JP2826926B2 - パルス幅変調装置 - Google Patents
パルス幅変調装置Info
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- JP2826926B2 JP2826926B2 JP4219709A JP21970992A JP2826926B2 JP 2826926 B2 JP2826926 B2 JP 2826926B2 JP 4219709 A JP4219709 A JP 4219709A JP 21970992 A JP21970992 A JP 21970992A JP 2826926 B2 JP2826926 B2 JP 2826926B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流を３レベルの電位
を有する交流電圧に変換する電力変換装置の改良に係
り、特に、交流出力側と直流中間電位点の直流変動の抑
制に好適なパルス幅変調装置に関する。
を有する交流電圧に変換する電力変換装置の改良に係
り、特に、交流出力側と直流中間電位点の直流変動の抑
制に好適なパルス幅変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ア ノベル アプローチ トゥー ザ
ジェネレーション アンド オプティマイゼーション
オブ スリーレベル ピーダブリュウエム ウェイブ
フォームス「Ａ ｎｏｖｅｌ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔ
ｏ ｔｈｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｏｐｔｉ
ｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌＰＭ
Ｗ ｗａｖｅ ｆｏｒｍｓ」（ＰＥＳＣ’８８ Ｒｅｃ
ｏｒｄ． Ａｐｒｉｌ１９８８）の１２５５頁から１２
６２頁に、３レベルインバータの波形改善用として、正
負のパルス状電圧を交互に中性点電圧を介して出力する
ダイポーラ変調方式が提案されている。また、特開平２
−１０１９６９号公報の第１７図に、３レベルインバー
タの中間電位点電圧の平衡化に関する記載がある。
ジェネレーション アンド オプティマイゼーション
オブ スリーレベル ピーダブリュウエム ウェイブ
フォームス「Ａ ｎｏｖｅｌ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔ
ｏ ｔｈｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｏｐｔｉ
ｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌＰＭ
Ｗ ｗａｖｅ ｆｏｒｍｓ」（ＰＥＳＣ’８８ Ｒｅｃ
ｏｒｄ． Ａｐｒｉｌ１９８８）の１２５５頁から１２
６２頁に、３レベルインバータの波形改善用として、正
負のパルス状電圧を交互に中性点電圧を介して出力する
ダイポーラ変調方式が提案されている。また、特開平２
−１０１９６９号公報の第１７図に、３レベルインバー
タの中間電位点電圧の平衡化に関する記載がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】３レベルインバータで
は、交流出力端子に直流側の中間電位点電圧が出力され
る期間だけ、この中間電位点に電流が流入する。上記論
文記載のダイポーラ変調の場合、２本の正弦波状の変調
波のシフト量によって、中間電位点との接触期間が定ま
り、この接続期間が一定に保たれるため、中間電位点に
流入する電流（中間電位点電流）に低周波の交流成分が
発生せず、中間電位点電圧の交流的な変動がほとんど生
じないという特徴を備えている。しかしながら、インバ
ータの出力パルスのバラツキやアンバランスによって生
じる直流的な中間電位点電圧変動については何ら考慮さ
れていない。一方、特開平２−１０１９６９号公報に示
された変調方式では、２本の正弦波状の変調波の振幅と
シフト量を独立に設定できないため、交流出力端子に発
生する直流分と直流側中間電位点に発生する直流電圧変
動を同時に高応答で抑制できない恐れがある。本発明の
目的は、上述の事情に鑑み、直流側中間電位点に発生す
る直流電圧変動を抑制するために、インバータの交流出
力端子に発生する直流分と、クランプコンデンサの中間
電位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ独立に制御可
能にすることにある。
は、交流出力端子に直流側の中間電位点電圧が出力され
る期間だけ、この中間電位点に電流が流入する。上記論
文記載のダイポーラ変調の場合、２本の正弦波状の変調
波のシフト量によって、中間電位点との接触期間が定ま
り、この接続期間が一定に保たれるため、中間電位点に
流入する電流（中間電位点電流）に低周波の交流成分が
発生せず、中間電位点電圧の交流的な変動がほとんど生
じないという特徴を備えている。しかしながら、インバ
