JP2016015816A - 5レベル変換器の制御装置 - Google Patents
5レベル変換器の制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016015816A JP2016015816A JP2014136372A JP2014136372A JP2016015816A JP 2016015816 A JP2016015816 A JP 2016015816A JP 2014136372 A JP2014136372 A JP 2014136372A JP 2014136372 A JP2014136372 A JP 2014136372A JP 2016015816 A JP2016015816 A JP 2016015816A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- level converter
- phases
- neutral point
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】中アームのスイッチング素子が存在する回路構成の5レベル変換器において、中性点電位のアンバランスを小さくする。
【解決手段】5レベル変換器の3相の各相中性点電流推定値の和を算出する手段(11〜15)と、前記推定値の和を入力とし、3次高調波を超える帯域を通過させて第1の補償量を演算する手段(21〜23)と、5レベル変換器の中性点を挟む2つの直流電圧源の各検出電圧の偏差量(VC1−VC2)を入力とし、3次高調波未満の帯域を通過させて第2の補償量を演算する手段(31〜33)と、前記2つの補償量の合計補償量に、有効電力の向きを表す符号を積算して電圧オフセット量を演算する手段(41、42)と、を備え、前記電圧オフセット量を前記3相各相の補正前の電圧指令値VU *,VV *,VW *に加算した補正後の電圧指令値VU2*,VV2*,VW2*によって、5レベル変換器をPWM制御する。
【選択図】図2
【解決手段】5レベル変換器の3相の各相中性点電流推定値の和を算出する手段(11〜15)と、前記推定値の和を入力とし、3次高調波を超える帯域を通過させて第1の補償量を演算する手段(21〜23)と、5レベル変換器の中性点を挟む2つの直流電圧源の各検出電圧の偏差量(VC1−VC2)を入力とし、3次高調波未満の帯域を通過させて第2の補償量を演算する手段(31〜33)と、前記2つの補償量の合計補償量に、有効電力の向きを表す符号を積算して電圧オフセット量を演算する手段(41、42)と、を備え、前記電圧オフセット量を前記3相各相の補正前の電圧指令値VU *,VV *,VW *に加算した補正後の電圧指令値VU2*,VV2*,VW2*によって、5レベル変換器をPWM制御する。
【選択図】図2
Description
本発明は、中アームにスイッチング素子が存在する回路構成の5レベル変換器において、中性点電流推定を利用して中性点電位のバランス制御を行う技術に関する。
3レベル電圧を出力することができる3レベル変換器(3レベルインバータ)において、中性点電位のバランスを制御する方法としては、従来、例えば特許文献1、2に記載の制御法が提案されている。
特許文献1は、以下の3パターンにおいて各々中性点に流れる電流を推定し、最適なパターンを選択する制御法である。
(1)電圧指令値を補正しない第1のパターン。
(2)3相電圧指令のうちで最高値となる相の電圧指令が正側の最高値になるようなオフセットを加算する第2のパターン。
(3)3相電圧指令のうちで最低値となる相の電圧指令が負側の最低値になるようなオフセットを加算する第3のパターン。
また特許文献2は、出力電圧指令値と電流指令値から中性点電流を推定し、中性点電位のアンバランスを抑制する方式である。加算すべき零相電圧の符号と大きさを決定する方法として、3相すべての電圧指令値と電流を用いて、ある一定値の零相電圧の変動でどれだけ中性点電流を変化することができるか(特許文献2内では「中性点電流変化量」と呼称)を求めている。
また、上、下アームのスイッチング素子の他に中アームのスイッチング素子を備えた5レベル変換器は例えば図3のように構成されている。
