Vq＊を固定子座標系の３相交
流電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に変換して加算器8U,8V,8Wに
出力する。電圧位相基準演算器６では座標変換基準指令
ω１＊ｔと電圧指令Vd＊,Vq＊に基づいて電圧位相基準
指令 を零相電圧指令演算器９に出力する。力率角演算器10は
励磁電流指令Id＊，トルク電流指令Iq＊及び電圧指令Vd
＊,Vq＊に基づいて力率角θを演算して零相電圧指令演
算器９に出力する。零相電圧指令演算器９では電圧位相
基準指令 と力率角θに基づいて零相電圧指令vN＊を演算して加算
器8U,8V,8Wに出力する。加算器8U,8V,8Wは３相交流電圧
指令と零相電圧指令を加算して出力電圧指令vu＊＊,vv
＊＊,vw＊＊を得てPWMパルス演算器３に出力する。
正,0,負の３レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２
に３層の交流電圧を供給する。直列多重インバータ１を
構成するスイツチング素子はPWM信号演算器３より、出
力電圧指令vu＊＊,vv＊＊,vw＊＊と搬送波信号とを比較
して作られるオン，オフパルスが与えられる。電圧指令
演算器４は回転磁界座標系の励磁電流指令Id＊，トルク
電流指令Iq＊及び一次角周波数指令ω１＊に基づいて回
転磁界座標系の電圧指令Vd＊,Vq＊を演算して座標変換
器５及び電圧位相基準演算器６に出力される。積分器７
は一次角周波数指令ω１＊から座標変換基準指令ω１＊
ｔを演算して座標変換器５及び電圧位相基準演算器６に
出力する。座標変換器５では座標変換基準指令ω１＊ｔ
に基づいて電圧指令Vd＊,Vq＊を固定子座標系の３相交
流電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に変換して加算器8U,8V,8Wに
出力する。電圧位相基準演算器６では座標変換基準指令
ω１＊ｔと電圧指令Vd＊,Vq＊に基づいて電圧位相基準
指令 を零相電圧指令演算器９に出力する。力率角演算器10は
励磁電流指令Id＊，トルク電流指令Iq＊及び電圧指令Vd
＊,Vq＊に基づいて力率角θを演算して零相電圧指令演
算器９に出力する。零相電圧指令演算器９では電圧位相
基準指令 と力率角θに基づいて零相電圧指令vN＊を演算して加算
器8U,8V,8Wに出力する。加算器8U,8V,8Wは３相交流電圧
指令と零相電圧指令を加算して出力電圧指令vu＊＊,vv
＊＊,vw＊＊を得てPWMパルス演算器３に出力する。
次に動作を第２〜第８図を参照して説明する。第２図
は直列多重インバータ１の詳細な回路構成である。11は
直流電源であり、平滑コンデンサ12,13を直列接続した
ものを直流電源11に並列接続する。これら２つの平滑コ
ンデンサ12,13の相互接続点は電源中性点として利用す
る。スイツチング回路はトランジスタS1U〜S4Wおよびフ
ライホイルダイオードD1U〜D4Wおよび各出力端子U,V,W
を中性点電位にクランプするためのクランプダイオード
CD1U〜CD2Wから構成される。
は直列多重インバータ１の詳細な回路構成である。11は
直流電源であり、平滑コンデンサ12,13を直列接続した
ものを直流電源11に並列接続する。これら２つの平滑コ
ンデンサ12,13の相互接続点は電源中性点として利用す
る。スイツチング回路はトランジスタS1U〜S4Wおよびフ
ライホイルダイオードD1U〜D4Wおよび各出力端子U,V,W
を中性点電位にクランプするためのクランプダイオード
CD1U〜CD2Wから構成される。
この直列多重インバータ１を構成するトランジスタS1
U〜S4Wは出力電圧指令vu＊＊,vv＊＊,vw＊＊と搬送波信
号とを比較して得られるパルス幅変調（PWM）信号によ
つてオン，オフするが、制御においてはS1とS3及びS2と
S4の各々が一組のインバータとしてオン，オフをするよ
うに動作する。その結果、オンする条件と出力端の電圧
との関係は第３図のようになる。例えばＵ相についてみ
ると、S1UとS2Uがオンすると（S3U,S4Uはオフ）出力端
子Ｕは＋Ｅの電位となる。逆にS3UとS4Uがオンすると
（S1U,S2Uはオフ）出力端子Ｕは−Ｅの電位となる。ま
た、S2UとS3Uがオンすると（S1U,S4Uはオフ）出力端子
ＵはS2U,S3UおよびクランプダイオードCD1U,CD2Uを介し
て平滑コンデンサ12と13の接続点に接続され、出力端子
Ｕは電源中性点の０電位に固定される。この動作の結
果、出力端子Ｕの電位は＋E,0,−Ｅの間で変化し、イン
バータ出力の高調波含有率が低減される。しかしなが
ら、この０電位の期間中の出力電流はすべて電源中性点
