JP2019097366A - 電力変換装置の漏電電流抑制制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点と交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続した電力変換装置の漏電電流を抑制する。【解決手段】前記電力変換装置の３相電圧指令値に基づいて、該３相電圧指令値に重畳する３次成分の零相電圧指令値を演算する３アーム変調部１４と、前記直流部の２分圧された一方の電圧の検出値と他方の電圧の検出値の差分を求め、該差分と３アーム変調部１４で演算された零相電圧指令値との偏差を演算する減算器１９と、３アーム変調部１４の零相電圧指令値に対して、前記減算器１９の偏差がゼロとなるように制御を行って、最終の３相電圧指令値を生成する直流電圧バランス制御部２０と、前記最終の３相電圧指令値と搬送波を比較してゲート指令信号を生成するＰＷＭ部２１と、を有し、前記電力変換装置のスイッチング素子を制御するように構成した。【選択図】 図２

Description

本発明は、直流部に中性点をもつマルチレベル電力変換装置における、漏電電流を抑制する技術に関する。

中性点クランプ（ＮＰＣ：Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）３レベル変換器（以下、３レベルＮＰＣ変換器と略称する）は、３相交流−直流変換、直流−３相交流変換を行う電力変換装置に応用されている。３レベルＮＰＣ変換器では、直流電圧源として２分圧されたコンデンサ電圧を利用する。

従来、例えば特許文献１では、一般的な２レベル変換器の仮想中性点電位と、変換器の３相交流側のＬＣＬまたはＬＣフィルタにおけるＹ結線されたフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続している。

これは、スイッチングデバイスのＯＮ・ＯＦＦ動作のスイッチングに起因する対地電圧変動によって生じるコモンモード電流（漏電電流）を装置内に循環させることにより、電力変換装置のコモンモード電流を抑制し、対地電圧を安定化させる方法のひとつである。

特開平９−２９４３８１号公報

３レベルＮＰＣ変換器においては、直流側の２分圧されたコンデンサの中性点と３相交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続することで、前記２レベル変換器の場合と同様にコモンモード電流を抑制できるという効果が得られる。

一般的に、直流−３相交流変換器（インバータ）では、電圧利用率向上のため３相の出力電圧指令値に出力周波数の３倍の周波数成分の零相電圧指令値を重畳する変調方式が用いられる。

３レベルＮＰＣ変換器においては、２分圧されたコンデンサの中性点の電圧を制御するために、上下の直流電圧の偏差を利用して零相電圧成分を制御する。また、電圧利用率を改善するためには重畳した零相成分の３次成分の電圧を用いるため、交流側のフィルタコンデンサの中性点の電位が変動する。

したがって、Ｙ結線されたフィルタコンデンサの中点と２分圧された制御される直流コンデンサの中性点には、干渉が生じるため、これらに電圧差が生じることになり、循環電流（漏電電流）が流れるという課題がある。

例えば図６は、従来の３レベルＮＰＣ変換器における、３相の電圧指令、零相変調信号、ＰＷＭ変調信号、直流電圧源の上側コンデンサの直流電圧ＰＭ、下側コンデンサの直流電圧ＭＮ、Ｙ結線されたフィルタコンデンサのフィルタ中性点電位および２分圧された直流コンデンサの直流中性点電位の一例を示している。

この図６からわかるように、直流コンデンサの中性点電位がゼロ付近に制御されている（ＰＭとＭＮが同値）ため、Ｙ結線されたフィルタコンデンサのフィルタ中性点電位と直流中性点電位に電位差が生じており、これによって循環電流（漏電電流）が流れるという課題がある。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、直流部の正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点と接続された交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点との電圧差を制御によって低減し、電力変換装置からの漏電電流を抑制することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法は、
交流電力から直流電力への変換か、又は直流電力から交流電力への変換の少なくともいずれか一方を行う電力変換装置であって、直流部の正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点と、交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続した電力変換装置において、
前記電力変換装置の３相電圧指令値に基づいて、該３相電圧指令値に重畳する３次成分の零相電圧指令値を演算する零相電圧指令値演算ステップと、
前記直流部の２分圧された一方の電圧の検出値と他方の電圧の検出値の差分を求め、該差分と前記零相電圧指令値演算ステップで演算された零相電圧指令値との偏差を演算する零相成分演算ステップと、
前記零相電圧指令値に対して、前記零相成分演算ステップで演算された偏差がゼロとなるように制御を行って、最終の３相電圧指令値を生成する直流電圧バランス制御ステップとを備え、
前記直流電圧バランス制御ステップで生成された最終の３相電圧指令値と搬送波を比較して生成したゲート指令信号によって前記電力変換装置のスイッチング素子を制御することを特徴としている。