図3において、直流電源の正、負極端P、N間には、直流電圧源としてのコンデンサC1,C2が直列に接続されている。前記正極端Pには、上アーム側スイッチング素子S5,S6が直列に接続され、負極端Nには、下アーム側スイッチング素子S8,S7が直列に接続されている。尚、前記上アーム側スイッチング素子および下アーム側スイッチング素子は各々2個に限らず、耐圧に応じて各々1個又は各々3個以上設ける構成であってもよい。
上アーム側スイッチング素子S6と下アーム側スイッチング素子S7の間には、スイッチング素子S1〜S4が順次直列に接続されている。スイッチング素子S1およびS2の共通接続点とスイッチング素子S3およびS4の共通接続点の間には、ダイオードD1のカソード、アノードおよびダイオードD2のカソード、アノードが順次直列に接続されている。
スイッチング素子S1およびS6の共通接続点とスイッチング素子S4およびS7の共通接続点の間にはコンデンサC3,C4が直列に接続されている。前記ダイオードD1およびD2およびコンデンサC3およびC4の共通接続点と、コンデンサC1およびC2の共通接続点である中性点NPの間には、互いに逆の耐圧方向に制御できるスイッチング素子S9,S10が、互いに逆方向に直列に接続されている。
前記スイッチング素子S1〜S10を各々ON,OFF制御することによって、スイッチング素子S2およびS3の共通接続点Oと中性点NPとの間に5レベルの電圧を出力することができる。
特許文献1の制御法は、有効電力・無効電力・高調波を問わず電流が流れていれば中性点電位を制御できる。しかし、前記3パターンすべての中性点電流を推定するため、特許文献1の図1に記載のように中性点電流推定回路が3つ必要になる。このため、CPUなどデジタル回路では演算負荷が増大し、アナログ回路であれば部品点数が増加してしまう。
さらに特許文献1では、中性点電位が所定のリミット値を超えたかどうかを判定し、このリミット値を超えてから制御が動作を開始するという特徴がある。そのため、制御開始までの遅延によりアンバランスが大きくなってしまう。
また、特許文献2の制御法は次の問題点がある。
(1)3相すべての電圧・電流信号を用いて演算を行うため、演算負荷が増加する。
(2)除算の演算が必要でCPUでの除算は演算負荷が高く、多くのロジックセルと演算時間を必要とするため、FPGA(Field Programable Gate Array)では除算の実装が困難となり、デジタル化における設計が難しい。
(3)定常的なバランス補正機能がなく、スイッチング素子の特性にばらつきがある場合や電圧および電流検出値にオフセットが重畳している場合、電流推定値にもオフセットが重畳し間違った補償を行い、時間経過により中性点電位のアンバランスが拡大する。また、スイッチング素子特性や電圧および電流検出器の特性が時間経過により変化することもあり、この場合も中性点電位のアンバランスが拡大する可能性がある。
また、図3に示す5レベル変換器では、上、下アームのスイッチング素子の他に中アームのスイッチング素子が存在するため、中性点電流の振る舞いが特許文献1、2に開示されている3レベルインバータとは異なる。このため、特許文献1、2の中性点電位のアンバランス制御を図3の5レベル変換器に適用することはできない。
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、中アームのスイッチング素子が存在する回路構成の5レベル変換器において、中性点電位のアンバランスを小さくすることができる5レベル変換器の制御装置を提供することにある。
上記課題を解決するための請求項1に記載の5レベル変換器の制御装置は、直流電源と、該直流電源の正、負極端間に直列接続された第1および第2の直流電圧源とを備え、
前記直流電源の正極端に上アーム側スイッチング素子の一端を接続し、直流電源の負極端に下アーム側スイッチング素子の一端を接続し、互いに逆の耐圧方向に制御できるスイッチング素子から成る中アーム側スイッチング素子の一端を、前記第1および第2の直流電圧源の共通接続点である中性点に接続し、前記上アーム側スイッチング素子の他端と下アーム側スイッチング素子の他端との間に第1〜第4のスイッチング素子を順次直列に接続し、前記第1および第2のスイッチング素子の共通接続点と第3および第4のスイッチング素子の共通接続点の間に第1および第2のダイオードを直列に接続し、前記上アーム側スイッチング素子および第1のスイッチング素子の共通接続点と下アーム側スイッチング素子および第4のスイッチング素子の共通接続点との間に第1および第2のコンデンサを直列に接続し、前記中アーム側スイッチング素子の他端と、第1および第2のコンデンサの共通接続点と、第1および第2のダイオードの共通接続点とを共通に接続して構成した電力変換部を3相分設け、