に流れるため、平滑コンデンサ12と13の電位が変化する
問題がある。出力端子V,Wについても同様である。そこ
で、本発明では平滑コンデンサ12と13の電位変化が、電
源中性点に流れる中性点電流によつて発生することに着
目し、この中性点電流を抑制する零相電圧指令を第１図
に示すようなフイードフオワード制御回路あるいは、第
２図に示す電流検出器14,15あるいは電圧検出器16の検
出信号に基づいて演算するようにしている。
U〜S4Wは出力電圧指令vu＊＊,vv＊＊,vw＊＊と搬送波信
号とを比較して得られるパルス幅変調（PWM）信号によ
つてオン，オフするが、制御においてはS1とS3及びS2と
S4の各々が一組のインバータとしてオン，オフをするよ
うに動作する。その結果、オンする条件と出力端の電圧
との関係は第３図のようになる。例えばＵ相についてみ
ると、S1UとS2Uがオンすると（S3U,S4Uはオフ）出力端
子Ｕは＋Ｅの電位となる。逆にS3UとS4Uがオンすると
（S1U,S2Uはオフ）出力端子Ｕは−Ｅの電位となる。ま
た、S2UとS3Uがオンすると（S1U,S4Uはオフ）出力端子
ＵはS2U,S3UおよびクランプダイオードCD1U,CD2Uを介し
て平滑コンデンサ12と13の接続点に接続され、出力端子
Ｕは電源中性点の０電位に固定される。この動作の結
果、出力端子Ｕの電位は＋E,0,−Ｅの間で変化し、イン
バータ出力の高調波含有率が低減される。しかしなが
ら、この０電位の期間中の出力電流はすべて電源中性点
に流れるため、平滑コンデンサ12と13の電位が変化する
問題がある。出力端子V,Wについても同様である。そこ
で、本発明では平滑コンデンサ12と13の電位変化が、電
源中性点に流れる中性点電流によつて発生することに着
目し、この中性点電流を抑制する零相電圧指令を第１図
に示すようなフイードフオワード制御回路あるいは、第
２図に示す電流検出器14,15あるいは電圧検出器16の検
出信号に基づいて演算するようにしている。
以下、本発明の動作原理を説明する。
第４図は１相分の出力端子が０電位の期間中に電源中
性点に流れる中性点電流の通路を示したものである。中
性点電流は出力電圧が０の期間にその時の出力電流ｉの
極性によつて、（ａ）〜（ｄ）の破線で示すように流れ
る。また、出力端子電圧が０でない期間中の出力電流は
（ａ）〜（ｄ）の実線で示す通路を流れる。この第４図
の交流通路の関係から明らかなように、中性点電流は出
力電流と出力端子が０電位となる期間の割合との積に比
例する。この出力端子が０電位となる期間の割合Ru,Rv,
Rwは各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に対して次式で
表わされる。
性点に流れる中性点電流の通路を示したものである。中
性点電流は出力電圧が０の期間にその時の出力電流ｉの
極性によつて、（ａ）〜（ｄ）の破線で示すように流れ
る。また、出力端子電圧が０でない期間中の出力電流は
（ａ）〜（ｄ）の実線で示す通路を流れる。この第４図
の交流通路の関係から明らかなように、中性点電流は出
力電流と出力端子が０電位となる期間の割合との積に比
例する。この出力端子が０電位となる期間の割合Ru,Rv,
Rwは各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に対して次式で
表わされる。
ここに、Ｅは直流電源11の半分の大きさである。
また、３相分を合成した中性点電流iNは出力電流iu,i
v,iwに対して次式で表わされる。
v,iwに対して次式で表わされる。
iN＝Ru＊iu＋Rv＊iv＋Rw＊iw …（２） 第５図は各相の０電位期間の割合Ru,Rv,RwとＵ相の出
力電圧指令vu＊及び中性点電流iNの波形である。この第
５図の波形から明らかなように、中性点電流iNは出力電
圧指令vu＊の周波数の３倍で、その大きさは出力電流の
大きさに比例する。したがつて平滑コンデンサ12,13の
電圧はインバータの出力周波数と出力電流の大きさによ
つて大きく変動する。
力電圧指令vu＊及び中性点電流iNの波形である。この第
５図の波形から明らかなように、中性点電流iNは出力電
圧指令vu＊の周波数の３倍で、その大きさは出力電流の
大きさに比例する。したがつて平滑コンデンサ12,13の
電圧はインバータの出力周波数と出力電流の大きさによ
つて大きく変動する。
そこで、本発明では中性点電流iNが０となるように各
相の出力電圧指令を制御するようにしている。すなわ
ち、中性点電流iNが各相の０電位期間の割合Ru,Rv,Rwと
出力電流iu,iv,iwとの積で発生することに着目し、各々
の積の和が常に０となるように、各相の出力電圧指令に