ータの出力パルスのバラツキやアンバランスによって生
じる直流的な中間電位点電圧変動については何ら考慮さ
れていない。一方、特開平２−１０１９６９号公報に示
された変調方式では、２本の正弦波状の変調波の振幅と
シフト量を独立に設定できないため、交流出力端子に発
生する直流分と直流側中間電位点に発生する直流電圧変
動を同時に高応答で抑制できない恐れがある。本発明の
目的は、上述の事情に鑑み、直流側中間電位点に発生す
る直流電圧変動を抑制するために、インバータの交流出
力端子に発生する直流分と、クランプコンデンサの中間
電位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ独立に制御可
能にすることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的は、出力端子電
圧における高電位パルス列と低電位パルス列を発生する
ための２つのスイッチング関数に含まれる直流成分の差
を出力端子電圧に含まれる直流成分の大きさまたはその
相当値に応じて調整し、前記スイッチング関数に含まれ
る交流成分の差を直流側中間電位点で２分割されたクラ
ンプコンデンサ等の直流電圧源の差電圧またはその相当
値に応じて調整することにより、達成される。
圧における高電位パルス列と低電位パルス列を発生する
ための２つのスイッチング関数に含まれる直流成分の差
を出力端子電圧に含まれる直流成分の大きさまたはその
相当値に応じて調整し、前記スイッチング関数に含まれ
る交流成分の差を直流側中間電位点で２分割されたクラ
ンプコンデンサ等の直流電圧源の差電圧またはその相当
値に応じて調整することにより、達成される。
【０００５】
【作用】中間電位点により２分割されたクランプコンデ
ンサ（直流電圧源）の電圧に直流的なアンバランスが発
生すると、このアンバランスの度合を検知し、このアン
バランスの度合と変調波の基本バイアス量（ゼロ点から
の変調波のシフト量）の積に一致するように、基本バイ
アス量から最終的なバイアス量への偏位幅（補償バイア
ス）を設定する。一方、クランプコンデンサ電圧の差ま
たは中間電位点に流入する電流の直流成分の大きさに応
じて、クランプコンデンサ電圧の差が減少する方向に、
２本の変調波の振幅の差を設定する。以上のようにして
作成された変調幅に基づいてパルス幅変調を行い、高電
位側パルス列と低電位側パルス列を中間電位を介して交
互に発生させることにより、交流電力端子に発生する直
流分と直流側中間電位点に発生する直流電圧変動を抑制
できる。
ンサ（直流電圧源）の電圧に直流的なアンバランスが発
生すると、このアンバランスの度合を検知し、このアン
バランスの度合と変調波の基本バイアス量（ゼロ点から
の変調波のシフト量）の積に一致するように、基本バイ
アス量から最終的なバイアス量への偏位幅（補償バイア
ス）を設定する。一方、クランプコンデンサ電圧の差ま
たは中間電位点に流入する電流の直流成分の大きさに応
じて、クランプコンデンサ電圧の差が減少する方向に、
２本の変調波の振幅の差を設定する。以上のようにして
作成された変調幅に基づいてパルス幅変調を行い、高電
位側パルス列と低電位側パルス列を中間電位を介して交
互に発生させることにより、交流電力端子に発生する直
流分と直流側中間電位点に発生する直流電圧変動を抑制
できる。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。近年、直
流電源の高電位点と低電位点のほかに、これら高電位点
と低電位点の間に中間電位点を設け、スイッチング素子
群の選択的なオンオフによって高電位点、低電位点、ま
たは中間電位点の３レベルの電位を選択的に交流出力端
子へ相電圧として導出する３レベルインバータを用い
て、誘導電動機、特に、電気車用誘導電動機を駆動する
技術が確立されつつある。この３レベルインバータの主
な特長として、パルス幅変調（ＰＷＭ）のスイッチング
周波数を見かけ上高められるため、高調波含有率の少な
い交流電圧を得られる点、直流電圧源の分割により、ス
イッチング素子の耐圧低減を図れる点などが挙げられ
る。図１は、本発明の一実施例であり、主回路基本構成
（３相の場合）を示す。図１において、６０は直流電圧
源である電車線、６１、６２は、直流電圧源６０の電圧
から中間電位点Ｎを作りだすために、分割（分圧）した
コンデンサ（クランプコンデンサと呼ぶ。）、７０〜７
３、８０〜８３、９０〜９３は環流用の整流素子（この
例ではダイオード）を備えた自己消弧可能なスイッチン
グ素子（この例ではＧＴＯサイリスタとしたが、トラン
ジスタやＩＧＢＴ等でもよい。）、７４、７５、８４、
８５、９４及び９５はクランプコンデンサの中間電位点
電圧を導出する補助整流素子（この例ではダイオード）
である。また、負荷は誘導電動機５０の場合を示した。
流電源の高電位点と低電位点のほかに、これら高電位点
と低電位点の間に中間電位点を設け、スイッチング素子
群の選択的なオンオフによって高電位点、低電位点、ま
たは中間電位点の３レベルの電位を選択的に交流出力端
