JP2016082786A - 中性点クランプ形電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】中性点クランプ形電力変換装置の中性点電位を負荷電流が零から最大電流までの領域において安定させる。【解決手段】実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置は、３つの電位を有した直流電源に接続されて３レベルの電圧出力が可能な中性点クランプ形の電力変換装置により駆動する３相負荷に流れる３相電流を回転座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する３相２相変換手段と、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記３相電流の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電流およびｑ軸フィルタ電流を３相電流に変換する２相３相電流変換手段と、前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流に基づいて、前記電力変換装置に対する３相電圧指令値に重畳する指令値としての、直流入力電圧を前記電力変換装置の中性点で分割した電圧を制御する零相電圧指令値を演算する演算手段とを有する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、中性点クランプ形電力変換装置およびその制御方法に関する。

中性点クランプ形（ＮＰＣ（Neutral-Point-Clamped））電力変換装置は、少なくとも４つのスイッチング素子を直列接続にして構成され、数kV〜数十kVの高電圧を出力できる。また、中性点クランプ形電力変換装置は３レベルの相電圧を出力するので、高調波が小さい。このため、波形のリップルが小さく、かつ波形が滑らかな電流を負荷に供給できる。また、上記の４つのスイッチング素子のうち、同じタイミングでスイッチングする素子は２つであり、残り２つはスイッチングしないため、装置全体としてのスイッチング損失が小さくて済む。このため、中性点クランプ形電力変換装置は、鉄道車両や産業用ドライブ装置、電力系統電圧安定化装置などに多く用いられる。

上記のような特徴を有する中性点クランプ形電力変換装置を用いる場合、直流入力電圧を高電位側および低電位側のコンデンサで均等に２分割し、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とを均等に保持する中性点電位制御が必要となる。中性点クランプ形電力変換装置を２相または３相出力に適用する場合、各相の電圧指令値と負荷電流とから演算した同一の電圧（零相電圧）を各相に印加して中性点電位制御を実施するものがある。

特開２０１１−２３９５６４号公報 特開２０１３−２５５３１７号公報

しかしながら、負荷電流が小さい、例えば零に近い値であるときは基本波電流より高調波電流が相対的に大きいことから、中性点電位変動に寄与する基本波電流の符号と検出した負荷電流の符号とが異なる場合がある。その結果、演算された零相電圧の符号が本来印加するべき符号と逆になることがあり、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧が平衡しない問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、中性点電位を負荷電流が零から最大電流までの領域において安定させることが可能な中性点クランプ形電力変換装置およびその制御方法を提供することである。

実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置は、３つの電位を有した直流電源に接続されて３レベルの電圧出力が可能な中性点クランプ形の電力変換装置により駆動する３相負荷に流れる３相電流を回転座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する３相２相変換手段と、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記３相電流の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電流およびｑ軸フィルタ電流を３相電流に変換する３相電流変換手段と、前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流に基づいて、前記電力変換装置に対する３相電圧指令値に重畳する指令値としての、直流入力電圧を前記電力変換装置の中性点で分割した電圧を制御する零相電圧指令値を演算する演算手段とを有する。

また、実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置は、３つの電位を有した直流電源に接続されてスイッチング素子を出力交流電圧の１周期とごとにスイッチングするワンパルス制御により３レベルの電圧出力が可能な中性点クランプ形の電力変換装置により駆動する３相負荷に流れる３相電流を回転座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する３相２相変換手段と、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記３相電流の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電流およびｑ軸フィルタ電流を３相電流に変換する２相３相電流変換手段と、前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流の符号と、直流入力電圧を前記電力変換装置の中性点で分割した高電位側の電圧と低電位側の電圧との差分の符号とに基づいて、前記電力変換装置に対する３相電圧指令値に基づいたワンパルス制御のスイッチングパターンを決定する符号を演算する演算手段とを有する。

本発明によれば、中性点クランプ形電力変換装置の中性点電位を負荷電流が零から最大電流までの領域において安定させることができる。

第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の構成例を示す図。 第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の機能構成例を示す図。 第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の中性点電位制御部の機能構成例を示すブロック図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の構成例を示す図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置のＮＰＣレグの構成例を示す図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の機能構成例を示す図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置のワンパルス制御部による、電流方向と出力電圧に従ったスイッチングパターンの選択例を示す図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の中性点電位制御部の機能構成例を示すブロック図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の構成の変形例を示す図。 第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の中性点電位制御部の機能構成の変形例を示すブロック図。