零相電圧指令を加算するようにしている。
相の出力電圧指令を制御するようにしている。すなわ
ち、中性点電流iNが各相の０電位期間の割合Ru,Rv,Rwと
出力電流iu,iv,iwとの積で発生することに着目し、各々
の積の和が常に０となるように、各相の出力電圧指令に
零相電圧指令を加算するようにしている。
次に本発明の零相電圧指令vN＊の演算内容を具体的に
説明する。各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に零相電
圧指令vN＊を加算して得られる新しい出力電圧指令vu＊
＊,vv＊＊,vw＊＊は次式で表わされる。
説明する。各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に零相電
圧指令vN＊を加算して得られる新しい出力電圧指令vu＊
＊,vv＊＊,vw＊＊は次式で表わされる。
一方、各相の出力端子が０電位となる期間の割合Ru,R
v,Rwは（１）式から求まるが、中性点電流iNは（２）式
に示すように３相分の合成となるため、第６図に示す６
つの期間にわけて演算する。第６図は出力電圧指令vu＊
＊,vv＊＊,vw＊＊の極性が変化しない６つの期間Ａ〜Ｆ
に分割したものである。これより、中性点電流iNを０と
する零相電圧指令vN＊の大きさが各期間毎に求まる。こ
こに、電圧位相基準指令 と座標変換基準指令ω１＊ｔとの関係は次式で表わされ
る。
v,Rwは（１）式から求まるが、中性点電流iNは（２）式
に示すように３相分の合成となるため、第６図に示す６
つの期間にわけて演算する。第６図は出力電圧指令vu＊
＊,vv＊＊,vw＊＊の極性が変化しない６つの期間Ａ〜Ｆ
に分割したものである。これより、中性点電流iNを０と
する零相電圧指令vN＊の大きさが各期間毎に求まる。こ
こに、電圧位相基準指令 と座標変換基準指令ω１＊ｔとの関係は次式で表わされ
る。
ここに、Vd＊,Vq＊は電圧指令演算器４の出力信号で
ある。（４）式の演算が電圧位相基準演算器６の内容で
ある。
ある。（４）式の演算が電圧位相基準演算器６の内容で
ある。
第７図は第６図の各区間Ａ〜Ｆに対する中性点電流iN
を０とする零相電圧指令vN＊の大きさである。これらの
関係式は（１）〜（３）式より得ることができる。第７
図の演算が零相電圧指令演算器９の内容である。また、
電圧指令Vd＊,Vq＊及び力率角θの演算は次式で表わさ
れる。
を０とする零相電圧指令vN＊の大きさである。これらの
関係式は（１）〜（３）式より得ることができる。第７
図の演算が零相電圧指令演算器９の内容である。また、
電圧指令Vd＊,Vq＊及び力率角θの演算は次式で表わさ
れる。
ここに、 r1:一次抵抗 l1,l2′：一次、二次漏れインダクタンス M :相互インダクタンス （５）式が電圧指令演算器４の内容であり、（６）式
が力率角演算器10の内容である。また、座標変換器５に
おける演算は次式のように表わせる。
が力率角演算器10の内容である。また、座標変換器５に
おける演算は次式のように表わせる。
第８図は本発明の方法を用いて零相電圧指令vN＊を演
算し、各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に加算した場
合の０電位期間の割合Ru,Rv,RwとＵ相の出力電圧指令vu
＊，零相電圧指令vN＊及び中性点電流iNの波形である。
第８図と第５図の波形より明らかなように零相電圧指令
vN＊を加算することにより中性点電流iNが抑制できる。
算し、各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に加算した場
合の０電位期間の割合Ru,Rv,RwとＵ相の出力電圧指令vu
＊，零相電圧指令vN＊及び中性点電流iNの波形である。
第８図と第５図の波形より明らかなように零相電圧指令
vN＊を加算することにより中性点電流iNが抑制できる。
上記の第１実施例では、電圧，電流の指令を用いて中
性点電圧指令vN＊を演算したが、検出値を用いても同様
の効果が得られることは明らかである。
性点電圧指令vN＊を演算したが、検出値を用いても同様
の効果が得られることは明らかである。
第９図は本発明の第２実施例である。第１実施例の第
１図と異なる点は、第１実施例では電流指令Id＊,Iq＊
及び一次角周波数指令ω１＊から中性点電流を０にする
零相電圧指令vN＊を演算してフイードフオワード補償す
るようにしていたのに対して、本実施例では第２図に示
すように平滑コンデンサ12と13の相互接続点に流れる電
流を検出する電流検出器14を設け、この電流検出器14の
検出信号iNを第９図に示す加算器17にフイードバツク