子へ相電圧として導出する３レベルインバータを用い
て、誘導電動機、特に、電気車用誘導電動機を駆動する
技術が確立されつつある。この３レベルインバータの主
な特長として、パルス幅変調（ＰＷＭ）のスイッチング
周波数を見かけ上高められるため、高調波含有率の少な
い交流電圧を得られる点、直流電圧源の分割により、ス
イッチング素子の耐圧低減を図れる点などが挙げられ
る。図１は、本発明の一実施例であり、主回路基本構成
（３相の場合）を示す。図１において、６０は直流電圧
源である電車線、６１、６２は、直流電圧源６０の電圧
から中間電位点Ｎを作りだすために、分割（分圧）した
コンデンサ（クランプコンデンサと呼ぶ。）、７０〜７
３、８０〜８３、９０〜９３は環流用の整流素子（この
例ではダイオード）を備えた自己消弧可能なスイッチン
グ素子（この例ではＧＴＯサイリスタとしたが、トラン
ジスタやＩＧＢＴ等でもよい。）、７４、７５、８４、
８５、９４及び９５はクランプコンデンサの中間電位点
電圧を導出する補助整流素子（この例ではダイオード）
である。また、負荷は誘導電動機５０の場合を示した。
【０００７】ここでは、それぞれの相毎に独立に動作可
能であるスイッチングアーム７〜９の基本的な動作を、
スイッチングアーム７を例にとって説明する。クランプ
コンデンサ６１、６２の電圧をｖcp、ｖcnとする。この
とき、スイッチング素子７０〜７３を表１に示すように
オン・オフ制御することにより、交流出力端子Ｕにｖc
p、０、−ｖcn（中間電位点電圧を基準電圧０とする）
の３レベルの出力電圧ｅを得る。
能であるスイッチングアーム７〜９の基本的な動作を、
スイッチングアーム７を例にとって説明する。クランプ
コンデンサ６１、６２の電圧をｖcp、ｖcnとする。この
とき、スイッチング素子７０〜７３を表１に示すように
オン・オフ制御することにより、交流出力端子Ｕにｖc
p、０、−ｖcn（中間電位点電圧を基準電圧０とする）
の３レベルの出力電圧ｅを得る。
【０００８】
【表１】 表１において、Ｓ1〜Ｓ４はスイッチング素子７０〜７
３の導通状態を１、０の２値で表現したスイッチング関
数であり、Ｓp、Ｓo、Ｓnは直流側の３つの電位点への
接続状態を１、０の２値で表現したスイッチング関数
で、次のような関係をもつ。 （１）式から明らかなように、ＳpとＳnが定まれば、Ｓ
１〜Ｓ４及びＳoは一義的に定まる。ＳpとＳnを用いて
出力電圧ｅを表すと、 ｅ＝Ｓp・ｖcp−Ｓn・ｖcn ……（２） となり、ＳpとＳnによって出力電圧波形を制御できる。
クランプコンデンサ電圧が等しく、ｖcp＝ｖcn＝Ｖo
（Ｖo＝Ｖd／２、Ｖd：全直流電圧）のときには、 ｅ＝（Ｓp−Ｓn）Ｖo ……（３） となり、Ｖoが完全平滑であれば、スイッチング関数の
差Ｓp−Ｓnを正弦波に近づけるようにＰＷＭ制御すれば
よい。なお、３レベルインバータの主回路の詳細は、特
開昭５１−４７８４８号公報、特開昭５６−７４０８８
号公報などに記載されている。ところで、スイッチング
関数は１、０の２値関数であるが、スイッチング周波数
が制御しようとする変調波周波数に比べて十分に高けれ
ば、０から１の範囲内（スイッチング関数の差の場合
は、ー１から１の範囲）で変化する連続関数と見なすこ
とができる。すなわち、正弦波出力のダイポーラＰＷＭ
制御の場合、スイッチング関数Ｓp、Ｓnは近似的に次式
のように表せる。 Ｓp＝Ａoｓｉｎθ＋Ｂo Ｓn＝−Ａoｓｉｎθ＋Ｂo ……（４） ここに、Ａo：基本波振幅指令（０≦Ａo≦０．５） Ｂo：基本バイアス（Ａo≦Ｂo≦０．５） θ ：位相（２πＦiｔ） Ｆi：インバータ周波数 このときの出力電圧ｅは、（３）、（４）式より、 ｅ＝２ＡoＶoｓｉｎθ ……（５） となり、基本波振幅指令Ａoに比例した正弦波状電圧が
得られる。
３の導通状態を１、０の２値で表現したスイッチング関
数であり、Ｓp、Ｓo、Ｓnは直流側の３つの電位点への
接続状態を１、０の２値で表現したスイッチング関数
で、次のような関係をもつ。 （１）式から明らかなように、ＳpとＳnが定まれば、Ｓ
１〜Ｓ４及びＳoは一義的に定まる。ＳpとＳnを用いて
出力電圧ｅを表すと、 ｅ＝Ｓp・ｖcp−Ｓn・ｖcn ……（２） となり、ＳpとＳnによって出力電圧波形を制御できる。
クランプコンデンサ電圧が等しく、ｖcp＝ｖcn＝Ｖo
（Ｖo＝Ｖd／２、Ｖd：全直流電圧）のときには、 ｅ＝（Ｓp−Ｓn）Ｖo ……（３） となり、Ｖoが完全平滑であれば、スイッチング関数の
差Ｓp−Ｓnを正弦波に近づけるようにＰＷＭ制御すれば
よい。なお、３レベルインバータの主回路の詳細は、特
開昭５１−４７８４８号公報、特開昭５６−７４０８８
号公報などに記載されている。ところで、スイッチング
関数は１、０の２値関数であるが、スイッチング周波数
が制御しようとする変調波周波数に比べて十分に高けれ
ば、０から１の範囲内（スイッチング関数の差の場合
は、ー１から１の範囲）で変化する連続関数と見なすこ
とができる。すなわち、正弦波出力のダイポーラＰＷＭ
制御の場合、スイッチング関数Ｓp、Ｓnは近似的に次式
