JP2016015847A - マルチレベル電力変換器 - Google Patents
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Abstract
【課題】マルチレベル電力変換器において、演算負荷を軽減し、定常的に中性点電位の変動を抑制する。
【解決手段】第1中性点電位に影響を与えるスイッチングパターンV3,V4,V5,電圧指令値Vi *=Vu*,Vv*,Vw*,出力電流検出値Ii=Iu,Iv,Iwおよび第2中性点NP’に接続されたキャパシタC1,C2が放電する条件に基づいて、中性点電流推定値I^NPを算出し、中性点電流推定値I^NPに第1伝達関数F(s)を乗じた値と、直流電圧源VDCの正極と第1中性点NP間の電圧と直流電圧源VDCの負極と第1中性点NP間の電圧との偏差に第2伝達関数G(s)を乗じた値を足し合わせて、電圧オフセット成分VOFSを算出し、電圧オフセット成分VOFSを電圧指令値Vi *=Vu*,Vv*,Vw*に加算して電圧指令値を補正する。
【選択図】図1
【解決手段】第1中性点電位に影響を与えるスイッチングパターンV3,V4,V5,電圧指令値Vi *=Vu*,Vv*,Vw*,出力電流検出値Ii=Iu,Iv,Iwおよび第2中性点NP’に接続されたキャパシタC1,C2が放電する条件に基づいて、中性点電流推定値I^NPを算出し、中性点電流推定値I^NPに第1伝達関数F(s)を乗じた値と、直流電圧源VDCの正極と第1中性点NP間の電圧と直流電圧源VDCの負極と第1中性点NP間の電圧との偏差に第2伝達関数G(s)を乗じた値を足し合わせて、電圧オフセット成分VOFSを算出し、電圧オフセット成分VOFSを電圧指令値Vi *=Vu*,Vv*,Vw*に加算して電圧指令値を補正する。
【選択図】図1
Description
本発明は、 マルチレベル電力変換器における中性点電位制御に関する。
特許文献1には、三相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*と直流電圧Vdcから三相変調率指令値Au*,Av*,Aw*を求め、この三相変調率指令値Au*,Av*,Aw*と三相電流指令値Iu*,Iv*,Iw*から中性点電流を予測し、さらに前記三相変調率指令値Au*,Av*,Aw*の符号と三相電流指令値Iu*,Iv*,Iw*から零相電圧の変動でどれだけ中性点電流を変化させられるか(特許文献1では「中性点電流変化量」と呼称)を求め、中性点電圧の変動を抑制する方式が開示されている。
しかしながら、 特許文献1には以下(1)〜(3)に示す問題点がある。
(1)三相すべての電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*と電流指令値Iu*,Iv*,Iw*を用いて演算を行うため、演算負荷が高く、高価なCPUが必要となる。
(2)除算の演算が必要であり、CPUでの除算は演算負荷が高い。FPGA(Field−Progrmmable Gate array)などの書き換え可能な集積回路のプログラムにおいて、多くのロジックセルと演算時間が必要となり、除算の実装が困難または制御性能が低下し、デジタル化の設計が難しい。
(3)フィルタコンデンサ4−1、4−2の正極P、中性点NP、負極N間の定常的な電圧変動の抑制制御の機能がないため、スイッチング素子の特性にばらつきがある場合や電圧・電流検出値にオフセットが重畳している場合には、電流推定値もオフセットが重畳してしまう恐れがある。その結果、間違った電圧変動の抑制制御を行う可能性があり、時間経過によりフィルタコンデンサ4−1、4−2の電圧変動(アンバランス)が拡大するおそれがある。また、スイッチング素子の特性や各種検出器の特性が時間経過により変化することもあり、この場合も誤った電圧変動の抑制制御でフィルタコンデンサ4−1、4−2の電圧変動(アンバランス)が拡大するおそれがある。
以上示したようなことから、マルチレベル電力変換器において、演算負荷を軽減し、定常的に中性点電位の変動を抑制することが課題となる。