し、この中性点電流iNが０となるように中性点電流調節
器18で制御するようにした点である。中性点電流調節器
18の出力信号vN＊は第一実施例と同様に、加算器8U〜8W
で各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に加算される。本
実施例によれば、中性点電流の検出信号から中性点電圧
指令vN＊を得ることができる。
１図と異なる点は、第１実施例では電流指令Id＊,Iq＊
及び一次角周波数指令ω１＊から中性点電流を０にする
零相電圧指令vN＊を演算してフイードフオワード補償す
るようにしていたのに対して、本実施例では第２図に示
すように平滑コンデンサ12と13の相互接続点に流れる電
流を検出する電流検出器14を設け、この電流検出器14の
検出信号iNを第９図に示す加算器17にフイードバツク
し、この中性点電流iNが０となるように中性点電流調節
器18で制御するようにした点である。中性点電流調節器
18の出力信号vN＊は第一実施例と同様に、加算器8U〜8W
で各相の出力電圧指令vu＊,vv＊,vw＊に加算される。本
実施例によれば、中性点電流の検出信号から中性点電圧
指令vN＊を得ることができる。
第10図は本発明の第３実施例である。第２実施例と異
なる点は、第２実施例では平滑コンデンサ12と13の相互
接続点に流れる電流を検出していたのに対し、本実施例
では平滑コンデンサ12あるいは13に流れる電流を第２図
に示すように電流検出器15を設け、この電流検出器15の
検出信号icに含まれる中性点電流成分が０となるように
中性点電流調節器18で制御するようにした点である。本
実施例によつても第２実施例と同様の効果が得られる。
なる点は、第２実施例では平滑コンデンサ12と13の相互
接続点に流れる電流を検出していたのに対し、本実施例
では平滑コンデンサ12あるいは13に流れる電流を第２図
に示すように電流検出器15を設け、この電流検出器15の
検出信号icに含まれる中性点電流成分が０となるように
中性点電流調節器18で制御するようにした点である。本
実施例によつても第２実施例と同様の効果が得られる。
第11図は本発明の第４実施例である。第２実施例と異
なる点は、本実施例では平滑コンデンサ12あるいは13の
直流電圧を第２図に示すように電圧検出器16により検出
し、直流電圧指令Ed＊あるいは直流電圧平均値に対する
変動が零となるように調節器18の出力で零相電圧を制御
するようにした点である。19は直流電圧平均値演算回路
である。本実施例によつても第１実施例と同様の効果を
得ることができる。
なる点は、本実施例では平滑コンデンサ12あるいは13の
直流電圧を第２図に示すように電圧検出器16により検出
し、直流電圧指令Ed＊あるいは直流電圧平均値に対する
変動が零となるように調節器18の出力で零相電圧を制御
するようにした点である。19は直流電圧平均値演算回路
である。本実施例によつても第１実施例と同様の効果を
得ることができる。
本発明によれば直列多重インバータの平滑コンデンサ
に流入する中性点電流を零化できるので、直流電源電圧
の変動を低減できる。また、平滑コンデンサに流れるリ
プル電流も低減できるので、同コンデンサの容量を小さ
くすることができる。
に流入する中性点電流を零化できるので、直流電源電圧
の変動を低減できる。また、平滑コンデンサに流れるリ
プル電流も低減できるので、同コンデンサの容量を小さ
くすることができる。
さらに、本発明により出力電流のリプルが低減できる
ため、交流電動機のトルクリプルの発生が低減され、騒
音の発生を抑制できるという効果も有する。
ため、交流電動機のトルクリプルの発生が低減され、騒
音の発生を抑制できるという効果も有する。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図は直列多
重インバータの回路を示す結線図、第３図は直列多重イ
ンバータのスイツチング素子のオンとインバータ出力電
圧の関係を示すテーブル、第４図は中性点電流の通路を
示す回路図、第５図は中性点電流を説明するための波形
図、第６図は本発明の適用区間を説明するための波形
図、第７図は本発明の零相電圧指令の演算内容を示すテ
ーブル、第８図は本発明の効果を説明する波形図、第９
図は本発明の第２実施例を示す構成図、第10図は本発明
の第３実施例を示す構成図、第11図は本発明の第４実施
例を示す構成図である。 １……直列多重インバータ、２……交流電動機、３……
PWMパルス演算器、６……電圧位相基準演算器、９……
零相電圧指令演算器、10……力率角演算器、11……直流
電源、12,13……平滑コンデンサ、14,15……電流検出
器、18……中性点電流調節器、16……電圧検出器。