前記各相の電力変換部の第2および第3のスイッチング素子の共通接続点を3相各相の出力端とした5レベル変換器の制御装置であって、
前記5レベル変換器の3相各相の補正前の電圧指令値から、前記5レベル変換器を補正前の電圧指令値によりPWM制御した場合に生じる3相の各相中性点電流推定値の和を、中性点電流推定値として算出する中性点電流推定手段と、
前記算出された中性点電流推定値を入力とし、設定した次数の高調波を超える周波数帯域を通過させて中性点電流推定による第1の補償量を演算する第1の補償量演算手段と、
前記第1および第2の直流電圧源の各電圧の偏差量を入力とし、前記設定した次数の高調波未満の周波数帯域を通過させて直流電圧偏差による第2の補償量を演算する第2の補償量演算手段と、
前記演算された第1および第2の補償量を加算した合計補償量に、有効電力の正方向又は負方向を表す符号を積算して電圧オフセット量を演算する電圧オフセット量演算手段と、を備え、
前記演算された電圧オフセット量を前記3相各相の補正前の電圧指令値に加算した補正後の電圧指令値によって、前記5レベル変換器をPWM制御することを特徴としている。
前記直流電源の正極端に上アーム側スイッチング素子の一端を接続し、直流電源の負極端に下アーム側スイッチング素子の一端を接続し、互いに逆の耐圧方向に制御できるスイッチング素子から成る中アーム側スイッチング素子の一端を、前記第1および第2の直流電圧源の共通接続点である中性点に接続し、前記上アーム側スイッチング素子の他端と下アーム側スイッチング素子の他端との間に第1〜第4のスイッチング素子を順次直列に接続し、前記第1および第2のスイッチング素子の共通接続点と第3および第4のスイッチング素子の共通接続点の間に第1および第2のダイオードを直列に接続し、前記上アーム側スイッチング素子および第1のスイッチング素子の共通接続点と下アーム側スイッチング素子および第4のスイッチング素子の共通接続点との間に第1および第2のコンデンサを直列に接続し、前記中アーム側スイッチング素子の他端と、第1および第2のコンデンサの共通接続点と、第1および第2のダイオードの共通接続点とを共通に接続して構成した電力変換部を3相分設け、
前記各相の電力変換部の第2および第3のスイッチング素子の共通接続点を3相各相の出力端とした5レベル変換器の制御装置であって、
前記5レベル変換器の3相各相の補正前の電圧指令値から、前記5レベル変換器を補正前の電圧指令値によりPWM制御した場合に生じる3相の各相中性点電流推定値の和を、中性点電流推定値として算出する中性点電流推定手段と、
前記算出された中性点電流推定値を入力とし、設定した次数の高調波を超える周波数帯域を通過させて中性点電流推定による第1の補償量を演算する第1の補償量演算手段と、
前記第1および第2の直流電圧源の各電圧の偏差量を入力とし、前記設定した次数の高調波未満の周波数帯域を通過させて直流電圧偏差による第2の補償量を演算する第2の補償量演算手段と、
前記演算された第1および第2の補償量を加算した合計補償量に、有効電力の正方向又は負方向を表す符号を積算して電圧オフセット量を演算する電圧オフセット量演算手段と、を備え、
前記演算された電圧オフセット量を前記3相各相の補正前の電圧指令値に加算した補正後の電圧指令値によって、前記5レベル変換器をPWM制御することを特徴としている。
また、請求項3に記載の5レベル変換器の制御装置は、前記中性点電流推定手段は、前記5レベル変換器の3相各相の補正前の電圧指令値の絶対値|V*|が0.5pu(perunit:単位法)よりも大きいときに−|V*|+1を各々出力し、絶対値|V*|が0.5pu以下のときに|V*|を各々出力する3相各相の演算器と、0.5から前記演算器の各出力値を各々減算する3相各相の減算器と、前記減算器の出力値と、5レベル変換器の各々対応する相の出力電流検出値又は電流指令値を各々積算する3相各相の乗算器と、前記3相各相の乗算器の出力の絶対値を各々演算する3相各相の絶対値演算器と、前記3相各相の絶対値演算器の出力の和を演算する加算器と、を備えたことを特徴としている。