のように表せる。 Ｓp＝Ａoｓｉｎθ＋Ｂo Ｓn＝−Ａoｓｉｎθ＋Ｂo ……（４） ここに、Ａo：基本波振幅指令（０≦Ａo≦０．５） Ｂo：基本バイアス（Ａo≦Ｂo≦０．５） θ ：位相（２πＦiｔ） Ｆi：インバータ周波数 このときの出力電圧ｅは、（３）、（４）式より、 ｅ＝２ＡoＶoｓｉｎθ ……（５） となり、基本波振幅指令Ａoに比例した正弦波状電圧が
得られる。
【０００９】ここで、クランプコンデンサ電圧に直流的
なアンバランスが発生した場合、この電圧アンバランス
を２ΔＶ（＝ｖcp−ｖcn）とすると、出力電圧ｅは、 ｅ＝Ｓp（Ｖo−ΔＶ）−Ｓn（Ｖo＋ΔＶ） ＝（Ｓp−Ｓn）Ｖo−（Ｓp＋Ｓn）ΔＶ ……（６） となる。スイッチング関数Ｓp、Ｓnが（４）式で与えら
れるものとすれば、 （Ｓp−Ｓn）＝２Ａoｓｉｎθ （Ｓp＋Ｓn）＝２Ｂo ……（７） であるから、このときの出力電圧ｅは、 ｅ＝２ＡoＶoｓｉｎθ−２ＢoΔＶ となり、電圧アンバランスΔＶによる直流成分が交流出
力端子に発生する。また、このとき直流側中間電位点に
電圧アンバランスを打ち消すような直流電圧は流れない
ため、中間電位点の電圧アンバランスは改善されない。
そこで、スイッチング関数ＳpとＳnの振幅とバイアス量
を図５に示すようにアンバランスさせた場合を考える。
スイッチング関数ＳpとＳnを Ｓp＝（Ａo＋ΔＡ）ｓｉｎθ＋（Ｂo＋ΔＢ） Ｓn＝−（Ａo−ΔＡ）ｓｉｎθ＋（Ｂo−ΔＢ） ……（８） ここに、ΔＡ：補償振幅 ΔＢ：補償バイアス とおくと（ａp＊＝Ｓp，ａn＊＝−Ｓn）、 Ｓp−Ｓn＝２Ａoｓｉｎθ＋２ΔＢ Ｓp＋Ｓn＝２ΔＡｓｉｎθ＋２Ｂo ……（９） より、（６）式の関係を用いて出力電圧ｅを求めると、 ｅ＝２（ＡoＶo−ΔＡΔＶ）ｓｉｎθ＋２（ΔＢＶo−ＢoΔＶ） ……（１０） となる。したがって、出力電圧ｅから直流分を除去する
ためには、補償バイアスΔＢを、 ΔＢ＝（ΔＶ／Ｖo）・Ｂo ……（１１） に設定すればよい。
なアンバランスが発生した場合、この電圧アンバランス
を２ΔＶ（＝ｖcp−ｖcn）とすると、出力電圧ｅは、 ｅ＝Ｓp（Ｖo−ΔＶ）−Ｓn（Ｖo＋ΔＶ） ＝（Ｓp−Ｓn）Ｖo−（Ｓp＋Ｓn）ΔＶ ……（６） となる。スイッチング関数Ｓp、Ｓnが（４）式で与えら
れるものとすれば、 （Ｓp−Ｓn）＝２Ａoｓｉｎθ （Ｓp＋Ｓn）＝２Ｂo ……（７） であるから、このときの出力電圧ｅは、 ｅ＝２ＡoＶoｓｉｎθ−２ＢoΔＶ となり、電圧アンバランスΔＶによる直流成分が交流出
力端子に発生する。また、このとき直流側中間電位点に
電圧アンバランスを打ち消すような直流電圧は流れない
ため、中間電位点の電圧アンバランスは改善されない。
そこで、スイッチング関数ＳpとＳnの振幅とバイアス量
を図５に示すようにアンバランスさせた場合を考える。
スイッチング関数ＳpとＳnを Ｓp＝（Ａo＋ΔＡ）ｓｉｎθ＋（Ｂo＋ΔＢ） Ｓn＝−（Ａo−ΔＡ）ｓｉｎθ＋（Ｂo−ΔＢ） ……（８） ここに、ΔＡ：補償振幅 ΔＢ：補償バイアス とおくと（ａp＊＝Ｓp，ａn＊＝−Ｓn）、 Ｓp−Ｓn＝２Ａoｓｉｎθ＋２ΔＢ Ｓp＋Ｓn＝２ΔＡｓｉｎθ＋２Ｂo ……（９） より、（６）式の関係を用いて出力電圧ｅを求めると、 ｅ＝２（ＡoＶo−ΔＡΔＶ）ｓｉｎθ＋２（ΔＢＶo−ＢoΔＶ） ……（１０） となる。したがって、出力電圧ｅから直流分を除去する
ためには、補償バイアスΔＢを、 ΔＢ＝（ΔＶ／Ｖo）・Ｂo ……（１１） に設定すればよい。
【００１０】また、この場合、補償振幅ΔＡの影響でイ
ンバータ周波数の基本波成分が指令値からずれる可能性
があるが、基本波振幅指令Ａoを最終的に得たい出力電
圧振幅Ａ・Ｖoの指令Ａを用いて、次のように補正する
ことにより解決される。 ２（ＡoＶo−ΔＡΔＶ）＝Ａ・Ｖo 故に、 Ａo＝（Ａ／２）＋（ΔＶ／Ｖo）ΔＡ ……（１２） 上式において、基本波振幅指令Ａoは補償振幅ΔＡの関
数となっているが、この補償振幅ΔＡは、以下で述べる
直流側中間電位点の電圧変動制御の観点から決定され
る。このときの、スイッチング関数Ｓp、Ｓn、出力電圧
ｅの波形を図５（ｄ）〜（ｆ）に示す。クランプコンデ
ンサの中間電位点電流は、スイッチング関数Ｓo＝１の
とき流れる。３相インバータを考えて、各相の出力電流
を ｉx＝Ｉｓｉｎ（２πＦiｔ＋φ＋θx） ……（１３） ここに、ｘ＝ｕ、ｖ、ｗ Ｉ：電流振幅 φ：力率角 θx＝０ （ｘ＝ｕ） ２π／３ （ｘ＝ｖ） −２π／３ （ｘ＝ｗ） とし、また、各相のスイッチング関数を Ｓpx＝（Ａo＋ΔＡ）ｓｉｎ（θ＋θx）＋（Ｂo＋ΔＢ） Ｓnx＝−（Ａo−ΔＡ）ｓｉｎ（θ＋θx）＋（Ｂo−ΔＢ） ……（１４） 故に、Ｓox＝１−（Ｓpx＋Ｓnx） ＝１−２Ｂo−２ΔＡｓｉｎ（θ＋θx） ……（１５） とすると、次のような中間電位点電流ｉoが流れる。 （１６）式の中間電位点電流ｉoは、明らかに直流電流
成分であり、補償振幅ΔＡによって調節可能である。補
償振幅ΔＡが正のとき中間電位点電流ｉoは負であり、
クランプコンデンサ６１の電圧ｖcpは減少、クランプコ