重インバータの回路を示す結線図、第３図は直列多重イ
ンバータのスイツチング素子のオンとインバータ出力電
圧の関係を示すテーブル、第４図は中性点電流の通路を
示す回路図、第５図は中性点電流を説明するための波形
図、第６図は本発明の適用区間を説明するための波形
図、第７図は本発明の零相電圧指令の演算内容を示すテ
ーブル、第８図は本発明の効果を説明する波形図、第９
図は本発明の第２実施例を示す構成図、第10図は本発明
の第３実施例を示す構成図、第11図は本発明の第４実施
例を示す構成図である。 １……直列多重インバータ、２……交流電動機、３……
PWMパルス演算器、６……電圧位相基準演算器、９……
零相電圧指令演算器、10……力率角演算器、11……直流
電源、12,13……平滑コンデンサ、14,15……電流検出
器、18……中性点電流調節器、16……電圧検出器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 奥山 俊昭 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 久保田 譲 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 神山 健三 茨城県日立市大みか町５丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (8)
- 【請求項１】直流電源、前記直流電源に対して並列に接
続された平滑コンデンサから成り、中性点出力端子を備
えた直流回路と、第１〜第４の４つのスイッチング素子
を直列に接続し、前記スイッチング素子の両端子を前記
直流回路の両端子に接続し、かつ前記第２と第３のスイ
ッチング素子の相互接続点はインバータ出力端子に接続
され、第１と第２のスイッチング素子の相互接続点と第
３と第４のスイッチング素子の相互接続点は前記直流回
路の中性点とダイオードを介して接続されたインバータ
を単位インバータとし、複数の単位インバータで構成
し、前記第１と第３のスイッチング素子、及び第２と第
４のスイッチング素子が互いに共役な関係でオン・オフ
制御するインバータ装置において、前記直流回路の中性
点に流れる電流が減少するようにインバータの出力電圧
の零相分を制御する手段を備えることを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項２】請求項第１項において、前記直流電源に並
列に２つの平滑コンデンサを直列接続し、前記平滑コン
デンサの接続点から中性点出力を出すように構成した直
流回路を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】請求項第２項において、インバータの出力
電圧指令に応じて各層の出力電圧をパルス幅変調する手
段を備え、前記直流回路の中性点に流れる電流が減少す
るように前記各相の出力電圧指令に零相電圧指令を加算
する手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】請求項第３項において、前記零相電圧指令
を前記インバータの出力電圧指令値及び出力電流値ある
いは出力電流指令値に基づいて演算する手段を備えたこ
とを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】請求項第３項において、前記直流回路の中
性点に流れる電流を検出し、前記検出電流に基づいて前
記零相電圧指令を得る手段を設けたことを特徴とするイ
ンバータ装置。 - 【請求項６】請求項第３項において、前記平滑コンデン
サの電流あるいはリプル電圧を検出し、前記検出信号に
基づいて前記零相電圧指令値を得る手段を備えたことを
特徴とするインバータ装置。 - 【請求項７】請求項第４項において、各相の０電位期間
の割合とインバータの出力電流に基づいて、前記直流回
路の中性点に流れる電流を演算検出し、前記検出信号に
基づいて前記零相電圧指令を得る手段を備えたことを特
徴とするインバータ装置。 - 【請求項８】直流電源と、直列に接続された２つの平滑
コンデンサを前記直流電源に並列に接続し、前記コンデ
ンサの相互接続点から中性転出力を出す中性点端子を備
えた直流回路と、第１〜第４の４つのスイッチング素子
が直列に接続され、前記スイッチング素子の両端子を前
記直流回路の両端子に接続し、前記中性点端子を前記第
２と第３のスイッチング素子と並列に接続され同一方向
に直列接続された２つのダイオードの相互接続点に接続
した単位インバータを少なくとも３組以上有する直列多
重インバータ装置により前記直流電圧を３相の交流電圧
に変換して、交流電動機を駆動する交流電動機駆動シス