上記構成において、第1および第2の補償量を基に演算した電圧オフセット量により電圧指令値を補正し、その補正後の電圧指令値によってPWM制御を行うことにより、5レベル変換器の中性点電位のバランスが制御される。
設定した次数の高調波を超える周波数帯域の中性点電位のアンバランスは中性点電流推定による第1の補償量により補償され、設定した次数の高調波未満の周波数帯域の中性点電位のアンバランスは直流電圧偏差による第2の補償量により補償され、これによって中性点電位のアンバランスを小さくすることができる。
また、スイッチング素子や電流検出器の特性が原因で中性点電流推定値にオフセットが重畳しても、ハイパスフィルタによりそのオフセット成分を除去できるため、定常的な中性点電位のアンバランスを小さくすることができる。
また、請求項2に記載の5レベル変換器の制御装置は、前記設定した高調波の次数は3であることを特徴としている。
上記構成によれば、原理的に補償の難しい基本波の3倍の周波数(3次高調波、例えば、基本波が50Hzであれば150Hz)の中性点電位のアンバランスを無視する(補償しない)ことにより、不要な零相電圧の加算を抑制することができ、過変調を防ぐことができる。
(1)請求項1〜3に記載の発明によれば、中アームのスイッチング素子が存在する回路構成の5レベル変換器において、中性点電位の脈動を抑制し、中性点電位のアンバランスを小さくすることができる。
(2)請求項2に記載の発明によれば、原理的に補償の難しい基本波の3倍の周波数(3次高調波、例えば、基本波が50Hzであれば150Hz)の中性点電位のアンバランスを無視する(補償しない)ことにより、不要な零相電圧の加算を抑制することができ、過変調を防ぐことができる。
(2)請求項2に記載の発明によれば、原理的に補償の難しい基本波の3倍の周波数(3次高調波、例えば、基本波が50Hzであれば150Hz)の中性点電位のアンバランスを無視する(補償しない)ことにより、不要な零相電圧の加算を抑制することができ、過変調を防ぐことができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。図1は本発明が適用される5レベル変換器の3相回路構成の一例を示し、図2は本発明の実施例の制御装置のブロック図を示している。図1において図3と同一部分は同一符号をもって示している。
図1では、直流電源VDCの電圧を2分圧(VC1とVC2)するコンデンサC1およびC2の直列回路に対して、図3の5レベル変換器のコンデンサC3,C4、ダイオードD1,D2およびスイッチング素子S1〜S10と同一に構成された電力変換部を、3相分(100U,100V,100W)併設することによって、3相の5レベル変換器が構成されている。
各相の電力変換部100U,100V,100Wの、中アームのスイッチング素子S10の端部は中性点NPに各々接続され、スイッチング素子S2およびS3の共通接続点は3相各相の出力端子U,V,Wに各々接続されている。
直流電源VDCの電圧を4E、コンデンサC1,C2の電圧を各々2E、コンデンサC3,C4の電圧を各々Eとすると、各スイッチング素子S1〜S10をON,OFF動作させることによって、中性点NPを基準として各相出力端子U,V,Wに、2E,E,0,−E,−2Eの5レベルの電圧を発生させることができる。
3相のうち、例えばU相の電力変換部100Uのスイッチング素子S1〜S10のスイッチングパターンの例を以下に示す。
(1)スイッチング素子S1,S2,S5,S6を各々ON制御し、S3,S4,S7〜S10を各々OFF制御すると、電流はNP→C1→S5→S6→S1→S2→Uの経路で流れ、出力端子Uには2Eの電圧が得られる。
(2)スイッチング素子S1,S2,S9,S10を各々ON制御し、S3〜S8を各々OFF制御すると、電流はNP→S10→S9→C3→S1→S2→Uの経路で流れ、出力端子UにはEの電圧が得られる。このパターン(2)において、コンデンサC3は放電される。
(3)スイッチング素子S2,S3,S5,S6を各々ON制御し、S1,S4,S7〜S10を各々OFF制御すると、電流はNP→C1→S5→S6→C3→D1→S2→Uの経路で流れ、出力端子UにはEの電圧が得られる。このパターン(3)において、コンデンサC3は充電される。