ンデンサ６２の電圧ｖcnは増加するように働き、補償振
幅ΔＡが負のとき中間電位点電流ｉoは正となり、ｖcp
は増加、ｖcnは減少するように働く。すなわち、インバ
ータの出力電圧の正、負のアンバランスがさらに拡大す
る方向に補償振幅ΔＡを設定すればよい。
ンバータ周波数の基本波成分が指令値からずれる可能性
があるが、基本波振幅指令Ａoを最終的に得たい出力電
圧振幅Ａ・Ｖoの指令Ａを用いて、次のように補正する
ことにより解決される。 ２（ＡoＶo−ΔＡΔＶ）＝Ａ・Ｖo 故に、 Ａo＝（Ａ／２）＋（ΔＶ／Ｖo）ΔＡ ……（１２） 上式において、基本波振幅指令Ａoは補償振幅ΔＡの関
数となっているが、この補償振幅ΔＡは、以下で述べる
直流側中間電位点の電圧変動制御の観点から決定され
る。このときの、スイッチング関数Ｓp、Ｓn、出力電圧
ｅの波形を図５（ｄ）〜（ｆ）に示す。クランプコンデ
ンサの中間電位点電流は、スイッチング関数Ｓo＝１の
とき流れる。３相インバータを考えて、各相の出力電流
を ｉx＝Ｉｓｉｎ（２πＦiｔ＋φ＋θx） ……（１３） ここに、ｘ＝ｕ、ｖ、ｗ Ｉ：電流振幅 φ：力率角 θx＝０ （ｘ＝ｕ） ２π／３ （ｘ＝ｖ） −２π／３ （ｘ＝ｗ） とし、また、各相のスイッチング関数を Ｓpx＝（Ａo＋ΔＡ）ｓｉｎ（θ＋θx）＋（Ｂo＋ΔＢ） Ｓnx＝−（Ａo−ΔＡ）ｓｉｎ（θ＋θx）＋（Ｂo−ΔＢ） ……（１４） 故に、Ｓox＝１−（Ｓpx＋Ｓnx） ＝１−２Ｂo−２ΔＡｓｉｎ（θ＋θx） ……（１５） とすると、次のような中間電位点電流ｉoが流れる。 （１６）式の中間電位点電流ｉoは、明らかに直流電流
成分であり、補償振幅ΔＡによって調節可能である。補
償振幅ΔＡが正のとき中間電位点電流ｉoは負であり、
クランプコンデンサ６１の電圧ｖcpは減少、クランプコ
ンデンサ６２の電圧ｖcnは増加するように働き、補償振
幅ΔＡが負のとき中間電位点電流ｉoは正となり、ｖcp
は増加、ｖcnは減少するように働く。すなわち、インバ
ータの出力電圧の正、負のアンバランスがさらに拡大す
る方向に補償振幅ΔＡを設定すればよい。
【００１１】以下、上記機能を実現する構成について説
明する。図１は、スイッチング素子群７〜９をオン・オ
フ制御して、３レベルの電位より成る交流出力電圧を制
御するパルス幅変調装置の例を示す。図１において、１
０はインバータ周波数指令Ｆｉ＊を積分して位相θを演
算する位相演算器、１１は位相θにおける正弦値ｓｉｎ
θを算出するｓｉｎ関数器である。２０は出力電圧指令
Ｅ＊から振幅指令Ａに変換するための振幅設定器であ
る。また、２１はクランプコンデンサ６１及び６２の電
圧ｖcp、ｖcnから平均電圧Ｖoと差電圧ΔＶを検出する
電圧検出器であり、図２により詳細を説明する。２２
は、振幅指令Ａ、平均電圧Ｖo及び差電圧ΔＶから、ダ
イポーラＰＭＷの基本波振幅指令Ａo、クランプコンデ
ンサの中間電位点Ｎに流入する電流調節用の補償振幅Δ
Ａ、ダイポーラＰＭＷの基本バイアス量Ｂo及びクラン
プコンデンサ電圧の不平衡によって交流電力端子Ｕに発
生する直流電圧成分を抑制するための補償バイアス量Δ
Ｂを演算出力する振幅・バイアス設定器であり、図３に
より詳細を説明する。２３、２４、２７、２８は加減算
器、２５、２６は乗算器であり、基本波振幅指令Ａo、
補償振幅ΔＡ、基本バイアス量Ｂo、補償バイアスΔＢ
から、高電位側用と低電位側用の変調波ａp＊、ａn＊を
作成する。３１は、変調波ａp＊とａn＊より、２値関数
であるスイッチング関数Ｓp、Ｓnを生成するパルス発生
器である。３２、３３は反転器であり、スイッチング関
数ＳpとＳnより、スイッチング素子７０〜７３の点弧信
号に相当するスイッチング関数Ｓ1〜Ｓ４を作り、図示
していないゲートアンプを介して、各スイッチング素子
を駆動する。１は上記機能を備えたＵ相用パルス幅変調
器であり、２、３はそれぞれＶ相用、Ｗ相用である。１
〜３の違いは、ｓｉｎ発生器１１の出力であり、２π／
３［ｒａｄ］の相差が設けてある。なお、本実施例で
は、各相の構成を等しいものとしたが、位相演算器１
０、振幅設定器２０、電圧検出器２１、振幅・バイアス
設定器２２等は１つとし、各相共通としてもよい。
明する。図１は、スイッチング素子群７〜９をオン・オ
フ制御して、３レベルの電位より成る交流出力電圧を制
御するパルス幅変調装置の例を示す。図１において、１
０はインバータ周波数指令Ｆｉ＊を積分して位相θを演
算する位相演算器、１１は位相θにおける正弦値ｓｉｎ
θを算出するｓｉｎ関数器である。２０は出力電圧指令
Ｅ＊から振幅指令Ａに変換するための振幅設定器であ
る。また、２１はクランプコンデンサ６１及び６２の電
圧ｖcp、ｖcnから平均電圧Ｖoと差電圧ΔＶを検出する
電圧検出器であり、図２により詳細を説明する。２２
は、振幅指令Ａ、平均電圧Ｖo及び差電圧ΔＶから、ダ
イポーラＰＭＷの基本波振幅指令Ａo、クランプコンデ
ンサの中間電位点Ｎに流入する電流調節用の補償振幅Δ
Ａ、ダイポーラＰＭＷの基本バイアス量Ｂo及びクラン
プコンデンサ電圧の不平衡によって交流電力端子Ｕに発