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を1/2に分圧し、この分圧点を第1中性点とする複数の直流電圧源側コンデンサと、前記直流電圧源の両端子に一端が接続されたスイッチング素子の他端間に直列接続され、スイッチング素子の他端間の電圧を1/2に分圧し、この分圧点を第2中性点とし、第1中性点と第2中性点とがスイッチング素子を介して接続された複数のキャパシタと、を備え、直流電圧を電圧指令値に基づいて複数の電圧レベルに変換した交流電圧を出力または交流電圧を直流電圧に変換するマルチレベル電力変換器であって、前記第1中性点電位に影響を与えるスイッチングパターン,電圧指令値,出力電流検出値および第2中性点に接続されたキャパシタが放電する条件に基づいて、中性点電流推定値を算出し、中性点電流推定値に第1伝達関数を乗じた値と、直流電圧源の正極と第1中性点間の電圧と直流電圧源の負極と第1中性点間の電圧との偏差に第2伝達関数を乗じた値を足し合わせて、電圧オフセット成分を算出する中性点電位制御器と、前記電圧オフセット成分を電圧指令値に加算して電圧指令値を補正する加算器と、を備えたことを特徴とする。
また、その一態様として、前記キャパシタが放電する条件は、以下の式により算出することを特徴とする。
さらに、その一態様として、前記中性点電流推定値は、以下の式により算出することを特徴とする。
また、その一態様として、前記第1伝達関数は帯域フィルタと比例ゲインとから成る制御器で構成し、前記第2伝達関数はローパスフィルタと比例ゲインとから成る制御器で構成したことを特徴とする。
本発明によれば、マルチレベル電力変換器において、演算負荷を軽減し、定常的に中性点電位の変動を抑制することが可能となる。
以下、本願発明に係るマルチレベル電力変換器における実施形態を図1〜図2に基づいて詳述する。
[実施形態]
図1に本実施形態におけるマルチレベル変換器のシステム構成を示す。本実施形態のマルチレベル電力変換器は、図1に示すように、三相の5レベル電力変換器である。負荷の代わりに三相交流電源を用いて整流器動作する場合も同様のシステム構成が可能である。
図1に本実施形態におけるマルチレベル変換器のシステム構成を示す。本実施形態のマルチレベル電力変換器は、図1に示すように、三相の5レベル電力変換器である。負荷の代わりに三相交流電源を用いて整流器動作する場合も同様のシステム構成が可能である。
本実施形態におけるマルチレベル電力変換器は、図1に示すように、直流電圧源VDCの正負極PN間に直流電圧源側コンデンサC3,C4が順次直列接続されている。直流電圧源VDCは、整流器によって整流された直流電圧源、または、電池などの直流電圧源で、正極P,負極Nの端子を有する。直流電圧源側コンデンサC3,C4は、直流電圧源VDCの正負極PN間の直流電圧を1/2に分圧する。この分圧点を第1中性点NPとする。
直流電圧源VDCの正負極PNに第5,第8スイッチング素子S5,S8の一端が接続され、第5,第8スイッチング素子S5,S8の他端間にキャパシタC1,C2が直列接続される。キャパシタC1,C2は第5,第8スイッチング素子の他端間の電圧を1/2に分圧する。この分圧点を第2中性点NP’とする。
キャパシタC1,C2に対して並列に第1〜第4スイッチング素子S1〜S4が順次直列接続される。また、直流電圧源側コンデンサC3,C4の共通接続点とキャパシタC1,C2の共通接続点との間に双方向スイッチが介挿され、第1,第2スイッチング素子S1,S2の共通接続点と第3,第4スイッチング素子S3,S4の共通接続点との間に第1,第2ダイオードD1,D2が介挿される。前記双方向スイッチは、第6,第7スイッチング素子S6,S7を逆接続して構成されている。なお、第2,第3スイッチング素子S2,S3の共通接続点を出力端子Oとする。
中性点電位制御器1は、出力電流検出値Io=Iu,Iv,Iwと、電圧指令値V*=Vu*,Vv*,Vw*と、直流電圧源側コンデンサC3,C4の電圧偏差(直流電圧源VDCの正極と第1中性点NP間の電圧と直流電圧源VDCの負極と第1中性点NP間の電圧)を入力して、電圧オフセット成分VOFSを出力する。
本実施形態1におけるマルチレベル電力変換器は、表1のスイッチングパターンV1〜V7を用いることで、5レベルの電圧を出力することができる。
図1のシステム構成において、中性点電位VNPは直流電圧源側コンデンサC3とC4の電圧の差分である。直流電圧源側コンデンサC3,C4の静電容量をCNP,中性点電流をINP,図2に示す中性点電位に影響を与えるスイッチングパターン(第1中性点NPと第2中性点NP’との間に電流が流れている状態)V3,V4またはV5のON状態時間をDとすると、中性点電位の変動量ΔVNPは以下の(1)式となる。