(4)スイッチング素子S2,S3,S9,S10を各々ON制御し、S1,S4,S5〜S8を各々OFF制御すると、電流はNP→S10→S9→D1→S2→Uの経路で流れ、出力端子Uの電圧は零となる。
(5)スイッチング素子S3,S4,S9,S10を各々ON制御し、S1,S2,S5〜S8を各々OFF制御すると、電流はNP→S10→S9→C4→S4→S3→Uの経路で流れ、出力端子Uには−Eの電圧が得られる。このパターン(5)において、コンデンサC4は充電される。
(6)スイッチング素子S2,S3,S7,S8を各々ON制御し、S1,S4,S5,S6,S9,S10を各々OFF制御すると、電流はNP→C2→S8→S7→C4→D1→S2→Uの経路で流れ、出力端子Uには−Eの電圧が得られる。このパターン(6)において、コンデンサC4は放電される。
(7)スイッチング素子S3,S4,S7,S8を各々ON制御し、S1,S2,S5,S6,S9,S10を各々OFF制御すると、電流はNP→C2→S8→S7→S4→S3→Uの経路で流れ、出力端子Uには−2Eの電圧が得られる。
尚、V相、W相の電力変換部100V、100Wのスイッチング素子S1〜S10も前記と同様にON、OFF制御される。
次に、制御装置を示す図2において、VU *,VV *,VW *は図1の5レベル変換器の各出力相の電圧指令値を示し、VC1,VC2は、図1の直流電圧源であるコンデンサC1,C2の各電圧を電圧検出器により検出した直流電圧を示し、VU2*,VV2*,VW2*は図1の5レベル変換器の各出力相の補正後の電圧指令値を示している。
11U,11V,11Wは、電圧指令値VU *,VV *,VW *の絶対値の大きさに応じて、次の式(1)で定義される係数を出力する演算器である。
上記式(1)は、電圧指令値の絶対値|V*|が0.5pu(perunit:単位法)(基準値に対する倍数であり、パーセンテージ法では50%)よりも大きいときに−|V*|+1を出力し、電圧指令値の絶対値|V*|が0.5pu以下のときに|V*|を出力することを意味している。
12U,12V,12Wは、0.5から演算器11U,11V,11Wの各出力を減算する減算器である。
13U,13V,13Wは、減算器12U,12V,12Wの各出力結果と対応する相のインバータ(図1の5レベル変換器)出力電流検出値IU,IV,IWとの積を各々演算する乗算器である。この乗算器13U,13V,13Wの出力結果は、前記電圧指令値VU *,VV *,VW *によって5レベル変換器をPWM制御した場合に生じる、各対応する相の中性点電流を推定した結果に相当する。
14U,14V,14Wは、各相中性点電流推定値(乗算器13U,13V,13Wの各出力)を絶対値化する絶対値演算器(ABS)である。
15は各相の絶対値演算器14U,14V,14Wの出力の和を演算する加算器である。
前記演算器11U,11V,11W、減算器12U,12V,12W、乗算器13U,13V,13W、絶対値演算器14U,14V,14Wおよび加算器15によって、本発明の中性点電流推定手段を構成している。
21は加算器15の出力(中性点電流推定値)にゲインかけるゲインアンプである。
22は、ゲインアンプ21の出力から、設定した次数(例えば3次)の高調波(例えば150Hz)を超える周波数帯域を抽出するハイパスフィルタである。
23はハイパスフィルタ22の出力からPWMスイッチングノイズを除去するためのローパスフィルタである。
前記ゲインアンプ21、ハイパスフィルタ22およびローパスフィルタ23によって本発明の中性点電流推定による第1の補償量を演算する第1の補償量演算手段を構成している。
31は、図1のコンデンサC1,C2の各電圧を電圧検出器により検出した直流電圧VC1,VC2から、中性点電位のアンバランスVC1−VC2を演算する減算器である。
32は、減算器31の出力(中性点電位のアンバランスVC1−VC2)にゲインKpをかけ、重畳する零相電圧の指令値を演算するゲインアンプである。
33は、ゲインアンプ32の出力から設定した次数(例えば3次)の高調波(例えば150Hz)未満の周波数帯域を抽出し、中性点電位のアンバランスからPWMのスイッチングのノイズや無効電力出力時に発生する3次高調波の脈動などを除去するローパスフィルタである。