以下、実施形態について図面を用いて説明する。
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の構成例を示す図である。
第１の実施形態において、図１に示すようにインバータとしてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相負荷を駆動する中性点クランプ形電力変換装置は、各相に応じた３つのＮＰＣレグが並列接続される。直流電源１１の高電位側の端子と低電位側の端子の間には高電位側のコンデンサc_pと低電位側のコンデンサc_nとが直列接続され、これらのコンデンサの接続点が中性点を形成する。つまり、直流電源１１の直流入力電圧v_dcは、高電位側のコンデンサc_pと低電位側のコンデンサc_nとで直流電圧v_dc_pと直流電圧v_dc_nとに分割され、コンデンサc_pとコンデンサc_nとの間に中性点電位が生じる。

以下、Ｕ相を例にＮＰＣレグの構成を説明する。
Ｕ相のＮＰＣレグは、４つの自己消弧形スイッチング素子sw_u1〜sw_u4が高電位側から低電位側にかけて直列に接続され、それぞれのスイッチング素子と逆並列に還流ダイオードd_u1〜d_u4が１対１で接続される。
さらに、スイッチング素子sw_u1のエミッタと中性点との間にクランプダイオードd_u5が接続され、中性点とスイッチング素子sw_u3のエミッタとの間にクランプダイオードd_u6が接続される。クランプダイオードd_u5のアノードは中性点に接続され、カソードはスイッチング素子sw_u1のエミッタに接続される。クランプダイオードd_u6のアノードはスイッチング素子sw_u3のエミッタに接続され、カソードは中性点に接続される。

スイッチング素子sw_u2のエミッタおよびスイッチング素子sw_u3のコレクタは負荷l_uに接続される。このように、自己消弧形スイッチング素子sw_u1〜sw_u4、還流ダイオードd_u1〜d_u4、クランプダイオードd_u5、d_u6でＵ相のＮＰＣレグが構成される。Ｖ相、Ｗ相のＮＰＣレグも同様の構成であり、各相のＮＰＣレグから３相負荷l_u、l_v、l_wに３相電流i_u、i_v、i_wが供給される。

次に、中性点クランプ形電力変換装置の制御装置について説明する。
図２は、第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の機能構成例を示す図である。
図２に示すように、第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置２０は、３相／ＤＱ変換部２１、定電流制御部（ＡＣＲ）２２，２３、ＤＱ／３相変換部２４、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部２５、中性点電位制御部３０を有する。

３相／ＤＱ変換部２１は、３相負荷l_u、l_v、l_wへの３相電流i_u、i_v、i_wを検出し、これらの３相電流i_u、i_v、i_wに対する３相‐ＤＱ変換（３相２相変換：静止座標系から回転座標系への座標変換）を行った結果、回転座標系のｄ軸電流i_dを定電流制御部２２に出力し、また、このｄ軸に直交するｑ軸電流i_qを定電流制御部２３に出力する。

定電流制御部２２は、ｄ軸電流i_dに対し、ｄ軸電流指令値i_d*に追従するようにＰＩ（比例積分）演算を行ない、ｄ軸電圧指令値v_d*をＤＱ／３相変換部２４および中性点電位制御部３０に出力する。また、定電流制御部２３は、ｑ軸電流i_qに対し、ｑ軸電流指令値i_q*に追従するようにＰＩ演算を行い、q軸電圧指令値v_q*をＤＱ／３相変換部２４および中性点電位制御部３０に出力する。

ＤＱ／３相変換部２４は、ｄ軸電圧指令値v_d*、q軸電圧指令値v_q*をＤＱ‐３相変換（２相３相変換：回転座標系から静止座標系への座標変換）し、３相電圧指令値としてＵ相電圧指令値v_u*0、Ｖ相電圧指令値v_v*0、Ｗ相電圧指令値v_w*0をＰＷＭ制御部２５に出力する。