次に、三相の5レベル電力変換器において、各相のスイッチングパターンV3とV6となる条件(キャパシタC1,C2が放電となる条件)を、電圧指令値Vi *=Vu*,Vv*,Vw*と、各相の直流電圧源側コンデンサC3とC4の電圧検出値VCI3,VCi4から判別する。今、直流電圧源側コンデンサC3とC4のコンデンサ電圧指令値をVFC *とすると、コンデンサ電圧指令値VFC *と直流電圧源側コンデンサC3の電圧検出値VCi3との偏差,電圧指令値VFC *と直流電圧源側コンデンサC4の電圧検出値VCi3との偏差,および電圧指令値Vi*=Vu*,Vv*,Vw*の正負から、スイッチングパターンがV3またはV6ならば1,それ以外なら0とした判別量kを以下の(2)式のように表せる。
そして、スイッチングパターンV3,V4,V5のときの出力電流検出値Ii=Iu,Iv,Iwとすると、各相の中性点電流推定値I^NPiは前記の判別量ki,電圧指令値Vi *=Vu*,Vv*,Vw*を用いて、以下の(3)式のように表せる。
三相の中性点電流INPU,INPV,INPWの和INPがキャパシタC1とC2の第2中性点NP’に流れることから、中性点電流INPの推定値は以下の(4)式となる。
さらに、中性点電流INPを打ち消す方向に第1伝達関数F(s)を乗じた項と、直流電圧源側コンデンサC3,C4の電圧(直流電圧源VDCの正極と第1中性点NP間の電圧と直流電圧源VDCの負極と第1中性点NP間の電圧)の偏差に第2伝達関数G(s)を乗じた項を足し合わせることにより、電圧オフセット成分VOFSを以下の(5)式のように演算する。
各相の電圧指令値Vi *と電圧オフセット成分VOFSとを加算器3で加算して電圧指令値Vi *を補正し、この加算値をゲート信号作成部2に入力し、図示しない搬送波との振幅比較によりスイッチング素子S1〜S8のゲート信号を出力することにより、中性点の電圧変動の抑制制御ができる。
また、例えば、中性点電位制御器1では、上記(5)式に示す第1伝達関数F(s)は帯域通過フィルタと比例ゲインから成る制御器で構成し、第2伝達関数G(s)はローパスフィルタと比例ゲインから成る制御器で構成することによって、第1伝達関数F(s)の通過周波数と第2伝達関数G(s)の遮断周波数を揃えて帯域を分離でき、高周波成分は中性点電流INPの推定値によるフィードフォワード補償、低周波数成分は中性点電位検出値VNPのフィードバックによる補償とすることで、安定した制御を実現できる。
本実施形態に示すように、マルチレベル電力変換器における中性点電位に影響を与えるスイッチングパターン,電圧指令値VU *,VV *,VW *,出力電流検出値Iu,Iv、Iwおよび第2中性点NP’に接続されるキャパシタC1,C2が放電する条件から中性点電流INPを推定して、中性点電流推定値I^NPおよび中性点電位検出値VNPをそれぞれ利用して電圧オフセット成分VOFSが算出できる。この電圧オフセット成分VOFSを電圧指令値Vi *に加算することにより、中性点電位の変動抑制制御ができるため、従来技術に比べて演算負荷の軽減および定常的な中性点電位の変動抑制制御が可能となる。
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
例えば、本実施形態では、図1に示す回路構成で説明したが、実施形態の回路構成に限定されず、以下のパラメータを利用できるマルチレベル電力変換器の回路構成であればよい。
・中性点電位に影響を与えるスイッチングパターン
・第2中性点に接続されるコンデンサが放電する条件
・電圧指令値Vi *
・出力電流検出値Ii
・中性点電位検出値VNP
・中性点電位に影響を与えるスイッチングパターン
・第2中性点に接続されるコンデンサが放電する条件
・電圧指令値Vi *
・出力電流検出値Ii
・中性点電位検出値VNP
VDC…直流電圧源
NP…第1中性点
NP’…第2中性点
S1〜S8…スイッチング素子
C1,C2…キャパシタ
C3,C4…直流電圧源側コンデンサ
1…中性点電位制御器
2…ゲート信号作成部
3…加算器
NP…第1中性点
NP’…第2中性点
S1〜S8…スイッチング素子
C1,C2…キャパシタ
C3,C4…直流電圧源側コンデンサ
1…中性点電位制御器
2…ゲート信号作成部
3…加算器
Claims (4)
- 直流電圧源の両端子間に直列接続され、両端子間の直流電圧を1/2に分圧し、この分圧点を第1中性点とする複数の直流電圧源側コンデンサと、