生する直流電圧成分を抑制するための補償バイアス量Δ
Ｂを演算出力する振幅・バイアス設定器であり、図３に
より詳細を説明する。２３、２４、２７、２８は加減算
器、２５、２６は乗算器であり、基本波振幅指令Ａo、
補償振幅ΔＡ、基本バイアス量Ｂo、補償バイアスΔＢ
から、高電位側用と低電位側用の変調波ａp＊、ａn＊を
作成する。３１は、変調波ａp＊とａn＊より、２値関数
であるスイッチング関数Ｓp、Ｓnを生成するパルス発生
器である。３２、３３は反転器であり、スイッチング関
数ＳpとＳnより、スイッチング素子７０〜７３の点弧信
号に相当するスイッチング関数Ｓ1〜Ｓ４を作り、図示
していないゲートアンプを介して、各スイッチング素子
を駆動する。１は上記機能を備えたＵ相用パルス幅変調
器であり、２、３はそれぞれＶ相用、Ｗ相用である。１
〜３の違いは、ｓｉｎ発生器１１の出力であり、２π／
３［ｒａｄ］の相差が設けてある。なお、本実施例で
は、各相の構成を等しいものとしたが、位相演算器１
０、振幅設定器２０、電圧検出器２１、振幅・バイアス
設定器２２等は１つとし、各相共通としてもよい。
【００１２】次に各部の詳細な構成について、図２から
図４を用いて説明する。図２は、電圧検出器２１の構成
例である。同図において、２１１はクランプコンデンサ
６１及び６２の電圧ｖcpとｖcnを加算する加算器、２１
２はローパスフィルタ、２１３は１／２器であり、ｖcp
とｖcnの直流平均Ｖoを求める。一方、２１４はｖcpと
ｖcnの差を求める減算器、２１５はローパスフィルタ、
２１６は１／２器であり、平均電圧Ｖoからのｖcpとｖc
nの直流的な偏位量すなわち差電圧ΔＶを求めるもので
ある。ローパスフィルタ２１２、２１５は、入力端に設
けてもよく、ｖcpとｖcnの交流変動が小さい場合には省
略してもよい。また、１／２器２１３、２１６は係数合
せのためにあるから、混乱がなければ省略してもよい。
図３は、振幅・バイアス設定器２２の構成例である。同
図において、２２０は平均電圧Ｖoと差電圧ΔＶからｖc
pとｖcnのアンバランスの度合いΔＶ／Ｖo（中間電位点
電圧の偏位の度合い）を算出する除算器である。２２１
は１／２器、２２２は加算器、２２３は乗算器であり、
基本波振幅指令Ａoを（１２）式に基づいて算出する。
２２４は中間電位点電圧変動の補償演算用のゲイン調節
器である。もし、定常的に中間電位点電圧のアンバラン
スが残るような場合には、このゲイン調節器２２４に変
えて比例・積分（ＰＩ）調節器等を用いればよい。２２
５は、基本バイアス設定器であり、振幅指令Ａに応じて
基本バイアスＢoを設定する。通常、高調波を極力低減
するため、基本バイアス量Ｂoを振幅指令Ａに対して図
４に示す特性で設定するのが好ましい。本実施例では、
インバータの交流電力端子に発生する直流分と、直流側
中間電位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ独立に制
御可能となるため、交流出力端子電圧の直流分を抑制し
つつ、高応答な中間電位点電圧制御が行えるようにな
る。
図４を用いて説明する。図２は、電圧検出器２１の構成
例である。同図において、２１１はクランプコンデンサ
６１及び６２の電圧ｖcpとｖcnを加算する加算器、２１
２はローパスフィルタ、２１３は１／２器であり、ｖcp
とｖcnの直流平均Ｖoを求める。一方、２１４はｖcpと
ｖcnの差を求める減算器、２１５はローパスフィルタ、
２１６は１／２器であり、平均電圧Ｖoからのｖcpとｖc
nの直流的な偏位量すなわち差電圧ΔＶを求めるもので
ある。ローパスフィルタ２１２、２１５は、入力端に設
けてもよく、ｖcpとｖcnの交流変動が小さい場合には省
略してもよい。また、１／２器２１３、２１６は係数合
せのためにあるから、混乱がなければ省略してもよい。
図３は、振幅・バイアス設定器２２の構成例である。同
図において、２２０は平均電圧Ｖoと差電圧ΔＶからｖc
pとｖcnのアンバランスの度合いΔＶ／Ｖo（中間電位点
電圧の偏位の度合い）を算出する除算器である。２２１
は１／２器、２２２は加算器、２２３は乗算器であり、
基本波振幅指令Ａoを（１２）式に基づいて算出する。
２２４は中間電位点電圧変動の補償演算用のゲイン調節
器である。もし、定常的に中間電位点電圧のアンバラン
スが残るような場合には、このゲイン調節器２２４に変
えて比例・積分（ＰＩ）調節器等を用いればよい。２２
５は、基本バイアス設定器であり、振幅指令Ａに応じて
基本バイアスＢoを設定する。通常、高調波を極力低減
するため、基本バイアス量Ｂoを振幅指令Ａに対して図
４に示す特性で設定するのが好ましい。本実施例では、
インバータの交流電力端子に発生する直流分と、直流側
中間電位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ独立に制
御可能となるため、交流出力端子電圧の直流分を抑制し
つつ、高応答な中間電位点電圧制御が行えるようにな
る。
【００１３】図６は、本発明の他の実施例であり、振幅