各相の電圧指令値には、中性点電位制御部３０により演算され、直流入力電圧v_dcを中性点で分割した電圧を制御する零相電圧指令値v_z*が加算器２６，２７，２８のそれぞれにより重畳（加算）され、ＰＷＭ制御部２５への最終的な３相電圧指令値としてのＵ相電圧指令値v_u*、Ｖ相電圧指令値v_v*、Ｗ相電圧指令値v_w*となる。

ＰＷＭ制御部２５は、これらの指令値に基づいて、ＰＷＭ制御により各相のレグに対応するスイッチング素子のゲート信号を生成して、各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする。

次に、上記の零相電圧指令値v_z*の生成について説明する。図３は、第１の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の中性点電位制御部の機能構成例を示すブロック図である。
図３に示すように、中性点電位制御部３０は、３相／ＤＱ変換部３１、ローパスフィルタ３２、３３、ＤＱ／３相変換部３４、ローパスフィルタ３５、３６、ＤＱ／３相変換部３７、演算部３８を有する。

零相電圧指令値v_z*はフィードフォワード値v_z*_ffとフィードバック値v_z*_fbの合計で成る。まず、中性点電位制御部３０によるフィードフォワード値v_z*_ffの演算について説明する。
まず、フィードフォワード値v_z*_ffの演算のための電流値に関する演算について説明する。３相／ＤＱ変換部３１は、３相電流i_u、i_v、i_wを検出し、これらの３相電流i_u、i_v、i_wに対する３相‐ＤＱ変換を行ない、この変換による得られる、回転座標系のｄ軸電流i_dをローパスフィルタ３２に出力し、また、３相‐ＤＱ変換により得られ、ｄ軸に直交するｑ軸電流i_qをローパスフィルタ３３に出力する。

ｄ軸電流i_dは、ローパスフィルタ３２を通過してｄ軸フィルタ電流i_d_fとしてＤＱ／３相変換部３４に出力される。また、q軸電流i_qは、ローパスフィルタ３３を通過して、q軸フィルタ電流i_q_fとしてＤＱ／３相変換部３４に出力される。
ローパスフィルタ３２，３３の時定数は、３相電流の基本波周波数の逆数より大きい。また、ローパスフィルタ３２，３３として移動平均フィルタを用いる場合、移動平均周期は３相電流の基本波周波数の逆数より大きい。

ＤＱ／３相変換部３４は、ローパスフィルタ３２，３３からのｄ軸フィルタ電流i_d_f、ｑ軸フィルタ電流i_q_fをＤＱ‐３相変換し、この変換により得られるＵ相フィルタ電流i_u_f、Ｖ相フィルタ電流i_v_f、Ｗ相フィルタ電流i_w_fを演算部３８に出力する。

次に、フィードフォワード値v_z*_ffの演算のための電圧指令値に関する演算について説明する。定電流制御部２２からのｄ軸電圧指令値v_d*はローパスフィルタ３５を通過してｄ軸フィルタ電圧指令値v_d*_fとしてＤＱ／３相変換部３７に出力される。また、定電流制御部２３からのｑ軸電圧指令値v_q*はローパスフィルタ３６を通過して、ｑ軸フィルタ電圧指令値v_q*_fとしてＤＱ／３相変換部３７に出力される。

ローパスフィルタ３５，３６の時定数は、３相電圧指令値の基本波周波数の逆数より大きい。
また、ローパスフィルタ３５，３６として移動平均フィルタを用いる場合、移動平均周期は３相電圧指令値の基本波周波数の逆数より大きい。

ＤＱ／３相変換部３７は、ローパスフィルタ３５、３６からのｄ軸フィルタ電圧指令値v_d*_f、ｑ軸フィルタ電圧指令値v_q*_fをＤＱ‐３相変換し、この変換により得られるＵ相フィルタ電圧指令値v_u*_f、Ｖ相フィルタ電圧指令値v_v*_f、Ｖ相フィルタ電圧指令値v_w*_fを演算部３８に出力する。