前記減算器31、ゲインアンプ32およびローパスフィルタ33によって、本発明の直流電圧偏差による第2の補償量を演算する第2の補償量演算手段を構成している。
41は、ローパスフィルタ23の出力(第1の補償量:中性点電流推定による補償成分)とローパスフィルタ33の出力(第2の補償量:直流電圧偏差による補償成分)を加算する加算器である。
42は、検出した有効電力の正方向、負方向に応じて、正方向の場合は「1」の符号を、負方向の場合は「−1」の符号を、前記加算器41の演算結果に乗算して電圧オフセットVOFSを演算する乗算器である。
前記加算器41および乗算器42によって、本発明の電圧オフセット量演算手段を構成している。
51U,51V,51Wは、電圧指令値VU *,VV *,VW *にそれぞれ電圧オフセットVOFSを加算する加算器である。
加算器51U,51V,51Wによる加算後の電圧指令値をVU2*,VV2*,VW2*と定義し、図示省略のPWM変調器でキャリア信号との振幅比較によるPWM変調によりゲート信号を生成し、インバータ(図1の5レベル変換器)を駆動する。
上記構成において、フィルタにより周波数帯域を分離し、例えば150Hz未満の中性点電位のアンバランスは直流電圧検出値VC1,VC2の偏差により補償し、150Hを超える中性点電位のアンバランスは中性点電流推定値により補償する。
150Hz(基本波の3倍の周波数)の脈動はインバータが無効電力を出力する際に必ず発生し、完全な除去は不可能である。そのため、除去できない150Hzの脈動を無視することにより、不要な零相電圧の加算を抑制でき、過変調を防ぐことができる。
また、スイッチング素子や電流検出器の特性が原因で電流推定値にオフセットが重畳しても、ハイパスフィルタ22によりこのオフセット成分を除去できるため、定常的な中性点電位のアンバランスを小さくすることができる。
尚、前記電圧指令値VU *,VV *,VW *は、上記の実施例のようにフィードフォワードで与えられるものでもよく、また、電流制御回路や電圧制御回路を構成し、インバータ出力電流の検出値と指令値を比較した偏差のアンプ出力結果を用いてもよく、また、インバータ出力電圧の検出値と指令値を比較した偏差のアンプ出力結果を用いてもよい。
さらに、インバータ出力電流検出値IU,IV,IWは、PWMスイッチングノイズを除去するためローパスフィルタを追加してもよい。また、電流制御を構成している場合は電流指令値を使用することもできる。電流指令値であればノイズや外乱、検出やフィルタの遅延がないため中性点電位制御の効果が高くなる。
11U,11V,11W…演算器
12U,12V,12W、31…減算器
13U,13V,13W、42…乗算器
14U,14V,14W…絶対値演算器
15、41、51U,51V,51W…加算器
21、32…ゲインアンプ
22…ハイパスフィルタ
23、33…ローパスフィルタ
100U,100V,100W…電力変換部
VDC…直流電源
C1〜C4…コンデンサ
D1,D2…ダイオード
S1〜S10…スイッチング素子
NP…中性点
12U,12V,12W、31…減算器
13U,13V,13W、42…乗算器
14U,14V,14W…絶対値演算器
15、41、51U,51V,51W…加算器
21、32…ゲインアンプ
22…ハイパスフィルタ
23、33…ローパスフィルタ
100U,100V,100W…電力変換部
VDC…直流電源
C1〜C4…コンデンサ
D1,D2…ダイオード
S1〜S10…スイッチング素子
NP…中性点
Claims (3)
- 直流電源と、該直流電源の正、負極端間に直列接続された第1および第2の直流電圧源とを備え、
前記直流電源の正極端に上アーム側スイッチング素子の一端を接続し、直流電源の負極端に下アーム側スイッチング素子の一端を接続し、互いに逆の耐圧方向に制御できるスイッチング素子から成る中アーム側スイッチング素子の一端を、前記第1および第2の直流電圧源の共通接続点である中性点に接続し、前記上アーム側スイッチング素子の他端と下アーム側スイッチング素子の他端との間に第1〜第4のスイッチング素子を順次直列に接続し、前記第1および第2のスイッチング素子の共通接続点と第3および第4のスイッチング素子の共通接続点の間に第1および第2のダイオードを直列に接続し、前記上アーム側スイッチング素子および第1のスイッチング素子の共通接続点と下アーム側スイッチング素子および第4のスイッチング素子の共通接続点との間に第1および第2のコンデンサを直列に接続し、前記中アーム側スイッチング素子の他端と、第1および第2のコンデンサの共通接続点と、第1および第2のダイオードの共通接続点とを共通に接続して構成した電力変換部を3相分設け、