また、請求項２に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法は、請求項１において、
前記零相電圧指令値演算ステップで演算された零相電圧指令値を、前記直流部の２分圧された一方の電圧の検出値と他方の電圧の検出値の各逆数に係数を乗じた値によって振幅補正し、電圧指令値を生成する直流電圧補正ステップを備え、
前記直流電圧バランス制御ステップは、前記直流電圧補正ステップで生成された電圧指令値に対して前記制御を行って最終の３相電圧指令値を生成することを特徴としている。

また、請求項３に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法は、請求項２において、
前記直流部の正、負極端間電圧が、設定した電圧より低い領域であるときに、前記零相成分演算ステップで用いる零相電圧指令値を小さくする制限ステップを備えていることを特徴とする。

また、請求項４に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法は、請求項１ないし３のいずれか１項において、
前記電力変換装置は、
交流電力を直流電力に変換する電力変換器であって、第１の交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点と、第１の直流部の正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点とを接続した順変換器と、
直流電力を交流電力に変換する電力変換器であって、正極、負極が前記第１の直流部の正極、負極に各々接続された第２の直流部の、正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点と、第２の交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続した逆変換器とを備えて構成され、
前記順変換器のスイッチング素子および前記逆変換器のスイッチング素子を、前記請求項１ないし３のいずれか１項に記載の漏電電流抑制制御方法を用いて各々制御することを特徴としている。

（１）請求項１〜４に記載の発明によれば、直流部の正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点電圧と交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点電圧との電位差が低減することにより、コモンモード電流（電力変換装置の漏電電流）が抑制される。これによって、コモンモード電流により発生する損失やコモンモード電圧の変動を低減することができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、３相電圧指令値の基本波成分に対して、直流電圧変動による交流電圧への影響を補正することができる。
（３）請求項３に記載の発明によれば、直流部の直流電圧が低い領域においても所望の交流電圧を出力することができる。
（４）請求項４に記載の発明によれば、順変換器と逆変換器を接続した交流−直流−交流の変換装置においても、前記（１）〜（３）と同様の効果が得られる。

本発明の実施例１、２が適用される電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の実施例１の構成を示すブロック図。 本発明の実施例２の構成を示すブロック図。 本発明の実施例３が適用される電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の効果を表す、電力変換装置の各部の信号波形図。 従来技術の課題を表す、電力変換装置の各部の信号波形図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。

図１は本発明が適用される電力変換装置の一例を表し、電力変換器は一般的な３レベルＮＰＣインバータとし、直流側の中性点と、Ｙ結線されたフィルタコンデンサの中点とを接続した構成となっている。

図１において、１Ｐ，１Ｎは、図示省略の直流電源の正極端Ｐと負極端Ｎの間に直列に接続された直流コンデンサである。また、直流電源の正極端Ｐと負極端Ｎの間には、インバータを構成する半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴなど）２Ｕａ，２Ｕｂ，２Ｖａ，２Ｖｂ，２Ｗａ，２Ｗｂが３相ブリッジ接続されている。

前記直流コンデンサ１Ｐには直流電圧ＶｄｃＰＭが印加され、直流コンデンサ１Ｎには直流電圧ＶｄｃＭＮが印加される。

直流コンデンサの中性点Ｍ（１Ｐと１Ｎの共通接続点）と半導体スイッチング素子２Ｕａ，２Ｕｂの共通接続点との間には、半導体スイッチング素子３Ｕａ，３Ｕｂが直列に接続され、中性点Ｍと半導体スイッチング素子２Ｖａ，２Ｖｂの共通接続点との間には、半導体スイッチング素子３Ｖａ，３Ｖｂが直列に接続され、中性点Ｍと半導体スイッチング素子２Ｗａ，２Ｗｂの共通接続点との間には、半導体スイッチング素子３Ｗａ，３Ｗｂが直列に接続されている。

インバータの交流出力側は、リアクトル４Ｕ，４Ｖ，４Ｗおよびフィルタコンデンサ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗから成るフィルタ回路を介して図示省略の負荷に接続される。

フィルタコンデンサ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、Ｙ結線され、その中点は直流コンデンサの中性点Ｍに接続されている。

