JP2013255317A - ３レベルインバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】有効電力および無効電力の有無や、力率の如何を問わず中性点電位のアンバランスを抑制する。
【解決手段】
零相電圧算出部３により中性点電圧の偏差Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２に基づいて零相電圧指令値を算出し、動作判定部２によりインバータにおける有効電力の入出力を判定すると共に、インバータにおける電圧電流間位相角の正負を判定し、補正電圧指令値算出部４により動作判定部２における有効電力の判定に基づいて電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に加算する零相電圧指令値における直流成分の符号を決定し、前記動作判定部２における電圧電流位相角の正負の判定に基づいて電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に加算する零相電圧指令値における６次高調波の符号を決定し、前記符号が決定された零相電圧指令値における直流成分と６次高調波を電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に加算して補正電圧指令値を算出する。
【選択図】図３

Description

本発明は、 ３レベルインバータに係り、特に中性点電位のバランス制御に関する。

図１や図２に示す３レベルインバータでは、負荷などの条件や、スイッチング素子，直流コンデンサの特性のばらつき等により中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２にアンバランスが生じることがある。この中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスは、「スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４に印加される電圧が過大になる」，「インバータから出力する電圧・電流波形にひずみ生じる」などの問題を引き起こす。

この中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のアンバランスに対する解決策としては、インバータが有効電力を入出力する場合、出力電圧の零相に直流のオフセットを加える方法が従来から知られている。また、インバータが無効電力を入出力する場合は、特許文献１に記載されているように出力電圧の零相に６次高調波を加えればよい。

特開平０７−０７９５７４号公報 特開平０７−１３５７８２号公報

しかしながら、特許文献１では負荷としてモータＭなどのＬ負荷（遅れ力率の負荷）のみ駆動することを前提としているため、負荷にコンデンサ（進み力率の負荷）が接続されると対応できず、逆に中性点電位のアンバランスを拡大させてしまう。

また、特許文献１では重畳させる高調波を数式６に基づいて求めている が、特許文献１の段落［００３６］には「直流成分Ａ₀´はｓｉｎφまたは−ｓｉｎφに比例するので、力率＝０のときに最大となり、その極性は駆動／制動モード何れも同じになる。」と記載されている。しかし、力率が零（ｃｏｓφ＝０）となる位相角は、φ＝π／２（遅れ力率）の他にφ＝３π／２（進み力率）もある。ｓｉｎφはφ＝π／２かφ＝３π／２かで極性が反転するため、特許文献１にある数式６の直流成分Ａ０´も、進み力率か遅れ力率かで極性が反転する。そのため、進み力率か遅れ力率かを検出して極性を切り換える必要があるが、特許文献１では段落［００４５］に記載されているように、極性切り換えが不要であることを特長としているため、進み力率負荷には適用できない。

この問題点を解決するための技術として特許文献２が開示されている。特許文献２では力率を検出し、力率により重畳させる偶数次高調波の位相を変化させている。しかし、力率の検出は除算やｔａｎ^-1などの演算が必要になり、演算負荷が高いという問題がある。

さらに、特許文献１および特許文献２における中性点電位制御方法では、アクティブフィルタのように高調波電流のみを出力する用途や、負荷の不平衡を補償する用途では進み力率か遅れ力率か判断できないため、特許文献１や特許文献２のように数式６を用いた演算による中性点電位制御方法では、出力電流が高調波電流のみとなる時にｓｉｎφの符号を定めることができず、中性点電位を制御できない。