前記直流電圧源の両端子に一端が接続されたスイッチング素子の他端間に直列接続され、スイッチング素子の他端間の電圧を1/2に分圧し、この分圧点を第2中性点とし、第1中性点と第2中性点とをスイッチング素子を介して接続された複数のキャパシタと、を備え、
直流電圧を電圧指令値に基づいて複数の電圧レベルに変換した交流電圧を出力または交流電圧を直流電圧に変換するマルチレベル電力変換器であって、
前記第1中性点電位に影響を与えるスイッチングパターン,電圧指令値,出力電流検出値および第2中性点に接続されたキャパシタが放電する条件に基づいて、中性点電流推定値を算出し、中性点電流推定値に第1伝達関数を乗じた値と、直流電圧源の正極と第1中性点間の電圧と直流電圧源の負極と第1中性点間の電圧との偏差に第2伝達関数を乗じた値を足し合わせて、電圧オフセット成分を算出する中性点電位制御器と、
前記電圧オフセット成分を電圧指令値に加算して電圧指令値を補正する加算器と、を備えたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。 - 前記第1伝達関数は帯域フィルタと比例ゲインとから成る制御器で構成し、前記第2伝達関数はローパスフィルタと比例ゲインとから成る制御器で構成したことを特徴とする請求項1〜3のうち何れか1項に記載のマルチレベル電力変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014137461A JP2016015847A (ja) | 2014-07-03 | 2014-07-03 | マルチレベル電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2014137461A JP2016015847A (ja) | 2014-07-03 | 2014-07-03 | マルチレベル電力変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2016015847A true JP2016015847A (ja) | 2016-01-28 |
Family
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Family Applications (1)
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JP2014137461A Pending JP2016015847A (ja) | 2014-07-03 | 2014-07-03 | マルチレベル電力変換器 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP2016015847A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN107612319A (zh) * | 2017-08-10 | 2018-01-19 | 许继电气股份有限公司 | 三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置 |
JP2018019492A (ja) * | 2016-07-27 | 2018-02-01 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
-
2014
- 2014-07-03 JP JP2014137461A patent/JP2016015847A/ja active Pending
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JP2018019492A (ja) * | 2016-07-27 | 2018-02-01 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
CN107612319A (zh) * | 2017-08-10 | 2018-01-19 | 许继电气股份有限公司 | 三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置 |
CN107612319B (zh) * | 2017-08-10 | 2020-01-31 | 许继电气股份有限公司 | 三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置 |
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