前記各半導体スイッチング素子２Ｕａ〜２Ｗｂ、３Ｕａ〜３Ｗｂをオン、オフ制御することにより、直流電源側の直流電力が交流電力に変換されて交流負荷に供給される。

図２は、本実施例１による、図１の電力変換装置の制御回路を示している。

図２において、１１は図１のインバータのインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＿ｒｅｆとインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ＿ｄｅｔの偏差を取る減算器である。

１２は、減算器１１の偏差電流出力に対してＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ：自動電流調整）制御を施すＡＣＲ部である。

ＡＣＲ部１２の出力は加算器１３において基準電圧Ｖａｃ＿ｄｅｔと加算され、３相電圧指令値が生成される。

１４は電圧利用率改善のための３アーム変調部であり、加算器１３から出力される３相電圧指令値に基づいて、該３相電圧指令値に重畳する３次成分の零相電圧指令値を演算する（零相電圧指令値演算ステップ）。

１５は、３アーム変調部１４で演算された３次成分の零相電圧指令値を、図１の上側の直流コンデンサ１Ｐの直流電圧検出値ＶｄｃＰＭ＿ｄｅｔと下側の直流コンデンサ１Ｎの直流電圧検出値ＶｄｃＭＮ＿ｄｅｔの各逆数の係数を乗じた値によって振幅補正し、補正した電圧指令値を生成する直流電圧補正部である。この直流電圧補正部１５によって電圧指令値の振幅が補正される（直流電圧補正ステップ）ため、直流電圧変動による交流電圧への影響が補正される。

１６は、図１の上側の直流コンデンサ１Ｐの直流電圧検出値ＶｄｃＰＭ＿ｄｅｔと下側の直流コンデンサ１Ｎの直流電圧検出値ＶｄｃＭＮ＿ｄｅｔの偏差を求める減算器である。

１７は、一次遅れ要素の伝達関数をＫ／（１＋ＳＴ）とし、前記減算器１６の偏差出力の高周波成分を除去するローパスフィルタである。このローパスフィルタ１７の出力は、図１の直流側の中性点Ｍの電圧に相当するものである。

前記３アーム変調部１４で演算された３次成分の零相電圧指令値はゲイン乗算器１８においてゲインＧが乗算された後、減算器１９の正側入力端に入力される。このゲイン乗算器１８の出力は零相成分、すなわち図１のフィルタコンデンサ５Ｕ，５Ｖ，５ＷのＹ結線の中点の電圧に相当するものである。

減算器１９はゲイン乗算器１８の出力（零相成分）とローパスフィルタ１７の出力（直流側の中性点電圧成分）の偏差を求める（零相成分演算ステップ）。

２０は、直流電圧補正部１５で補正された電圧指令値に対して、減算器１９の偏差出力がゼロとなるように制御を行って最終の３相電圧指令値を生成する直流電圧バランス制御部である。

２１は、直流電圧バランス制御部２０から出力される最終の３相電圧指令値と、搬送波、例えば三角波キャリアをコンパレータによって比較し、論理値として図１の各半導体スイッチング素子に対するゲート指令信号Ｇａｔｅを生成して出力するＰＷＭ（パルス幅変調）部である。

図２の構成において、直流電圧バランス制御部２０が、直流電圧補正部１５で補正された電圧指令値に対して、減算器１９の偏差出力がゼロとなるように制御を行っているので、３相電圧指令値に重畳する零相電圧に合わせて直流電圧の上下間電圧差（図１の直流電圧ＰＭとＭＮの差）が生じるように動作し、これにより直流側の中性点Ｍを変動させて交流側のフィルタコンデンサの中点との電圧差を小さくして、循環電流（漏電電流：図１のコモンモード電流Ｉｃｏｍ）を抑制することができる。

例えば、図５は、図１の電力変換装置を図２の制御回路で制御した場合の、３相の電圧指令、零相変調信号、ＰＷＭ変調信号、直流電圧源の上側コンデンサの直流電圧ＰＭ、下側コンデンサの直流電圧ＭＮ、Ｙ結線されたフィルタコンデンサのフィルタ中性点電位および２分圧された直流コンデンサの直流中性点電位の一例を示している。

この図５からわかるように、直流電圧ＰＭとＭＮに偏差を持たせているため直流中性点（Ｍ）が変動して交流側のフィルタコンデンサの中点との電圧差が極めて小さくなっている。