前記各相の電力変換部の第2および第3のスイッチング素子の共通接続点を3相各相の出力端とした5レベル変換器の制御装置であって、
前記5レベル変換器の3相各相の補正前の電圧指令値から、前記5レベル変換器を補正前の電圧指令値によりPWM制御した場合に生じる3相の各相中性点電流推定値の和を、中性点電流推定値として算出する中性点電流推定手段と、
前記算出された中性点電流推定値を入力とし、設定した次数の高調波を超える周波数帯域を通過させて中性点電流推定による第1の補償量を演算する第1の補償量演算手段と、
前記第1および第2の直流電圧源の各電圧の偏差量を入力とし、前記設定した次数の高調波未満の周波数帯域を通過させて直流電圧偏差による第2の補償量を演算する第2の補償量演算手段と、
前記演算された第1および第2の補償量を加算した合計補償量に、有効電力の正方向又は負方向を表す符号を積算して電圧オフセット量を演算する電圧オフセット量演算手段と、を備え、
前記演算された電圧オフセット量を前記3相各相の補正前の電圧指令値に加算した補正後の電圧指令値によって、前記5レベル変換器をPWM制御することを特徴とする5レベル変換器の制御装置。 - 前記設定した高調波の次数は3であることを特徴とする請求項1に記載の5レベル変換器の制御装置。
- 前記中性点電流推定手段は、
前記5レベル変換器の3相各相の補正前の電圧指令値の絶対値|V*|が0.5pu(perunit:単位法)よりも大きいときに−|V*|+1を各々出力し、絶対値|V*|が0.5pu以下のときに|V*|を各々出力する3相各相の演算器と、
0.5から前記演算器の各出力値を各々減算する3相各相の減算器と、
前記減算器の出力値と、5レベル変換器の各々対応する相の出力電流検出値又は電流指令値を各々積算する3相各相の乗算器と、
前記3相各相の乗算器の出力の絶対値を各々演算する3相各相の絶対値演算器と、
前記3相各相の絶対値演算器の出力の和を演算する加算器と、
を備えたことを特徴とする請求項1又は2に記載の5レベル変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014136372A JP2016015816A (ja) | 2014-07-02 | 2014-07-02 | 5レベル変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014136372A JP2016015816A (ja) | 2014-07-02 | 2014-07-02 | 5レベル変換器の制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016015816A true JP2016015816A (ja) | 2016-01-28 |
Family
ID=55231621
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014136372A Pending JP2016015816A (ja) | 2014-07-02 | 2014-07-02 | 5レベル変換器の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016015816A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109149962A (zh) * | 2018-09-03 | 2019-01-04 | 中国商用飞机有限责任公司北京民用飞机技术研究中心 | 基于电压参考信号补偿直流供电系统稳定性的方法和装置 |
CN109347354A (zh) * | 2018-11-26 | 2019-02-15 | 合肥科威尔电源系统有限公司 | 基于三次谐波注入的中点电压纹波抑制装置及方法 |
JP2019205339A (ja) * | 2018-05-23 | 2019-11-28 | ニデック エーエスアイ エス.ピー.エー. | 電力変換器 |