テムにおいて、前記直列多重インバータの前記直流回路
の中性点端子へ流入する電流が減少するようにインバー
タの出力電圧の零相分を制御する制御手段を備えたこと
を特徴とする交流電動機駆動システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1078248A JP2821168B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1078248A JP2821168B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02261063A JPH02261063A (ja) | 1990-10-23 |
| JP2821168B2 true JP2821168B2 (ja) | 1998-11-05 |
Family
ID=13656703
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1078248A Expired - Fee Related JP2821168B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2821168B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0767272B2 (ja) * | 1991-02-28 | 1995-07-19 | 株式会社東芝 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JP3029305B2 (ja) * | 1991-02-28 | 2000-04-04 | 株式会社東芝 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JP3102499B2 (ja) * | 1991-02-28 | 2000-10-23 | 株式会社東芝 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JP2884880B2 (ja) * | 1992-02-12 | 1999-04-19 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器の制御装置 |
| JP3229897B2 (ja) * | 1992-04-13 | 2001-11-19 | 三菱電機株式会社 | ３レベル３相インバータ装置 |
| EP1347565A4 (en) | 2000-12-07 | 2007-03-14 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | THREE LEVEL NEUTRAL POINT CLAMP PWM INVERTER AND NEUTRAL POINT VOLTAGE REGULATOR |
| JP4752352B2 (ja) * | 2005-06-24 | 2011-08-17 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電圧出力装置およびそれを備えたハイブリッド自動車 |
| JP5998104B2 (ja) * | 2013-06-20 | 2016-09-28 | 株式会社豊田中央研究所 | 中性点クランプ式電力変換システム |
| KR102437471B1 (ko) * | 2015-03-13 | 2022-09-01 | 삼성전자주식회사 | 모터 구동 장치 |
| JP6865509B2 (ja) * | 2017-04-25 | 2021-04-28 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | ３レベル電力変換装置 |
| JP2022096562A (ja) | 2020-12-17 | 2022-06-29 | 日立Astemo株式会社 | モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、電動車両システム、およびモータ制御方法 |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1078248A patent/JP2821168B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02261063A (ja) | 1990-10-23 |
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