本発明は、図１の電力変換装置に適用するに限らず、交流電力を直流電力に変換するコンバータにも適用でき、直流側に中性点を持ち、直流中性点を制御可能であれば、どのような構成でも適用できる。交流側のフィルタはＬ−Ｃ、Ｌ−Ｃ−Ｌ、Ｌ−Ｃ−Ｔｒなどがあるが、Ｙ結線されたフィルタコンデンサを用いる構成であれば良い。

また図２において、３相の電圧指令値を利用しているため、太陽光ＰＣＳ（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）などの系統連系インバータのように電流制御系（ＡＣＲ部１２）としているが、ＵＰＳ（無停電電源装置）や瞬低補償装置のように、負荷電圧を制御する電圧制御系（ＡＶＲ）においても本発明の制御構成を適用可能である。

以上のように本実施例１によれば、３相交流側のＹ結線されたフィルタコンデンサの中点と２分圧されたコンデンサの中性点を接続した３相交流−直流、直流−３相交流変換器において、電圧利用率改善のための零相電圧補正と直流コンデンサ電圧の偏差とを利用した中性点電位制御の干渉を低減する零相成分の制御ループを設けたので、コモンモード電流（電力変換装置の漏電電流）が抑制され、これによってコモンモード電流により発生する損失やコモンモード電圧の変動を低減することができる。

図２の回路では、直流電圧が低い時に所望の交流電圧を出力できなくなることを防ぐため、直流電圧補正部１５が電圧指令値の振幅を大きくしていた。しかしこれでは、直流コンデンサの中性点電圧が変動したときに電圧指令値が飽和して所望の交流電圧を出力できなくなる。

そこで本実施例２では、図３の回路のように零相電圧指令値を直流電圧検出値に応じて可変とした。図３において図２と同一部分は同一符号をもって示している。図３において図２と異なる点は、例えば図１の直流電源の正極端Ｐと負極端Ｎの間の直流電圧検出値ＶｄｃＰＮ＿ｄｅｔが、設定した電圧より低い領域において、ゲイン乗算器１８に入力される零相電圧指令値（３アーム変調部の出力）を小さくするための係数を出力するリミッタ３０（制限部）を設け、このリミッタ３０の出力を、乗算器３１において、ゲイン乗算器１８に入力される零相電圧指令値に乗算する（制限ステップ）ことにあり、その他の部分は図２と同一に構成されている。

リミッタ３０は、入力電圧（ＶｄｃＰＮ＿ｄｅｔ）が、設定した電圧未満の領域では例えば０から１．０まで徐々に値が大となり、設定した電圧以上の領域では１．０の値となる係数を出力する。

このように直流電圧検出値ＶｄｃＰＮ＿ｄｅｔが低い領域において減算器１９の偏差出力を小さくすることで、直流電圧が低い領域においても所望の交流電圧を出力できるようになる。なお、直流電圧が低い領域では高い領域に比べて循環電流（漏電電流）が小さくなるので、直流中性点の変動を小さくしても問題とはならない。

この実施例３は、図４に示すように、無停電電源装置のような交流を直流に変換する順変換器１００と、直流を交流に変換する逆変換器２００から構成される電力変換装置に本発明を適用した実施例である。

図４において図１と同一部分は同一符号をもって示している。図４の順変換器１００は、正、負極端Ｐ、Ｎ間に３相ブリッジ接続された半導体スイッチング素子４２Ｕａ，４２Ｕｂ，４２Ｖａ，４２Ｖｂ，４２Ｗａ，４２Ｗｂを備え、さらに正、負極端Ｐ、Ｎ間に直列接続された直流コンデンサ４１Ｐ、４１Ｎの中性点Ｍ１と半導体スイッチング素子４２Ｕａ，４２Ｕｂの共通接続点との間には、半導体スイッチング素子４３Ｕａ，４３Ｕｂが直列に接続され、中性点Ｍ１と半導体スイッチング素子４２Ｖａ，４２Ｖｂの共通接続点との間には、半導体スイッチング素子４３Ｖａ，４３Ｖｂが直列に接続され、中性点Ｍ１と半導体スイッチング素子４２Ｗａ，４２Ｗｂの共通接続点との間には、半導体スイッチング素子４３Ｗａ，４３Ｗｂが直列に接続されている。

これら半導体スイッチング素子と、図示省略の交流電源との間にはリアクトル４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗおよびフィルタコンデンサ４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗから成る交流フィルタが接続されている。