・バイアス設定器２２´と乗算器２９の位置が異なるほ
かは、図１の実施例の構成と同様である。振幅・バイア
ス設定器２２´の構成例を図７に示す。同図において、
２２１は、１／２器であり、振幅指令Ａよりダイポーラ
ＰＷＭ用の基本波振幅指令Ａoを算出する。２２４は、
中間電位点電圧変動の補償演算用のゲイン調節器であ
り、Δａの補償振幅ΔＡを出力し、極性変換器２２７に
より位相θに応じてΔａの極性を反転させて出力する。
２２５は、基本バイアス設定器であり、振幅指令Ａに応
じて基本バイアスＢoを設定するもので、その設定方法
は図４と同様である。この実施例では、図８の動作波形
に示すように、補償振幅Δａが方形波状に変化している
点が図１の実施例と異なる。すなわち、図８（ａ）に示
すように、ΔＡ＞０の場合には、０≦２πＦiｔ＜πの
ときΔａ≧０、π≦２πＦiｔ＜２πのときΔａ≦０に
設定する。このΔａを乗算器２９の出力であるＡoｓｉ
ｎ２πＦiｔに加減算して変調波ａp＊とａn＊を作成す
る。ここで、バイアスの設定は図１の実施例と同様であ
り、また、補償振幅Δａの部分は変調波ａp＊、ａn＊で
打消されて出力電圧には現れない。本実施例では、乗算
回数の低減が図れるため、特に装置をソフトウェアで構
成して、かつ、高速処理を行う場合に有利となる。な
お、本発明においては、交流出力端子電圧の直流分を抑
制する補償バイアス、または、直流中間電位点電流調節
用の補償振幅をそれぞれ単独に求め、インバータの交流
出力端子に発生する直流分、または、クランプコンデン
サの中間電位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ単独
に制御することもできる。
・バイアス設定器２２´と乗算器２９の位置が異なるほ
かは、図１の実施例の構成と同様である。振幅・バイア
ス設定器２２´の構成例を図７に示す。同図において、
２２１は、１／２器であり、振幅指令Ａよりダイポーラ
ＰＷＭ用の基本波振幅指令Ａoを算出する。２２４は、
中間電位点電圧変動の補償演算用のゲイン調節器であ
り、Δａの補償振幅ΔＡを出力し、極性変換器２２７に
より位相θに応じてΔａの極性を反転させて出力する。
２２５は、基本バイアス設定器であり、振幅指令Ａに応
じて基本バイアスＢoを設定するもので、その設定方法
は図４と同様である。この実施例では、図８の動作波形
に示すように、補償振幅Δａが方形波状に変化している
点が図１の実施例と異なる。すなわち、図８（ａ）に示
すように、ΔＡ＞０の場合には、０≦２πＦiｔ＜πの
ときΔａ≧０、π≦２πＦiｔ＜２πのときΔａ≦０に
設定する。このΔａを乗算器２９の出力であるＡoｓｉ
ｎ２πＦiｔに加減算して変調波ａp＊とａn＊を作成す
る。ここで、バイアスの設定は図１の実施例と同様であ
り、また、補償振幅Δａの部分は変調波ａp＊、ａn＊で
打消されて出力電圧には現れない。本実施例では、乗算
回数の低減が図れるため、特に装置をソフトウェアで構
成して、かつ、高速処理を行う場合に有利となる。な
お、本発明においては、交流出力端子電圧の直流分を抑
制する補償バイアス、または、直流中間電位点電流調節
用の補償振幅をそれぞれ単独に求め、インバータの交流
出力端子に発生する直流分、または、クランプコンデン
サの中間電位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ単独
に制御することもできる。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、３レベルインバータの
ダイポーラＰＷＭ制御において、インバータの交流出力
端子に発生する直流分と、クランプコンデンサの中間電
位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ独立に制御可能
となり、交流出力端子電圧の直流分を抑制しつつ、高応
答な中間電位点電圧制御を実現することができる。ま
た、振幅・バイアス設定手段を設け、それぞれ単独に、
交流出力端子電圧の直流分を抑制する補償バイアス、ま
たは、直流中間電位点電流調節用の補償振幅を求めるこ
とにより、インバータの交流出力端子に発生する直流
分、または、クランプコンデンサの中間電位点に発生す
る直流電圧変動をそれぞれ単独に制御することも可能に
なる。
ダイポーラＰＷＭ制御において、インバータの交流出力
端子に発生する直流分と、クランプコンデンサの中間電
位点に発生する直流電圧変動をそれぞれ独立に制御可能
となり、交流出力端子電圧の直流分を抑制しつつ、高応
答な中間電位点電圧制御を実現することができる。ま
た、振幅・バイアス設定手段を設け、それぞれ単独に、
交流出力端子電圧の直流分を抑制する補償バイアス、ま
たは、直流中間電位点電流調節用の補償振幅を求めるこ
とにより、インバータの交流出力端子に発生する直流
分、または、クランプコンデンサの中間電位点に発生す
る直流電圧変動をそれぞれ単独に制御することも可能に
なる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例