-
2014
- 2014-07-02 JP JP2014136372A patent/JP2016015816A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019205339A (ja) * | 2018-05-23 | 2019-11-28 | ニデック エーエスアイ エス.ピー.エー. | 電力変換器 |
CN110535370A (zh) * | 2018-05-23 | 2019-12-03 | 尼得科安萨工业系统有限公司 | 电力转换器 |
JP7345276B2 (ja) | 2018-05-23 | 2023-09-15 | ニデック エーエスアイ エス.ピー.エー. | 電力変換器 |
CN109149962A (zh) * | 2018-09-03 | 2019-01-04 | 中国商用飞机有限责任公司北京民用飞机技术研究中心 | 基于电压参考信号补偿直流供电系统稳定性的方法和装置 |
CN109347354A (zh) * | 2018-11-26 | 2019-02-15 | 合肥科威尔电源系统有限公司 | 基于三次谐波注入的中点电压纹波抑制装置及方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5097453B2 (ja) | 電力変換装置 | |
US11750080B2 (en) | Power conversion device | |
JP6225418B2 (ja) | 3レベルインバータの制御装置 | |
US9780692B2 (en) | Control device of neutral-point-clamped power converter apparatus, and control method of neutral-point-clamped power converter apparatus | |
JP5192258B2 (ja) | クランプ式電力変換装置 | |
JP2015195678A (ja) | 電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法 | |
KR101929519B1 (ko) | 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 npc 인버터 시스템 및 그 제어 방법 | |
JP2013255317A (ja) | 3レベルインバータの制御装置 | |
EP3109993A1 (en) | Power conversion device control method | |
JP5051127B2 (ja) | 電力変換装置およびその制御方法 | |
JP6730946B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
JP6538544B2 (ja) | 自励式無効電力補償装置 | |
JP6544170B2 (ja) | 3レベルインバータの制御装置 | |
JP6396135B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2016015816A (ja) | 5レベル変換器の制御装置 | |
JP6394401B2 (ja) | 5レベル電力変換器および制御方法 | |
JP2016046962A (ja) | マルチレベル電力変換装置 | |
JP2010288437A (ja) | 電力変換装置の制御方法,無停電電源装置,並列型瞬低補償装置 | |
JP5953881B2 (ja) | 3レベル整流器の制御装置 | |
JP5787053B2 (ja) | 3相v結線コンバータの制御装置 | |
JP2016007119A (ja) | 3レベルインバータの並列接続システムの制御方法および3レベルインバータの並列接続システム | |
JP2019054569A (ja) | 3レベル電力変換器 | |
JP2012080666A (ja) | 電力変換装置 | |
JP2016015847A (ja) | マルチレベル電力変換器 | |
JP6207796B2 (ja) | 電力変換装置 |