演算部３８は、ＤＱ／３相変換部３４からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のフィルタ電流の値、およびＤＱ／３相変換部３７からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のフィルタ電圧指令値を用い、以下の式（１）に従ってフィードフォワード値v_z*_ffを算出する。
v_z*_ff＝{(1-|v_u*_f|)*i_u_f+(1-|v_v*_f|)*i_v_f＋(1-|v_w*_f|)*i_w_f}/
{sign(v_u*_f)*i_u_f+sign(v_v*_f)*i_v_f+sign(v_w*_f)*i_w_f} …式（１）
上記の式（１）のsign(v_u*_f)、sign(v_v*_f)、sign(v_w*_f)は、各相のフィルタ電圧指令値の符号である。上記のフィードフォワード値v_z*_ffは、コンデンサc_p、c_nやスイッチング素子の漏れ電流のバラツキを起因とする、中性点電位の変動が考慮されておらず、フィードバック制御が必要になる。そこで、中性点電位制御部３０は、以下のようにフィードバック値v_z*_fbを演算する。

中性点電位制御部３０では、直流電圧v_dc_pの値から直流電圧v_dc_nの値が減算器３９で減算された値がＰＩ演算部４０によりＰＩ演算される。
また、演算部３８により算出されたフィードフォワード値v_z*_ffの符号が符号器４１（入力が正なら１、負なら−１を出力する）により演算され、該演算された符号とＰＩ演算部４０による演算値とを乗算器４２により乗じることにより、フィードバック値v_z*_fbが演算される。このフィードバック値v_z*_fbの演算式を以下の式（２）に示す。

v_z*_fb=(v_dc_p-v_dc_n)*(kp+ki/s)*sign(v_z*_ff) …式（２）
演算部３８からのフィードフォワード値v_z*_ffに対しフィードバック値v_z*_fbが加算器４３により加算されて零相電圧指令値v_z*が生成される。この、零相電圧指令値v_z*が、上述のようにＤＱ／３相変換部２４からの３相電圧指令値であるＵ相電圧指令値v_u*0、Ｖ相電圧指令値v_v*0、Ｗ相電圧指令値v_w*0に重畳されて、ＰＷＭ制御部２５への最終的な３相電圧指令値としてのＵ相電圧指令値v_u*、Ｖ相電圧指令値v_v*、Ｗ相電圧指令値v_w*が生成される。

中性点電位変動については、基本波成分のみが変動に影響する。したがって、高調波電流成分に対して基本波電流成分が特に小さいとき、この高調波成分の影響でフィードフォワード値v_z*_ffやフィードバック値v_z*_fbの符号が、本来の符号に対して反転することがあった。その結果、中性点電位に偏りが生じ、スイッチング素子やコンデンサへの印加電圧が耐電圧を超過して破壊に至る恐れがあった。

第１の実施形態では、中性点電位制御に係わる３相電流と３相電圧指令値のそれぞれを回転座標系の２軸（ｄ軸、ｑ軸）の値に変換してローパスフィルタを通過させ、さらに静止座標系の３相の値へ逆変換した３相フィルタ電流や３相フィルタ電圧指令値に基づいてフィードフォワード値v_z*_ffやフィードバック値v_z*_fbを算出して中性点電位制御に用いる。これにより、３相電流から高調波電流成分を除去した上で基本波電流成分を位相遅れ無く抽出でき、負荷電流が零に近い値であっても正確な中性点電位制御が可能となり、中性点電位を負荷電流が零から最大電流までの領域において安定させることができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。なお、以下の各実施形態における構成のうち第１の実施形態で説明した部分と同一部分の詳細な説明は省略する。
図４は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の構成例を示す図である。図５は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置のＮＰＣレグの構成例を示す図である。
第２の実施形態における、図４に示すようにコンバータとしてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相負荷l_u、l_v、l_wを駆動する中性点クランプ形電力変換装置では、各相について２つずつのＮＰＣレグが並列接続される、計６つのＮＰＣレグを有する構成であり、つまり単相ＮＰＣレグを３つ用いて３相負荷に電流を供給する構成である。

第１の実施形態と同様に、直流電源１１の高電位側の端子と低電位側の端子の間には高電位側のコンデンサc_pと低電位側のコンデンサc_nとが直列接続される。これらのコンデンサは各相に共通であり、これらのコンデンサの接続点が中性点を形成する。

Ｕ相コンバータcnv_u、Ｖ相コンバータcnv_v、Ｗ相コンバータcnv_wの入力側の端子は各相に共通のコンデンサc_pとコンデンサc_nの高電位側端子、中性点、低電位側端子に接続される。また、各相のコンバータの出力側の端子は、Ｕ相トランスtr_u、Ｖ相トランス_tr_v、Ｗ相トランスtr_wの直流巻線側の端子にそれぞれ接続される。これらのトランスの交流巻線側の端子から３相負荷l_u、l_v、l_wに電流が供給される。

図５に示すように、Ｕ相コンバータcnv_uは２つのＮＰＣレグで構成される。Ｖ相コンバータcnv_v、Ｗ相コンバータcnv_wも同様である。
以下、Ｕ相を例にＮＰＣレグの構成を説明する。
Ｕ相の１つ目のＮＰＣレグは、４つの自己消弧形スイッチング素子sw_a1〜sw_a4が高電位側から低電位側にかけて直列に接続され、それぞれのスイッチング素子と逆並列に還流ダイオードd_a1〜d_a4が接続されてなる。
さらに、スイッチング素子sw_a1のエミッタと中性点との間にクランプダイオードd_a5が接続され、中性点とスイッチング素子sw_a3のエミッタとの間にクランプダイオードd_a6が接続される。

同様に、Ｕ相の２つ目のＮＰＣレグは、４つの自己消弧形スイッチング素子sw_b1〜sw_b4が高電位側から低電位側にかけて直列に接続され、それぞれのスイッチング素子と逆並列に還流ダイオードd_b1〜d_b4が接続されてなる。
さらに、スイッチング素子sw_b1のエミッタと中性点との間にクランプダイオードd_b5が接続され、中性点とスイッチング素子sw_b3のエミッタとの間にクランプダイオードd_b6が接続される。

スイッチング素子sw_a2のエミッタおよびスイッチング素子sw_a3のコレクタの間と、スイッチング素子sw_b2のエミッタおよびスイッチング素子sw_b3のコレクタとの間とからはＵ相トランスtr_uへの出力電圧v_outが出力される。Ｖ相、Ｗ相も同様の構成である。

第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置では、各相のコンバータのスイッチング素子を出力交流電圧の１周期に１回スイッチングするワンパルス制御を行うことができる。

図６は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の機能構成例を示す図である。
図６に示すように、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置２０ｂは、３相／ＤＱ変換部２１、定電流制御部（ＡＣＲ）２２，２３、ＤＱ／３相変換部２４、ワンパルス制御部５１、中性点電位制御部３０ｂを有する。

３相／ＤＱ変換部２１、定電流制御部（ＡＣＲ）２２，２３の機能は第１の実施形態と同じである。
ＤＱ／３相変換部２４は、ｄ軸電圧指令値v_d*、q軸電圧指令値v_q*をＤＱ‐３相変換し、この変換により得られたＵ相電圧指令値v_u*0、Ｖ相電圧指令値v_v*0、Ｗ相電圧指令値v_w*0を３相電圧指令値としてワンパルス制御部５１に出力する。

ワンパルス制御部５１は、これらの指令値と中性点電位制御部３０ｂからの符号演算結果とに基づいて、各相のレグに対応するスイッチング素子のゲート信号を生成して、各スイッチング素子を駆動する。このゲート信号の生成において、ワンパルス制御部５１は、ゲート信号の電圧を立ち上げる位相を各相の電圧指令値の大きさ（変調率）に応じて決定する。中性点電位制御部３０ｂによる符号演算については後述する。

ここでは、Ｕ相を例に中性点電位制御について説明する。
中性点電位は、各相の片側のＮＰＣレグが中性点に接続されているときに変動する。よって、各相のＮＰＣレグの出力電圧v_outが+v_dc/2または-v_dc/2のときに制御可能となる。

図７は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置のワンパルス制御部による、電流方向と出力電圧に従ったスイッチングパターンの選択例を示す図である。
出力電圧+v_dc/2、-v_dc/2を出力するための、ワンパルス制御部５１による各スイッチング素子のスイッチングパターンは、図７に示すように２通りあり、この冗長性を利用して中性点電位を制御することができる。

図７に示すように、ワンパルス制御部５１による各スイッチング素子のスイッチングパターンは、中性点電位v_po-v_on（直流電圧v_dc_pと直流電圧v_dc_nとの差分）の符号とＵ相電流i_uの符号とを乗じた符号、つまりsign(v_po-v_on)×sign(i_u)に応じて決定される。

図８は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の中性点電位制御部の機能構成例を示すブロック図である。
図８に示すように、中性点電位制御部３０ｂは、３相／ＤＱ変換部３１、ローパスフィルタ３２，３３、ＤＱ／３相変換部３４、符号器６１，６２，６３，６５を有する。

３相／ＤＱ変換部３１、ローパスフィルタ３２，３３の機能は第１の実施形態と同じである。
ＤＱ／３相変換部３４は、ローパスフィルタ３２、３３からのｄ軸フィルタ電流i_d_f、ｑ軸フィルタ電流i_q_fをＤＱ‐３相変換し、この変換により得たＵ相フィルタ電流i_u_fを符号器６１に、Ｖ相フィルタ電流i_v_fを符号器６２に、Ｗ相フィルタ電流i_w_fを符号器６３に出力する。

中性点電位制御部３０ｂでは、直流電圧v_dc_pの値に対し直流電圧v_dc_nの値が減算器６４で減算された値の符号が符号器６５で演算される。
Ｕ相フィルタ電流i_u_fに対して符号器６１により演算された符号と符号器６５により演算された符号とを乗算器６６により乗じることによりＵ相用の符号sign_uが演算されてワンパルス制御部５１に出力される。

また、Ｖ相フィルタ電流i_v_fに対して符号器６２により演算された符号と符号器６５により演算された符号とを乗算器６７により乗じることによりＶ相用の符号sign_vが演算されてワンパルス制御部５１に出力される。

また、Ｗ相フィルタ電流i_w_fに対して符号器６３により演算された符号と符号器６５により演算された符号とを乗算器６８により乗じることによりＷ相用の符号sign_wが演算されてワンパルス制御部５１に出力される。

このように、Ｕ相フィルタ電流i_u_fの符号を演算し、sign(v_po-v_on)×sign(i_u_f)の符号を中性点電位制御に用いることで、高調波電流の影響を排除して中性点電位制御を実施できる。

次に、第２の実施形態の変形例について説明する。この変形例は、上記のワンパルス制御を用いる代わりに、第１の実施形態でも説明したＰＷＭ制御を用いるものである。
図９は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の構成の変形例を示す図である。
図９に示すように、第２の実施形態の変形例における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置２０ｃは、３相／ＤＱ変換部２１、定電流制御部（ＡＣＲ）２２，２３、ＤＱ／３相変換部２４、ＰＷＭ制御部２５ｃ、中性点電位制御部３０ｃを有する。

３相／ＤＱ変換部２１、定電流制御部（ＡＣＲ）２２，２３の機能は第１の実施形態と同じである。
ＤＱ／３相変換部２４は、ｄ軸電圧指令値v_d*、q軸電圧指令値v_q*をＤＱ‐３相変換し、この変換により３相電圧指令値としてＵ相電圧指令値v_u*0、Ｖ相電圧指令値v_v*0、Ｗ相電圧指令値v_w*0を生成する。

ＤＱ／３相変換部２４により生成されたＵ相の電圧指令値v_u*0には、中性点電位制御部３０ｃにより演算されたＵ相の零相電圧指令値v_u_z*が加算器７４により加算され、Ｕ相電圧指令値v_u*_aとしてＰＷＭ制御部２５ｃに出力される。
上記のＵ相の電圧指令値v_u*0に乗算器７１により−１を乗じた値にも、上記のＵ相の零相電圧指令値v_u_z*が加算器７５により加算され、Ｕ相電圧指令値v_u*_bとしてＰＷＭ制御部２５ｃに出力される。

Ｖ相、Ｗ相についても同様である。具体的には、ＤＱ／３相変換部２４により生成されたＶ相の電圧指令値v_v*0には、中性点電位制御部３０ｃにより演算されたＶ相の零相電圧指令値v_v_z*が加算器７６により加算され、Ｖ相電圧指令値v_v*_aとしてＰＷＭ制御部２５ｃに出力される。
上記のＶ相の電圧指令値v_v*0に乗算器７２により−１を乗じた値にも、上記のＶ相の零相電圧指令値v_v_z*が加算器７７により加算され、Ｖ相電圧指令値v_u*_bとしてＰＷＭ制御部２５ｃに出力される。

また、ＤＱ／３相変換部２４により生成されたＷ相の電圧指令値v_w*0には、中性点電位制御部３０ｃにより演算されたＷ相の零相電圧指令値v_w_z*が加算器７８により加算され、Ｗ相電圧指令値v_w*_aとしてＰＷＭ制御部２５ｃに出力される。
上記のＷ相の電圧指令値v_w*0に乗算器７３により−１を乗じた値にも、上記のＷ相の零相電圧指令値v_w_z*が加算器７９により加算され、Ｗ相電圧指令値v_w*_bとしてＰＷＭ制御部２５ｃに出力される。
ＰＷＭ制御部２５ｃは、これらの指令値に基づいて、ＰＷＭ制御により各相のレグに対応するスイッチング素子のゲート信号を生成して、各スイッチング素子を駆動する。

図１０は、第２の実施形態における中性点クランプ形電力変換装置の制御装置の中性点電位制御部の機能構成の変形例を示すブロック図である。
図１０に示すように、中性点電位制御部３０ｃは、３相／ＤＱ変換部３１、ローパスフィルタ３２，３３、ＤＱ／３相変換部３４、ローパスフィルタ３５，３６、ＤＱ／３相変換部３７、符号器８１，８２，８３，８４，８５，８６を有する。

３相／ＤＱ変換部３１、ローパスフィルタ３２，３３，３５，３６の機能は第１の実施形態と同じである。
ＤＱ／３相変換部３４は、ローパスフィルタ３２，３３からのｄ軸フィルタ電流i_d_f、ｑ軸フィルタ電流i_q_fをＤＱ‐３相変換し、この変換により得られるＵ相フィルタ電流i_u_fを符号器８１に出力し、Ｖ相フィルタ電流i_v_fを符号器８２に出力し、Ｗ相フィルタ電流i_w_fを符号器８３に出力しに出力する。

ＤＱ／３相変換部３７は、ローパスフィルタ３５，３６からのｄ軸フィルタ電圧指令値v_d*_f、ｑ軸フィルタ電圧指令値v_q*_fをＤＱ‐３相変換し、この変換により得られるＵ相フィルタ電圧指令値v_u*_fを符号器８４に出力し、Ｖ相フィルタ電圧指令値v_v*_fを符号器８５に出力し、Ｖ相フィルタ電圧指令値v_w*_fを符号器８６に出力する。

中性点電位制御部３０ｃでは、直流電圧v_dc_pの値から直流電圧v_dc_nの値が減算器８７で減算されて乗算器８８により−１が乗じられた値がＰＩ演算部８９によりＰＩ演算される。
また、符号器８１により演算されたＵ相フィルタ電流i_u_fの符号と符号器８４により演算されたＵ相フィルタ電圧指令値v_u*_fの符号を乗算器９０により乗じ、この乗算器９０の演算結果である符号とＰＩ演算部８９による演算値とを乗算器９３により乗じることにより、Ｕ相の零相電圧指令値v_u_z*が出力される。

符号器８２により演算されたＶ相フィルタ電流i_v_fの符号と符号器８５により演算されたＶ相フィルタ電圧指令値v_v*_fの符号を乗算器９１により乗じ、この乗算器９１の演算結果である符号とＰＩ演算部８９による演算値とを乗算器９４により乗じることにより、Ｖ相の零相電圧指令値v_v_z*が出力される。

符号器８３により演算されたＷ相フィルタ電流i_w_fの符号と符号器８６により演算されたＷ相フィルタ電圧指令値v_w*_fの符号を乗算器９２により乗じ、この乗算器９２の演算結果である符号とＰＩ演算部８９による演算値とを乗算器９５により乗じることにより、Ｗ相の零相電圧指令値v_w_z*が出力される。

この変形例のように単相ＮＰＣを用いる場合は、中性点電位は原理的に変動しないので、上記のフィードフォワード制御は不要であり、減算器８７、乗算器８８、ＰＩ演算部８９によるフィードバック制御を行なえばよい。

なお、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１１…直流電源、２０…制御装置、２１，３１…３相／ＤＱ変換部、２２,２３…定電流制御部、２４，３４，３７…ＤＱ／３相変換部、２５,２５ｃ…ＰＷＭ制御部、３０,３０ｂ，３０ｃ…中性点電位制御部、３２，３３，３５，３６…ローパスフィルタ、３８…演算部、４０，８９…ＰＩ演算部、４１，６１〜６３，６５，８１〜８６…符号器、５１…ワンパルス制御部。

Claims (6)

1. ３つの電位を有した直流電源に接続されて３レベルの電圧出力が可能な中性点クランプ形の電力変換装置により駆動する３相負荷に流れる３相電流を回転座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する３相２相変換手段と、
   前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記３相電流の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電流およびｑ軸フィルタ電流を３相電流に変換する２相３相電流変換手段と、
   前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流に基づいて、前記電力変換装置に対する３相電圧指令値に重畳する指令値としての、直流入力電圧を前記電力変換装置の中性点で分割した電圧を制御する零相電圧指令値を演算する演算手段と
   を備えたことを特徴とする中性点クランプ形電力変換装置の制御装置。
2. 前記回転座標系のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を前記３相電圧指令値の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換する２相３相電圧変換手段をさらに備え、
   前記演算手段は、
   前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流および前記２相３相電圧変換手段により変換した３相電圧指令値に基づいて、前記直流入力電圧を前記中性点で分割した電圧を制御する零相電圧フィードフォワード指令値を演算することで前記零相電圧指令値を演算する
   ことを特徴とする請求項１に記載の中性点クランプ形電力変換装置の制御装置。
3. 前記演算手段は、
   前記中性点で分割した高電位側の電圧と低電位側の電圧との差分および前記零相電圧フィードフォワード指令値の符号に基づいて零相電圧フィードバック指令値を演算し、前記零相電圧フィードバック指令値および前記零相電圧フィードフォワード指令値に基づいて前記零相電圧指令値を演算する
   ことを特徴とする請求項２に記載の中性点クランプ形電力変換装置の制御装置。
4. 前記回転座標系のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を前記３相電圧指令値の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換する２相３相電圧変換手段をさらに備え、
   前記演算手段は、
   前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流の符号、前記２相３相電圧変換手段により変換した３相電圧指令値の符号、および前記中性点で分割した高電位側の電圧と低電位側の電圧との差分に基づいて、前記零相電圧指令値を演算する
   ことを特徴とする請求項１に記載の中性点クランプ形電力変換装置の制御装置。
5. ３つの電位を有した直流電源に接続されてスイッチング素子を出力交流電圧の１周期とごとにスイッチングするワンパルス制御により３レベルの電圧出力が可能な中性点クランプ形の電力変換装置により駆動する３相負荷に流れる３相電流を回転座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する３相２相変換手段と、
   前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記３相電流の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電流およびｑ軸フィルタ電流を３相電流に変換する２相３相電流変換手段と、
   前記２相３相電流変換手段により変換した３相電流の符号と、直流入力電圧を前記電力変換装置の中性点で分割した高電位側の電圧と低電位側の電圧との差分の符号とに基づいて、前記電力変換装置に対する３相電圧指令値に基づいたワンパルス制御のスイッチングパターンを決定する符号を演算する演算手段と
   を備えたことを特徴とする中性点クランプ形電力変換装置の制御装置。
6. ３つの電位を有した直流電源に接続されて３レベルの電圧出力が可能な中性点クランプ形の電力変換装置を制御する方法であって、
   前記電力変換装置により駆動する３相負荷に流れる３相電流を回転座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、
   前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記３相電流の基本波周波数の逆数より大きい時定数のフィルタに通過させたｄ軸フィルタ電流およびｑ軸フィルタ電流を３相電流に変換し、
   前記変換した３相電流に基づいて、前記電力変換装置に対する３相電圧指令値に重畳する指令値としての、直流入力電圧を前記電力変換装置の中性点で分割した電圧を制御する零相電圧指令値を演算する
   ことを特徴とする中性点クランプ形電力変換装置の制御方法。

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