直流コンデンサ４１Ｐおよび４１Ｎの共通接続点である中性点Ｍ１とフィルタコンデンサ４５Ｕ，４５Ｖ，４５ＷのＹ結線の中点は接続されている。

逆変換器２００は、図１のインバータ回路と同様に構成され、正、負極端は順変換器１００の正、負極端Ｐ、Ｎに各々接続され、直流コンデンサ１Ｐおよび１Ｎの共通接続点である中性点Ｍ２とフィルタコンデンサ５Ｕ，５Ｖ，５ＷのＹ結線の中点は接続されている。

上記のように構成された順変換器１００、逆変換器２００は、図２の制御回路か又は図３の制御回路によって各々制御されるものである。

このため順変換器１００および逆変換器２００を備えた図４の電力変換装置は、実施例１、実施例２と同様の作用、効果が得られる。

１Ｐ，１Ｎ，４１Ｐ，４１Ｎ…直流コンデンサ
２Ｕａ，２Ｕｂ，２Ｖａ，２Ｖｂ，２Ｗａ，２Ｗｂ，３Ｕａ，３Ｕｂ，３Ｖａ，３Ｖｂ，３Ｗａ，３Ｗｂ，４２Ｕａ，４２Ｕｂ，４２Ｖａ，４２Ｖｂ，４２Ｗａ，４２Ｗｂ，４３Ｕａ，４３Ｕｂ，４３Ｖａ，４３Ｖｂ，４３Ｗａ，４３Ｗｂ…半導体スイッチング素子
４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ，４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗ…リアクトル
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ，４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗ…フィルタコンデンサ
１１，１６，１９…減算器
１２…ＡＣＲ部
１３…加算器
１４…３アーム変調部
１５…直流電圧補正部
１７…ローパスフィルタ
１８…ゲイン乗算器
２０…直流電圧バランス制御部
２１…ＰＷＭ部
３０…リミッタ
３１…乗算器
１００…順変換器
２００…逆変換器

Claims (4)

1. 交流電力から直流電力への変換か、又は直流電力から交流電力への変換の少なくともいずれか一方を行う電力変換装置であって、直流部の正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点と、交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続した電力変換装置において、
   前記電力変換装置の３相電圧指令値に基づいて、該３相電圧指令値に重畳する３次成分の零相電圧指令値を演算する零相電圧指令値演算ステップと、
   前記直流部の２分圧された一方の電圧の検出値と他方の電圧の検出値の差分を求め、該差分と前記零相電圧指令値演算ステップで演算された零相電圧指令値との偏差を演算する零相成分演算ステップと、
   前記零相電圧指令値に対して、前記零相成分演算ステップで演算された偏差がゼロとなるように制御を行って、最終の３相電圧指令値を生成する直流電圧バランス制御ステップとを備え、
   前記直流電圧バランス制御ステップで生成された最終の３相電圧指令値と搬送波を比較して生成したゲート指令信号によって前記電力変換装置のスイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置の漏電電流抑制制御方法。
2. 前記零相電圧指令値演算ステップで演算された零相電圧指令値を、前記直流部の２分圧された一方の電圧の検出値と他方の電圧の検出値の各逆数に係数を乗じた値によって振幅補正し、電圧指令値を生成する直流電圧補正ステップを備え、
   前記直流電圧バランス制御ステップは、前記直流電圧補正ステップで生成された電圧指令値に対して前記制御を行って最終の３相電圧指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法。
3. 前記直流部の正、負極端間電圧が、設定した電圧より低い領域であるときに、前記零相成分演算ステップで用いる零相電圧指令値を小さくする制限ステップを備えていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法。
4. 前記電力変換装置は、
   交流電力を直流電力に変換する電力変換器であって、第１の交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点と、第１の直流部の正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点とを接続した順変換器と、
   直流電力を交流電力に変換する電力変換器であって、正極、負極が前記第１の直流部の正極、負極に各々接続された第２の直流部の、正、負極端間電圧を直流コンデンサで２分圧した中性点と、第２の交流側のフィルタコンデンサのＹ結線の中点とを接続した逆変換器とを備えて構成され、
   前記順変換器のスイッチング素子および前記逆変換器のスイッチング素子を、前記請求項１ないし３のいずれか１項に記載の漏電電流抑制制御方法を用いて各々制御することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換装置の漏電電流抑制制御方法。

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