以上示したようなことから、有効電力および無効電力の有無や、力率の如何を問わず中性点電位のアンバランスを抑制することが可能な３レベルインバータの制御装置を提供することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、前記複数のコンデンサに印加される３レベルの直流電圧を補正電圧指令値に基づいて交流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた３レベルインバータの制御装置であって、前記各直流端子と前記中性点間の電圧の偏差に基づいて零相電圧指令値を算出する零相電圧算出部と、インバータにおける有効電力の入出を判定すると共に、インバータにおける電圧電流間の位相角の正負を判定する動作判定部と、前記動作判定部における有効電力の判定に基づいて電圧指令値に加算する零相電圧指令値における直流成分の符号を決定し、前記動作判定部における電圧電流位相角の正負の判定に基づいて電圧指令値に加算する零相電圧指令値における６次高調波の符号を決定し、前記符号が決定された零相電圧指令値における直流成分と６次高調波を電圧指令値に加算して補正電圧指令値を算出する補正電圧指令値算出部と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記動作判定部は、インバータ出力電流をｄｑ変換し、回転座標上の値であるｄ軸インバータ出力電流と、ｑ軸インバータ出力電流に変換するｄｑ変換部と、ｄ軸インバータ出力電流の符号を検出する符号検出部と、ｑ軸インバータ出力電流の符号を検出する符号検出部と、制御装置内部の位相情報の６次高調波を算出する６次高調波発生部と、を備え、前記補正電圧指令値算出部は、前記零相電圧指令値と、ｄ軸インバータ出力電流の符号を乗算する第１掛算器と、前記零相電圧指令値と、ｑ軸インバータ出力電流の符号と、６次高調波と、を乗算する第２掛算器と、前記第１掛算器と第２掛算器の出力を足し合わせる第１加算器と、前記第１加算器の出力と電圧指令値とを加算し補正電圧指令値を算出する第２加算器と、を備えたことを特徴とする。

また、別の態様として、前記動作判定部は、ｄ軸インバータ電流指令値の符号を検出する符号検出部と、ｑ軸インバータ電流指令値の符号を検出する符号検出部と、系統連系点電圧の６次高調波を算出する６次高調波発生部と、を備え、前記補正電圧指令値算出部は、前記零相電圧指令値と、ｄ軸インバータ出力電流の符号を乗算する第１掛算器と、前記零相電圧指令値と、ｑ軸インバータ出力電流の符号と、６次高調波と、を乗算する第２掛算器と、前記第１掛算器と第２掛算器の出力を足し合わせる第１加算器と、前記第１加算器の出力と電圧指令値とを加算し補正電圧指令値を算出する第２加算器と、を備えたことを特徴とする。

また、別の態様として、前記動作判定部は、インバータ出力電流をｄｑ変換し、回転座標上の値であるｄ軸インバータ出力電流と、ｑ軸インバータ出力電流に変換するｄｑ変換部と、ｄ軸インバータ出力電流の出力を制限する第１リミッタと、ｑ軸インバータ出力電流の出力を制限する第２リミッタと、制御装置内部における位相情報の６次高調波を算出する６次高調波発生部と、を備え、前記補正電圧指令値算出部は、前記零相電圧指令値と、第１リミッタの出力を乗算する第１掛算器と、前記零相電圧指令値と、第２リミッタの出力と、６次高調波と、を乗算する第２掛算器と、前記第１掛算器と第２掛算器の出力を足し合わせる第１加算器と、前記第１加算器の出力と電圧指令値とを加算し補正電圧指令値を算出する第２加算器と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、３レベルインバータの制御装置において、有効電力および無効電力の有無や、力率の如何を問わず中性点電位のアンバランスを抑制することが可能となる。

ＮＰＣ型３レベルインバータの主回路を示す構成図である。 Ａ−ＮＰＣ型３レベルインバータの主回路を示す構成図である。 実施形態１における３レベルインバータの制御装置を示すブロック図である。 遅れ力率負荷（Ｌ負荷）駆動時におけるコンデンサ充電に必要な零相電圧指令値とインバータ出力電圧の波形を示すグラフである。 進み力率負荷（Ｃ負荷）駆動時におけるコンデンサ充電に必要な零相電圧指令値とインバータ出力電圧の波形を示すグラフである。 ３相インバータにおける遅れ力率負荷（Ｌ負荷）駆動時のコンデンサ充電に必要な零相電圧指令値とインバータ出力電圧の波形を示すグラフである。 実施形態２における３レベルインバータの制御装置を示すブロック図である。 実施形態３における３レベルインバータの制御装置を示すブロック図である。

以下、実施形態１〜３における３レベルインバータの制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。

［実施形態１］
図１は、ＮＰＣ型３レベルインバータの主回路を示す構成図である。図１に示すように、ＮＰＣ型３レベルインバータの主回路は、直流端子Ｐ，Ｎ間に直列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４と、を備えている。前記コンデンサＣ１，Ｃ２は直流端子Ｐ，Ｎ間の直流電圧を中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２に分圧し、両コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点が中性点を形成する。前記スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４は、自己消弧形半導体素子（トランジスタやＧＴＯ，ＩＧＢＴなどの自己消弧能力を有する素子）とそれら個々の自己消弧形半導体素子に逆並列に接続されたダイオードで構成される。スイッチング素子Ｔ２，Ｔ３には一対のクランプダイオードＤ１，Ｄ２が並列に接続される。

図２は、Ａ−ＮＰＣ型３レベルインバータの主回路を示す構成図である。図２に示すように、Ａ−ＮＰＣ型３レベルインバータは、直流端子Ｐ，Ｎ間に直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と並列に接続されたスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４と、コンデンサＣ１，Ｃ２の中性点とスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４の中性点との間に介挿されたスイッチング素子Ｔ２，Ｔ３から成る双方向に耐電圧を有するスイッチと、で構成されている。なお、図１，２では簡略化して１相分のみを示しているが、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４（およびクランプダイオードＤ１，Ｄ２）が三相に対して設けられているものであってもよく、相数は限定されるものではない。また、図１，図２に示す３レベルインバータは、インバータ出力電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器と、中性点電位を検出する電圧検出器が設けられている（図示省略）。

次に、図３に基づいて本実施形態１における３レベルインバータの制御装置１Ａを説明する。なお、本実施形態１における制御装置１Ａは、図１，図２に示す３レベルインバータの両方に対して適用可能である。

制御装置１Ａは、動作判定部２と、零相電圧算出部３と、補正電圧指令値算出部４とを備える。

動作判定部２は、ｄｑ変換器１１と、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２と符号検出部１２ｄ，１２ｑと、アンプ１３と、正弦波発生部１４と、アンプ１５と、を備える。

電流検出器で検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖはｄｑ変換器１１に入力される。ｄｑ変換器１１ではインバータ出力電流Ｉｉｎｖを回転座標上の値であるｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑに変換する。ｄｑ変換に用いる位相は、制御回路内部の位相情報ωｔを用いる。

ここで、ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄは、有効電力を出力しＲ負荷を駆動している時に正、有効電力を入力しているときに負になるものと定義する。一方、ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑは進みの無効電力を出力しＣ負荷を駆動している時に正、遅れの無効電力を出力しＬ負荷を駆動している時に負になるものと定義する。

ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ出力電流ＩｉｎｖｑはローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２に入力され、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２においてＰＷＭ制御のスイッチングノイズが除去される。符号検出器１２ｄ，１２ｑは、それぞれのローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２の出力信号の符号を検出し、正の時に１、負の時に−１を出力する。

また、アンプ１３により制御回路内部の位相情報ωｔを６倍して位相６ωｔを算出し、この位相６ωｔに基づいて正弦波発生器１４により６次高調波を発生させる。アンプ１５はこの６次高調波に−１を乗算し、６次高調波の符号を反転させる。

零相電圧算出部３は、減算器１６と、アンプ１７と、を備える。

減算器１６は、電圧検出器で検出した中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２から、中性点電位のアンバランスＶｄｃ１−Ｖｄｃ２を演算する。ローパスフィルタＬＰＦ３は、この中性点電位のアンバランスＶｄｃ１−Ｖｄｃ２からＰＷＭ制御におけるスイッチングノイズや無効電力出力時に発生する３次高調波の脈動を除去する。このローパスフィルタＬＰＦ３の出力に対してアンプ１７により予め設定されたゲインＧを乗算し、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳する零相電圧指令値を演算する。

補正電圧指令値算出部４は、掛算器１８ｄ，１８ｑと加算器１９，２０ａ，２０ｂ，２０ｃと、を備える。

補正電圧指令値算出部４は、まず、零相電圧指令値と符号検出器１２ｄの出力（ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄの符号）との積を、掛算器１８ｄにおいて演算する。また、零相電圧指令値と符号検出器１２ｑの出力（ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑの符号である電圧電流位相角の正負）と、アンプ１５の出力（６次高調波）と、の積を掛算器１８ｑにおいて演算する。この掛算器１８ｄ，１８ｑの出力を加算器１９において足し合わせる。

そして、加算器１９の出力と電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*とを加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃにおいてそれぞれ足し合わせて補正電圧指令値を算出し、ＰＷＭ変調器２１によりゲート信号を生成する。

なお、ここでＵ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*は制御回路内部の位相情報ωｔに対しｃｏｓωｔに同期した信号とし、Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_v ^*はＵ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*に対して１２０ｄｅｇ遅れ、Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_w ^*はＵ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*に対して１２０ｄｅｇ進みの信号であるものとする。

また、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*はフィードフォワードで与えられることを想定しているが、フィードバックループを構成し、実際に出力されたインバータ出力電圧Ｖやインバータ出力電流Ｉｉｎｖと指令値を比較し、偏差をアンプに入力して得られた結果を電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*としてもよい。

次に、無効電力出力時における中性点電位制御の原理を説明する。まずは簡略化のため、インバータ１相のみで考える。

図４は、インバータの出力電圧Ｖとインバータ出力電流Ｉｉｎｖの波形を示すグラフである。図４は、Ｌ負荷（遅れ力率の負荷）を駆動している状態を示しており、図４（ａ），（ｂ）に示すように、インバータ出力電圧Ｖに対してインバータ出力電流Ｉｉｎｖの位相が９０ｄｅｇ遅れている。

インバータ出力電圧Ｖが零に近ければ、インバータのスイッチング素子Ｔ２，Ｔ３がＯＮとなっている時間は長くなり、電流は中性点を多く通過している。一方、インバータ出力電圧Ｖが零から離れるほど、インバータの上下アームのスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４がＯＮとなっている時間は長くなり、中性点を通過する電流は少なくなる。

ここで、時刻Ａに注目するとインバータ出力電圧Ｖが零に近く、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが正であるため、コンデンサＣ２が放電されている状態である。同様に、時刻Ｂでは、インバータ出力電圧Ｖが零に近く、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが負であるため、コンデンサＣ２が充電されている。このように、インバータ出力電圧Ｖに対するインバータ出力電流の極性でコンデンサＣ２の充電，放電を判定することができる。

ここで、コンデンサＣ２を充電することを考慮すると、コンデンサＣ２を充電するためには、コンデンサＣ２が放電される出力電圧指令値Ｖ^*が零である期間を短くし、コンデンサＣ２が充電される出力電圧指令値Ｖ^*が零の期間を長くすればよい。これを満たすために出力電圧指令値Ｖ^*に加算すべき最小周波数の零相電圧指令値としては、図４（ｃ）に示すような２次高調波が考えられる。 すなわち、インバータ出力電圧Ｖは位相１８０ｄｅｇごとに零となることから、このインバータ出力電圧Ｖが零となる期間を、交互に「短くする」「長くする」ために加算する零相電圧指令値の最小周波数は、インバータ出力電圧指令値Ｖ^*の２倍の周波数となる。

図４（ｄ）は、零相電圧指令値加算後のインバータ出力電圧Ｖの波形を示している。コンデンサＣ２の放電期間は零相電圧指令値加算後のインバータ出力電圧Ｖが零を素早く通過するため短くなり、コンデンサＣ２の放電は抑制される。また、コンデンサＣ２の充電期間は零相電圧指令値加算後のインバータ出力電圧Ｖが零となる期間が長くなり、コンデンサＣ２の充電が促される。以上により、コンデンサＣ２を充電することができる。また、コンデンサＣ２を放電したい場合は、加算する零相電圧指令値の波形の極性を反転すればよい。これを組み合わせることで、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を制御することができる。

図５は、図４とは異なりインバータ出力電圧Ｖに対してインバータ出力電流Ｉｉｎｖの位相が９０ｄｅｇ進みでＣ負荷（進み力率の負荷）を駆動しているときのインバータ出力電圧Ｖ，インバータ出力電流Ｉｉｎｖの波形である。図５では、インバータ出力電流Ｉｉｎｖの極性が図４とは逆向きになるため、コンデンサＣ２の充電期間と放電期間が入れ替わる。そのため、同じコンデンサＣ２を充電する目的であっても、負荷によって加算すべき零相電圧指令値の極性が反転する。よって、負荷の力率が進みか遅れかを検出して加算する零相電圧指令値の符号を変えなければならない。

図６は、３相インバータにおける遅れ力率負荷（Ｌ負荷）駆動時のコンデンサＣ２充電に必要な零相電圧指令値の波形を示すグラフである。ここでは、３相に拡張した場合においてコンデンサＣ２を充電することを考える。図６に示すように、３相に拡張した場合も図４，図５と考え方は同様であり、各相のコンデンサＣ２の充電期間を長く、放電期間を短くできる波形を零相電圧指令値に選定する。

しかし、図６に示すように、コンデンサＣ２における充電期間と放電期間の頻度が図４，図５の場合と比較して３倍となるため、零相電圧指令値の周波数も３倍となり、必要な零相電圧指令値の波形は６次高調波となる。図６はＬ負荷を駆動することを想定しているが、Ｃ負荷の場合は零相電圧指令値の極性を反転することで対応できる。

次に、本実施形態１における３レベルインバータの制御装置１Ａの動作を説明する。ここでは、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*がｃｏｓωｔに同期することを想定している。

まず、インバータ出力電流Ｉｉｎｖを検出し、ｄｑ変換器１１と符号検出器１２ｄ，１２ｑにより現在のインバータの動作モードを検出する。ｄ軸はインバータが有効電力を出力していれば１、有効電力を入力していれば−1が得られる。ｑ軸も同様に進みの無効電力を出力しＣ負荷を駆動しているときは１、遅れの無効電力を出力しＬ負荷を駆動しているときは−１となる。

次に、中性点電位Ｖｄｃ１とＶｄｃ２の差から求めた中性点電位のアンバランスＶｄｃ１−Ｖｄｃ２をアンプ１７に入力して零相電圧指令値を演算する。ここで、アンプ１７出力が正であればコンデンサＣ２を充電するという意味になる。

有効電力については、公知技術と同様に有効電力の動作モード（ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄの符号）によって加算する零相電圧指令値の直流成分の符号を切り換える。

無効電力についても同様に符号の切り換えを行う。電圧指令値Ｖｕ^*がｃｏｓωｔに同期する場合、遅れの無効電力を出力中にコンデンサＣ２充電に必要な零相電圧指令値は図６に示すようにインバータの出力電圧周波数の６倍となるｓｉｎ６ωｔで与えられる。そのため、正弦波発生器１４の出力に−１を乗算し、さらに動作モードの符号（符号検出器１２ｑの出力である電圧電流位相角の正負）とアンプ１７の出力を乗算して零相電圧指令値の６次高調波を得る。

最後に、３相の出力電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*それぞれに零相電圧指令値の直流成分と６次高調波を加算し、ＰＷＭ変調器２１によりゲート信号Ｇａｔｅを生成しインバータを駆動する。

以上示したように、本実施形態１における３レベルインバータの制御装置１Ａによれば、インバータが有効電力のみや無効電力のみを入出力している場合、または有効電力と無効電力が混在している場合でも、零相電圧指令値の極性を切り換えることが可能となり、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２をバランスさせることができる。また、特許文献１とは異なり遅れ力率負荷，進み力率負荷の場合でも中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２をバランスさせることができる。

その結果、「スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４に印加される電圧が過大になる」，「インバータから出力する電圧・電流波形にひずみが生じる」といった問題を抑制することが可能となる。

さらに、特許文献１や２とは異なり、高調波のみを出力している状態でも中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を制御することができる。

すなわち、高調波電流を出力しているときは、インバータ出力電流Ｉｉｎｖを検出するとｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄとｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑが脈動した状態となっている。これは、有効電力が入力か出力か、また無効電力についても遅れか進みかで周期的に切り換わっている、と考えることができる。

そのため、コンデンサＣ２を充電したいときは、ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄが正の時は正の零相電圧指令値を加算、ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄが負の時は負の零相電圧指令値を加算、とｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄの脈動にあわせて零相電圧指令値の極性を切り換えることで制御可能になる。これはｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑに対しても同様である。

また、特許文献２と異なり、力率の検出にｔａｎ^-1や除算等が不要であるため、演算負荷を低減することが可能となる。

［実施形態２］
図７は、本実施形態２における３レベルインバータの制御装置１Ｂを示すブロック図である。本実施形態２の制御装置１Ｂは、指令値通りの電流を出力する電流制御フィードバックを構成した例である。

本実施形態２における制御装置１Ｂは、動作判定部２と、零相電圧算出部３と、補正電圧指令値算出部４と、電流制御部５と、を備える。電流制御部５は、まず、電流検出器により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖを入力し、ローパスフィルタＬＰＦ４において、ＰＷＭ制御のスイッチングノイズなどを除去してｄｑ変換部３１に出力する。ｄｑ変換部３１ではインバータ出力電流Ｉｉｎｖを回転座標上の値であるｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑに変換する。ｄｑ変換に用いる位相は、系統連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御器３２により求める。

ここで、ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄは、有効電力を出力しＲ負荷を駆動している時に正、有効電力を入力しているときに負になるものと定義する。一方、ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑは進みの無効電力を出力しＣ負荷を駆動している時に正、遅れの無効電力を出力しＬ負荷を駆動している時に負になるものと定義する。

減算器３３ａ，３３ｂは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*からｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑを減算し、偏差を演算する。

ｄ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ出力電流Ｉｉｎｖｑと、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とを比較して得られた偏差を比例積分制御器３４ａ，３４ｂに入力することでｄ軸，ｑ軸出力電圧指令値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを求める。

前記ｄ軸出力電圧指令値Ｖｄｒｅｆには、加算器３５により「基準電圧」が加算される。この「基準電圧」は系統連系点電圧Ｖｓの定格振幅の値を加算することを意味し、通常は１である。これは、その後のｄｑ逆変換と併せて系統連系点電圧Ｖｓの位相に同期した基準正弦波を加えることと等価となる。

前記加算器３５により「基準電圧」が加算されたｄ軸出力電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸比例積分制御器３４ｂから出力されたｑ軸出力電圧指令値Ｖｑｒｅｆをｄｑ逆変換部３６においてｄｑ逆変換し、固定座標上の出力電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を得る。ｄｑ逆変換に用いる位相は系統連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御器３２により求める。

また、動作判定部２は符号検出器１２ｄ，１２ｑにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*の符号を検出し、正の時に1、負の時に−１を出力する。

また、アンプ１３により、ＰＬＬ制御器３２出力位相を６倍して位相６Ｖｓを算出し、この位相６Ｖｓに基づいて、正弦波発生器１４により６次高調波を発生させる。この６次高調波はアンプ１５において−１を乗算し、６次高調波の符号を反転させる。

零相電圧算出部３は、電圧検出器で検出した中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２から、減算器１６により、中性点電位のアンバランスＶｄｃ１−Ｖｄｃ２を演算する。この中性点電位のアンバランスＶｄｃ１−Ｖｄｃ２からローパスフィルタＬＰＦ３により、ＰＷＭ制御におけるスイッチングノイズや無効電力出力時に発生する３次高調波の脈動を除去する。このローパスフィルタＬＰＦ３の出力に対してアンプ１７により予め設定されたゲインＧを乗算し、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳する零相電圧指令値を演算する。

補正電圧指令値算出部４は、この零相電圧指令値と符号検出器１２ｄの出力（ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*の符号）との積を、掛算器１８ｄにおいて演算する。また、零相電圧指令値と、符号検出器１２ｑの出力（ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*の符号である電圧電流間位相角の正負）と、アンプ１５の出力（６次高調波）と、の積を掛算器１８ｑにおいて演算する。この掛算器１８ｄ，１８ｑの出力を加算器１９において足し合わせる。

そして、加算器１９の出力と電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*とを加算器２０においてそれぞれ足し合わせて補正電圧指令値を算出し、この補正電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ変調器２１によりゲート信号を生成する。

実施形態２では系統に連系し、電流制御を構成して指令値通りの電流を出力することを想定している。そのため、中性点電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の制御に電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*が利用できる。すなわち、この電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*に基づいてインバータの動作モードを特定し、加算する零相電圧指令値の符号を決定する。この方法ならばノイズや外乱を含む検出値を使用しなくてよいため、中性点電位バランス制御の安定した動作が期待できる。

以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、インバータが電流制御により動作している場合は、外乱やノイズを含まない電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*を用いて中性点電位のバランス制御を行うため、外乱やノイズが発生しても制御の安定性を向上させることが可能となる。

［実施形態３］
図８は、本実施形態３における３レベルインバータの制御装置１Ｃを示すブロック図である。本実施形態３は、実施形態１と、インバータ出力電流検出値Ｉｉｎｖｄ，Ｉｉｎｖｑの符号を求める符号検出器１２ｄ，１２ｑを、適当なゲインを乗算するアンプ２２ｄ，２２ｑとリミッタ２３ｄ，２３ｑに変更した点が異なる。

実施形態１のように符号検出器１２ｄ，１２ｑを適用した場合には、符号検出器１２ｄ，１２ｑの出力が「１」または「−１」に限られるため、符号検出器１２ｄ，１２ｑの入力が零付近で小さな脈動が重畳している場合も、符号検出器１２ｄ，１２ｑの出力は振幅「１」の矩形波に拡大されてしまい、これにより加算する零相電圧指令値が急激に変化し、出力波形がひずむなど問題が生じる。そこで、本実施形態３では、符号検出器１２ｄ，１２ｑの代わりにリミッタ２３ｄ，２３ｑを用いることで、出力は「１」と「−１」の間の値も取れるようになり、出力電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に零相電圧指令値を加算した補正電圧指令値の変化は緩やかになる。なお、アンプ２２ｄ，２２ｑのゲインによって補正電圧指令値の変化をどの程度緩やかにするかを決めている。

このように、リミッタ２３ｄ，２３ｑを設けることにより、例えば力率が零に近くほぼ無効電力のみの出力を行う場合は、アンプ２２ｄの出力は制限されてｄ軸の動作モードを表す信号は零に近くなり、直流成分の零相電圧指令値を加算しないこととなる。また、力率が１に近い場合も同様に、アンプ２２ｑの出力は制限されて電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に６次高調波を重畳しない。このため、「力率によって加算する零相電圧指令値の符号が急変し、動作が不安定になる」、「中性点電位のアンバランスを逆に拡大させてしまう」といった現象を抑制することが可能となる。

以上示したように、本実施形態３によれば、実施形態１の効果に加えて、力率が１，−１に近く、かつ脈動のある無効電力がわずかに重畳している場合や、力率が０に近くかつ脈動のある有効電力がわずかに重畳している場合でも、補正電圧指令値の急変を抑制し、出力電圧や電流のひずみを抑制することができる。

１Ａ〜１Ｃ…制御装置
２…動作判定部
３…零相電圧算出部
４…補正電圧指令値算出部
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｔ１〜Ｔ４…スイッチング素子

Claims (4)

1. 直流端子間に直列接続され、直流端子間の直流電圧を１／２に分圧し、この分圧点を中性点とする複数のコンデンサと、
   前記複数のコンデンサに印加される３レベルの直流電圧を補正電圧指令値に基づいて交流電圧に変換する複数のスイッチング素子と、を備えた３レベルインバータの制御装置であって、
   前記各直流端子と前記中性点間の電圧の偏差に基づいて零相電圧指令値を算出する零相電圧算出部と、
   インバータにおける有効電力の入出力を判定すると共に、インバータにおける電圧電流間の位相角の正負を判定する動作判定部と、
   前記動作判定部における有効電力の判定に基づいて電圧指令値に加算する零相電圧指令値における直流成分の符号を決定し、前記動作判定部における電圧電流位相角の正負の判定に基づいて電圧指令値に加算する零相電圧指令値における６次高調波の符号を決定し、前記符号が決定された零相電圧指令値における直流成分と６次高調波を電圧指令値に加算して補正電圧指令値を算出する補正電圧指令値算出部と、
   を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
2. 前記動作判定部は、
   インバータ出力電流をｄｑ変換し、回転座標上の値であるｄ軸インバータ出力電流と、ｑ軸インバータ出力電流に変換するｄｑ変換部と、
   ｄ軸インバータ出力電流の符号を検出する符号検出部と、
   ｑ軸インバータ出力電流の符号を検出する符号検出部と、
   制御装置内部の位相情報の６次高調波を算出する６次高調波発生部と、を備え、
   前記補正電圧指令値算出部は、
   前記零相電圧指令値と、ｄ軸インバータ出力電流の符号を乗算する第１掛算器と、
   前記零相電圧指令値と、ｑ軸インバータ出力電流の符号と、６次高調波と、を乗算する第２掛算器と、
   前記第１掛算器と第２掛算器の出力を足し合わせる第１加算器と、
   前記第１加算器の出力と電圧指令値とを加算し補正電圧指令値を算出する第２加算器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の３レベルインバータの制御装置。
3. 前記動作判定部は、
   ｄ軸インバータ電流指令値の符号を検出する符号検出部と、
   ｑ軸インバータ電流指令値の符号を検出する符号検出部と、
   系統連系点電圧の６次高調波を算出する６次高調波発生部と、を備え、
   前記補正電圧指令値算出部は、
   前記零相電圧指令値と、ｄ軸インバータ出力電流の符号を乗算する第１掛算器と、
   前記零相電圧指令値と、ｑ軸インバータ出力電流の符号と、６次高調波と、を乗算する第２掛算器と、
   前記第１掛算器と第２掛算器の出力を足し合わせる第１加算器と、
   前記第１加算器の出力と電圧指令値とを加算し補正電圧指令値を算出する第２加算器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の３レベルインバータの制御装置。
4. 前記動作判定部は、
   インバータ出力電流をｄｑ変換し、回転座標上の値であるｄ軸インバータ出力電流と、ｑ軸インバータ出力電流に変換するｄｑ変換部と、
   ｄ軸インバータ出力電流の出力を制限する第１リミッタと、
   ｑ軸インバータ出力電流の出力を制限する第２リミッタと、
   制御装置内部における位相情報の６次高調波を算出する６次高調波発生部と、を備え、
   前記補正電圧指令値算出部は、
   前記零相電圧指令値と、第１リミッタの出力を乗算する第１掛算器と、
   前記零相電圧指令値と、第２リミッタの出力と、６次高調波と、を乗算する第２掛算器と、
   前記第１掛算器と第２掛算器の出力を足し合わせる第１加算器と、
   前記第１加算器の出力と電圧指令値とを加算し補正電圧指令値を算出する第２加算器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の３レベルインバータの制御装置。

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