【図２】電圧検出器の構成例
【図３】振幅・バイアス設定器の構成例
【図４】基本バイアスの設定方法の例
【図５】動作波形図
【図６】本発明の他の実施例
【図７】振幅・バイアス設定器の構成例
【図８】動作波形図
【符号の説明】 １０ 位相演算器 １１ ｓｉｎ関数器 ２０ 振幅設定器 ２１ 電圧検出器 ２２ 振幅・バイアス設定器 ２３、２４、２７、２８ 加減算器 ２５、２６ 乗算器 ３１ パルス発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (4)
- 【請求項１】 直流を高電位、中間電位及び低電位の３
レベルの電圧に変換し、高電位と低電位の電圧を中間電
位を介して交互に出力することにより交流電圧を表現す
る３レベル電力変換装置において、高電位パルス列と低
電位パルス列を発生するためのスイッチング関数の直流
成分の差と、交流成分の差を独立に調整することを特徴
とするパルス幅変調装置。 - 【請求項２】 第１項記載の装置において、出力端子電
圧に含まれる直流成分の大きさまたはその相当値に応じ
てスイッチング関数の直流成分の差を、また、直流中間
電位点で２分割された直流電圧源の差電圧またはその相
当値に応じてスイッチング関数の交流成分の差を調節す
ることを特徴とするパルス幅変調装置。 - 【請求項３】 第２項記載の装置において、高電位側と
低電位側のスイッチング関数の直流分のアンバランスの
度合いを、２分割された直流電圧源のアンバランスの度
合いと等しくしたことを特徴とするパルス幅変調装置。 - 【請求項４】 直流を高電位、中間電位及び低電位の３
レベルの電圧に変換し、高電位と低電位の電圧を中間電
位を介して交互に出力することにより交流電圧を表現す
る３レベル電力変換装置において、振幅・バイアス設定
手段を設けて、直流中間電位点で２分割された直流電圧
源の平均電圧、その差電圧及び基本バイアスに応じて補
償バイアスを求め、または、直流中間電位点で２分割さ
れた直流電圧源の差電圧またはその相当値に応じて直流
中間電位点電流調節用の補償振幅を求め、高電位パルス
列と低電位パルス列を発生するためのスイッチング関数
の直流成分の差、または、交流成分の差をそれぞれ調整
することを特徴とするパルス幅変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4219709A JP2826926B2 (ja) | 1992-07-27 | 1992-07-27 | パルス幅変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4219709A JP2826926B2 (ja) | 1992-07-27 | 1992-07-27 | パルス幅変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0654547A JPH0654547A (ja) | 1994-02-25 |
| JP2826926B2 true JP2826926B2 (ja) | 1998-11-18 |
Family
ID=16739742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4219709A Expired - Fee Related JP2826926B2 (ja) | 1992-07-27 | 1992-07-27 | パルス幅変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2826926B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106208775A (zh) * | 2016-08-29 | 2016-12-07 | 东北电力大学 | 半周期三相t型三电平变流器电容中点电压平衡控制策略 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5955470B2 (ja) * | 2013-10-30 | 2016-07-20 | 三菱電機株式会社 | 直流／直流変換装置および負荷駆動制御システム |
-
1992
- 1992-07-27 JP JP4219709A patent/JP2826926B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106208775A (zh) * | 2016-08-29 | 2016-12-07 | 东北电力大学 | 半周期三相t型三电平变流器电容中点电压平衡控制策略 |
| CN106208775B (zh) * | 2016-08-29 | 2019-06-11 | 东北电力大学 | 半周期三相t型三电平变流器电容中点电压平衡控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0654547A (ja) | 1994-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |