JP2018148709A - マルチレベル電力変換回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチレベル電力変換回路の制御装置において、零相電圧を重畳せずに、中性点電位の脈動を低減する。【解決手段】ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から中性点電位脈動の打ち消しに必要な逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，Ｉｑ−５＊を求め、その逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，Ｉｑ−５＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算する。加算する際、回転座標上の逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，Ｉｑ−５＊を系統周波数に同期した回転座標上における逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸同期電流指令値に変換してからｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と加算する。変換には、６θを用いたｄｑ変換を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、マルチレベル電力変換回路の制御装置に係り、特に、中性点電位の脈動を抑制する技術に関する。

図５，図６，図７に中性点クランプ式のマルチレベルインバータ（電力変換回路）の構成例を示す。図５，図６のインバータの第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２は、図８，図９に示すような交流系統電源４４を直流電圧に変換するコンバータによって生成されることが多い。また、図１０は、図７の５レベルインバータにコンバータを接続する構成例である。

このようなインバータから電流を出力すると、中性点ＮＰの電位に脈動が生じることが知られている。すなわち、図５〜図７の直流電圧Ｖｐ、Ｖｎに脈動が生じる。

特に無効電力を出力すると、中性点電位（中性点ＮＰの電位）は出力電流の基本波の３倍の周波数で大きく脈動する。脈動が大きくなれば第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２やスイッチングデバイスにかかる最大電圧が増加し、スイッチングデバイスが過電圧となるため好ましくない。脈動を低減するには第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の容量増加が有効であるが、その場合、インバータのコストや容積が増加してしまう。

この脈動を除去する方法として、基本波の３倍の周波数の正弦波を３相すべての電圧指令値に零相として重畳する方法が特許文献１に開示されている。この方法では出力相電圧はひずむが出力線間電圧はひずまないため、前記コンバータに接続する交流系統電源４４が３相３線式ならば、問題なく中性点電位の脈動を除去することができる。

特開平５−２２７７９６号公報 特開２０１５−４７０５６号公報

深沢一誠，萬年智介，藤田英明，秋山邦裕，中嶋康夫，豊田晃久、「三相電力用アクティブフィルタの3次高調波電流補償に伴う直流コンデンサ電圧脈動の抑制法」、平成２６年電気学会全国大会、第４分冊、ｐ２５８−２５９．

図８〜図１０に示すようにコンバータに接続する交流系統電源４４が３相４線式の場合、またはコンバータのフィルタコンデンサの中性点がインバータ中性点と接続されている場合、インバータの出力相電圧がひずむとその電圧ひずみが中性線を介して入力フィルタに印加され、それに伴った高調波電流が中性線を介して流れてしまう。

このような条件で特許文献１の技術を適用すると、インバータ出力電流Ｉに零相の３次高調波が重畳してしまう。通常、インバータの出力端にはリアクトルＬｓが接続され、高調波電流を除去する出力フィルタとして作用する。しかし、一般的なリアクトルＬｓは零相に対するインピーダンスが非常に小さく、零相３次高調波電流を低減することができない。

そのため重畳される３次高調波電流は非常に大きくなることが考えられ、その影響でインバータが停止する恐れやインバータやインバータの負荷に悪影響を与える恐れがある。零相３次高調波の低減には別途零相リアクトルを設ける方法もあるが、この場合、インバータのコストや重量が増加してしまう。

以上示したようなことから、マルチレベル電力変換回路の制御装置において、零相電圧を重畳せずに、中性点電位の脈動を低減することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧を２以上の偶数に分圧する直列接続された各相共通の第１〜第Ｎ（Ｎ＝２以上の整数）個の直流コンデンサと、前記第１直流コンデンサの正極端、前記第１〜第Ｎ直流コンデンサの共通接続点，第Ｎ直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチングデバイスまたはスイッチを有する各相の電圧選択回路と、を備えたマルチレベル電力変換回路の制御装置であって、３相の電流検出値を固定座標系の２相の電流検出値に変換する３相２相変換器と、前記固定座標系の２相の電流検出値を、電圧検出値の位相に基づいて、回転座標系のｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値に変換する第１ｄｑ変換部と、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値と逆相５次高調波のｑ軸電流指令値を電圧検出値の位相の６倍の位相に基づいて系統周波数に同期した回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸同期電流指令値，ｑ軸同期電流指令値に変換する第２ｄｑ変換器と、前記ｄ軸電流指令値に前記逆相５次高調波のｄ軸同期電流指令値を加算する第１加算器と、前記ｑ軸電流指令値に前記逆相５次高調波のｑ軸同期電流指令値を加算する第２加算器と、前記第１加算器の出力から前記ｄ軸電流検出値を減算し、ｄ軸電流偏差を出力する第１減算器と、前記第２加算器の出力から前記ｑ軸電流検出値を減算し、ｑ軸電流偏差を出力する第２減算器と、前記ｄ軸電流偏差、前記ｑ軸電流偏差に基づいて回転座標系のｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を演算する電流制御部と、回転座標系の前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を固定座標系の２相の電圧指令値に変換するｄｑ逆変換器と、前記固定座標系の２相の電圧指令値を３相の電圧指令値に変換する２相３相変換器と、前記３相の電圧指令値およびキャリア信号に基づいて、前記スイッチングデバイスまたはスイッチのゲート指令値を出力するＰＷＭ変調器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値に−２１／２５を乗算した値とし、前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は、ｑ軸電流指令値に６３／５５を乗算した値とすることを特徴とする。

また、他の態様として、直流電圧を２以上の偶数に分圧する直列接続された各相共通の第１〜第Ｎ（Ｎ＝２以上の整数）個の直流コンデンサと、前記第１直流コンデンサの正極端、前記第１〜第Ｎ直流コンデンサの共通接続点，第Ｎ直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチングデバイスまたはスイッチを有する各相の電圧選択回路と、を備えたマルチレベル電力変換回路の制御装置であって、３相の電流検出値を固定座標系の２相の電流検出値に変換する３相２相変換器と、前記固定座標系の２相の電流検出値を、電圧検出値の位相に基づいて、回転座標系のｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、ｄ軸電流指令値から前記ｄ軸電流検出値を減算し、ｄ軸電流偏差を出力する第１減算器と、ｑ軸電流指令値から前記ｑ軸電流検出値を減算し、ｑ軸電流偏差を出力する第２減算器と、前記ｄ軸電流偏差、前記ｑ軸電流偏差に基づいて回転座標系のｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を演算する第１電流制御部と、前記回転座標系のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を固定座標系の２相のα軸，β軸電圧指令値に変換する第１ｄｑ逆変換器と、前記固定座標系の２相の電流検出値を、電圧検出値の位相の−５倍の位相に基づいて、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値に変換する第２ｄｑ変換器と、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値から前記逆相５次高調波のｄ軸電流検出値を減算し、ｄ軸５次高調波電流偏差を出力する第３減算器と、逆相５次高調波のｑ軸電流指令値から前記逆相５次高調波のｑ軸電流検出値を減算し、ｑ軸５次高調波電流偏差を出力する第４減算器と、前記ｄ軸５次高調波電流偏差と前記ｑ軸５次高調波電流偏差とに基づいて、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を出力する第２電流制御器と、前記回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を固定座標系における逆相５次高調波の２相のα軸，β軸電圧指令値に変換する第２ｄｑ逆変換器と、前記固定座標系のα軸電圧指令値に前記固定座標系における逆相５次高調波のα軸電圧指令値を加算し、固定座標系のα軸補正電圧指令値を出力する第１加算器と、前記固定座標系のβ軸電圧指令値に前記固定座標系における逆相５次高調波のβ軸電圧指令値を加算し、固定座標系のβ軸補正電圧指令値を出力する第２加算器と、前記固定座標系の２相のα軸，β軸補正電圧指令値を３相の電圧指令値に変換する２相３相変換器と、前記３相の電圧指令値およびキャリア信号に基づいて、前記スイッチングデバイスまたはスイッチのゲート指令値を出力するＰＷＭ変調器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記第１電流制御部は、前記ｄ軸電流偏差，前記ｑ軸電流偏差に基づいて、比例積分演算を行い、回転座標系のｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を演算し、前記第２電流制御部は、前記ｄ軸５次高調波電流偏差，前記ｑ軸５次高調波電流偏差に基づいて、積分演算を行い、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を演算することを特徴とする。

また、その一態様として、前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値に−２１／２５を乗算した値とし、前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は、ｑ軸電流指令値に６３／５５を乗算した値とすることを特徴とする。

また、他の態様として、前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は零固定とし、前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は、ｑ軸電流指令値に６３／５５を乗算した値とし、ｑ軸電流指令値の絶対値が閾値より小さい場合は零とすることを特徴とする。

また、他の態様として、前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値に−２１／２５を乗算した値とし、ｄ軸電流指令値の絶対値が閾値より小さい場合は零とし、前記ｑ軸電流指令値および前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は零固定としたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記マルチレベル電力変換回路は、直列接続された各相共通の２つの第１，第２直流コンデンサと、前記第１直流コンデンサの正極端と前記第２直流コンデンサの負極端との間に順次直列接続された各相の第１〜第４スイッチングデバイスと、前記第１、第２スイッチングデバイスの共通接続点と、前記第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点との間に順次直列接続された各相の第１，第２ダイオードと、を備え、前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と、第１，第２ダイオードの共通接続点を接続したことを特徴とする。

また、他の態様として、前記マルチレベル電力変換回路は、直列接続された各相共通の２つの第１，第２直流コンデンサと、前記第１直流コンデンサの正極端と前記第２直流コンデンサの負極端との間に順次直列接続された各相の第１，第２スイッチングデバイスと、前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と、前記第１、第２スイッチングデバイスの共通接続点と、の間に接続された各相の第３スイッチングデバイスと、を備えたことを特徴とする。

また、他の態様として、前記マルチレベル電力変換回路は、直流コンデンサと、前記直流コンデンサの正極端と負極端との間に順次直列接続された第１〜第４スイッチングデバイスと、前記第１，第２スイッチングデバイスの共通接続点と前記第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点との間に接続されたフライングキャパシタと、を有する各相共通のＮ個（Ｎ＝２以上の整数）の共通モジュールと、前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチングデバイスまたはスイッチを有し、前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端のうち何れかを選択して出力端子との間を接続状態とする各相の電圧選択回路と、を備え、Ｋ（１〜Ｎ−１までの整数）番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの負極端と、Ｋ＋１番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの正極端を接続し、Ｋ番目の前記共通モジュールの第４スイッチングデバイスと、Ｋ＋１番目の前記共通モジュールの第１スイッチングデバイスと、を接続し、Ｋ番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの負極端とＫ＋１番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの正極端との前記電圧選択回路の接続を共通とすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記第１直流コンデンサの正極端と前記第２直流コンデンサの負極端との間に順次直列接続された各相の第５，第６スイッチングデバイスと、前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と、前記第５、第６スイッチングデバイスの共通接続点と、の間に接続された第７スイッチングデバイスと、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記第５，第６スイッチングデバイスの共通接続点には、フィルタを介して交流系統電源が接続され、前記フィルタまたは前記交流系統電源は中性線により前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と接続されたことを特徴とする。

また、他の態様として、前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端と交流系統電源との間にスイッチを有し、前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端のうち何れかを選択して交流系統電源との間を接続状態とする各相の順変換回路と、を備え、Ｋ番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの負極端とＫ＋１番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの正極端との前記順変換回路の接続を共通とすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記順変換回路と前記交流系統電源との間にフィルタを備え、前記フィルタまたは前記交流系統電源は中性線により前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と接続されたことを特徴とする。

本発明によれば、マルチレベル電力変換回路の制御装置において、零相電圧を重畳せずに、中性点電位の脈動を低減することが可能となる。

実施形態１におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置を示すブロック図。 実施形態２におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置を示すブロック図。 実施形態３におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置を示すブロック図。 実施形態４におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置を示すブロック図。 ＮＰＣ型のマルチレベル電力変換回路の一例を示す図。 Ｔ型のマルチレベル電力変換回路の一例を示す図。 ５レベル電力変換回路の一例を示す図。 直流コンデンサに充電される電圧を生成するコンバータの一例を示す図。 直流コンデンサに充電される電圧を生成するコンバータの他例を示す図。 ５レベル電力変換回路にコンバータを接続した構成の一例を示す図。

非特許文献１は、インバータから３次高調波電流を出力すると直流電圧が基本波の２倍の周波数で大きく脈動する問題に対して、逆相基本波電流をあわせて出力することで直流電圧の脈動を低減する技術である。本願発明と非特許文献１は以下の点が異なる。
・非特許文献１は２レベルインバータだが、本願発明は中性点クランプ式３レベル以上のインバータを対象とする。
・非特許文献１は脈動低減の対象が直流電圧であるが、本願発明の対象は中性点電位である。

本願発明は、非特許文献１の技術を中性点クランプ式のマルチレベル電力変換回路の中性点電位に適用できるよう拡張したものである。

［実施形態１］
本実施形態１のマルチレベル電力変換回路の制御装置の主回路は、図５と同様である。図５に示すように、本実施形態１のマルチレベル電力変換回路は、各相共通の２つの第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２が直列接続される。

この第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２には電圧選択回路が接続される。Ｕ相の電圧選択回路について説明する。第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極端と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端との間に各相の第１〜第４スイッチングデバイスＳｕ１〜Ｓｕ４が順次直列接続される。

第１、第２スイッチングデバイスＳｕ１，Ｓｕ２の共通接続点と、第３，第４スイッチングデバイスＳｕ３，Ｓｕ４の共通接続点との間に第１，第２ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２が順次直列接続される。

前記第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の共通接続点と、第１，第２ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の共通接続点は接続される。Ｖ相，Ｗ相の電圧選択回路も同様に構成される。

また、各相の第２，第３スイッチングデバイスＳｕ２，Ｓｕ３，Ｓｖ２，Ｓｖ３，Ｓｗ２，Ｓｗ３の共通接続点には、三相リアクトルＬｓの各相の一端が接続される。リアクトルＬｓの他端には、電流検出器４１および電圧検出器４２が設けられ、インバータの３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび３相の電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する。

図１は、本実施形態１におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置を示すブロック図である。図１に示すように、フィルタ１は、インバータにおける３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからスイッチングリプルやノイズを除去する。

３相２相変換器２は、フィルタ１から出力された３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、固定座標系における２相のα軸，β軸電流検出値Ｉα，Ｉβに変換する。３相２相変換器２では、入力をｕ，ｖ，ｗ、出力をα，βとしたとき、以下の（１）式の演算を行う。

ＰＬＬ３は、インバータの電圧検出値Ｖｓに同期した位相θを出力する。第１ｄｑ変換器４は、固定座標系における２相のα軸，β軸電流検出値Ｉα，Ｉβと位相θを入力し、２相のα軸，β軸電流検出値Ｉα，Ｉβを系統周波数に同期した回転座標系のｄ軸，ｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑに変換する。第１ｄｑ変換器４では、入力をα，β，θ、出力をｄ，ｑとしたとき、以下の（２）式の演算を行う。

乗算器５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と固定値−２１／２５との積を演算し、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊を出力する。乗算器６は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と固定値６３／５５との積を演算し、逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊を出力する。

乗算器７は、位相θを６倍し、電圧検出値Ｖｓの位相の６倍の位相６θを出力する。第２ｄｑ変換器８は、位相６θを用いて、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊と逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊を系統周波数に同期した回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸同期電流指令値に変換する。

加算器９，１０は、逆相５次高調波のｄ軸同期電流指令値，ｑ軸同期電流指令値と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とをそれぞれ加算する。減算器１１，１２は、加算器９，１０の出力からｄ軸，ｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑを減算する。

ＰＩアンプ（電流制御部）１３，１４は、減算器１１，１２の出力を増幅し、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊として出力する。ｄｑ逆変換器１５は、位相θを入力し、ＰＩアンプ１３，１４から出力されたｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を固定座標系の２相のα軸，β軸電圧指令値ｖα＊，ｖβ＊に変換する。ｄｑ逆変換器１５では、入力をｄ，ｑ，θ、出力をα，βとしたとき、以下の（３）式の演算を行う。

２相３相変換器１６は、固定座標系における２相のα軸，β軸電圧指令値ｖα＊，ｖβ＊を３相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。２相３相変換器１６では、入力をα，β、出力をｕ，ｖ，ｗとしたとき、以下の（４）式の演算を行う。

ＰＷＭ変調器１７は、３相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊をＰＷＭ変調しデッドタイムを付加してゲート指令値に変換する。ＰＷＭ変調器１７では、２相３相変換器の出力と、図示していない三角波キャリア信号との比較に基づいて、各スイッチングデバイスのゲート指令値を生成し出力する。

ゲート指令値は、図５の各スイッチングデバイスに入出力される。各スイッチングデバイスは、ゲート指令値に基づいてオンオフ動作する。

インバータ電圧・出力電流と中性点から流出する電流の関係を説明する。Ｕ相の電圧指令値をｖｕ＊、Ｕ相の出力電流をｉｕとおき、以下の（５）式のように定義する。

ここで、ｎはＵ相出力電流ｉｕの高調波次数である。ｎ＝１ならばＵ相出力電流ｉｕは基本波となり、ｃｏｓθは力率を表す。

Ｕ相の中性点電流を求める。Ｕ相の電圧指令値ｖｕ^*＝０ならば中アーム（中性点ＮＰを接続するアーム）がＯＮ状態（電流が流れる状態）になり、Ｕ相出力電流ｉｕはすべて中性点ＮＰから流出する。Ｕ相の電圧指令値ｖｕ＊＝±１ではＵ相出力電流ｉｕは上下アームを通過し中性点ＮＰには電流が流れない。（上アームは、図５の第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極に接続するアームである。下アームは、図５の第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極に接続するアームである。）Ｕ相の電圧指令値ｖｕ＊＝０．３ならば、Ｕ相出力電流ｉｕのうち７０％が中性点ＮＰを通過し、残り３０％は上アームを通過する。この出力電流が中性点ＮＰを通過する割合は以下の（６）式で表すことができる。

特許文献１では、これをスイッチング関数と呼称している。

Ｕ相中性点電流ｉ_NPUは、Ｕ相出力電流ｉｕが中性点を通過する割合とＵ相出力電流ｉｕの積である以下の（７）式で求めることができる。

なお、｜ｃｏｓωｔ｜のフーリエ級数展開については以下の通りである。

Ｖ相中性点電流ｉ_NPV，Ｗ相中性点電流ｉ_NPWについても以下の（８）式，（９）式で中性点電流を求める。

各相の中性点電流ｉ_NPU，ｉ_NPV，ｉ_NPWの合計値ｉ_NP（ｔ）を以下の（１０）式で求める。

ここで、ａは零または自然数である。ｍが３の倍数の場合、ｃｏｓ（ｎ±２ｍ）の成分は各相で互いに打ち消し合い零になる。そのため、ｍが（３の倍数＋１）や（３の倍数＋２）の成分の脈動だけが、合計値ｉ_NP（ｔ）に現れる。

この式にｎ＝１を代入すると、特許文献１の数式（数６）に一致する。ただし、使用する文字や電流の定義が異なる点に注意しなければならない。

求めた中性点電流において、係数が最も大きいのは（１０）式３行目の括弧内の第１項である。そして、中性点電位の脈動は中性点電流が直流コンデンサを通過することで発生し、直流コンデンサの両端に発生する電圧は電流を積分した値に比例、つまり電流の周波数に反比例する。

よって、中性点電流のうち最も周波数の低い成分に注意しなければならない。出力電流が基本波（ｎ＝１）の場合、第１項と第２項が基本波の３倍の脈動で最も周波数の低い成分である。これを求めると、以下の（１１）式となる。

有効電力出力時（θ＝０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇ）では第１項と第２項は逆極性となるため打ち消し合うが、無効電力出力時（θ＝±９０ｄｅｇ）では第１項と第２項は同極性となるため強め合い、脈動が大きくなる。

ただし、第１項が基本波の３倍の脈動となる条件は、ｎ＝−５、すなわち逆相５次高調波電流も当てはまる。逆相５次高調波は一般的なものである。通常、三相平衡回路において非線形負荷、例えば整流器負荷を駆動した際、５，７，１１，１３，…次数の高調波電流が流れるが、このときの５次高調波は必ず逆相となる。

この逆相５次電流による中性点電流の３次成分を求めると、第１項と第３項が該当し、以下の（１２）式となる。

以上から、基本波の３倍の周波数の中性点電位脈動は基本波電流だけでなく逆相５次高調波電流によっても発生することがわかる。逆に言えば、基本波電流によって発生した中性点電位脈動は、適切な逆相５次高調波電流を出力することで打ち消すことができる。

次に、この適切な逆相５次高調波電流を求める。ｉ_NP3（ｎ＝１）とｉ_NP3（ｎ＝−５）の和が零となればよいので、以下の（１３）式となる。

ここで、ｄｑ変換の定義より、以下の（１４）式とする。

（１４）式を（１３）式に代入することで、（１４）式を満たす条件、すなわち適切な逆相５次高調波電流の振幅は以下の（１５）式で求められる。

図１における本実施形態１の制御ブロックの動作を説明する。

本実施形態１は、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から中性点電位脈動の打ち消しに必要な逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，Ｉｑ−５＊を求め、その逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，Ｉｑ−５＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算している。

加算する際、回転座標上の逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，Ｉｑ−５＊を系統周波数に同期した回転座標上における逆相５次高調波のｄ軸，ｑ軸同期電流指令値に変換してからｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と加算する必要がある。変換には、６θを用いたｄｑ変換を行う。すなわち、（２）式において、αにＩｄ−５＊を、βにＩｑ−５を、θに６θを入力して変換する。

電流指令値にはｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の他、これによる中性点電位の脈動を打ち消すのに必要な高調波成分が重畳することになる。インバータはＰＩアンプを用いた電流制御により、必要な高調波成分が重畳された電流指令値にほぼ等しい電流を出力し、中性点電位の脈動を打ち消すことができる。

以上示したように、本実施形態１によれば、コンバータを介して３相４線式系統電源を接続された中性点クランプ式のマルチレベル電力変換回路の制御装置において、基本波電流を出力した際に生じる基本波の３倍の周波数の中性点電位脈動を、逆相５次高調波により打ち消すことができる。そのため、直流コンデンサやスイッチングデバイスに印加される電圧を低減し、過電圧となることを抑制することができる。

また、中性点電位脈動を抑制することで、直流コンデンサ容量を小さくし装置の小型化や低コスト化を実現できる。

さらに、特許文献１のように基本波の３倍の周波数の正弦波を３相すべての電圧指令値に零相として重畳する方法ではないため、インバータの出力相電圧が歪んだときにインバータ出力電流に３次高調波が重畳される問題も発生しない。

［実施形態２］
本実施形態２のマルチレベル電力変換回路の主回路は、実施形態１と同様である。図２に本実施形態２におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置のブロック図を示す。実施形態１と同様の箇所については、同様の符号を付してその説明を省略する。

減算器１８，１９は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から、ｄ軸電流検出値Ｉｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｑをそれぞれ減算する。ＰＩアンプ（第１電流制御部）１３，１４は、減算器１１，１２の出力を増幅し、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊として出力する。

乗算器２０は、位相θに−５を乗算し、電圧検出値Ｖｓの−５倍の位相−５θを演算する。第２ｄｑ変換器２１は、固定座標系の２相のα軸，β軸電流検出値Ｉα，Ｉβと位相−５θを入力し、固定座標系の２相のα軸，β軸電流検出値Ｉα，Ｉβを系統周波数の−５倍に同期した回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電流検出値Ｉｄ−５，ｑ軸電流検出値Ｉｑ−５に変換する。

減算器２２，２３は、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊から系統周波数の−５倍に同期した回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電流検出値Ｉｄ−５，ｑ軸電流検出値Ｉｑ−５を減算し、ｄ軸５次高調波電流偏差，ｑ軸５次高調波電流偏差を演算する。Ｉアンプ（第２電流制御部）２４，２５は、ｄ軸５次高調波電流偏差，ｑ軸５次高調波電流偏差を増幅し、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値ｖｄ−５＊，ｑ軸電圧指令値ｖｑ−５＊を出力する。

第２ｄｑ逆変換器２６は、位相−５θに基づいて、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値ｖｄ−５＊，ｑ軸電圧指令値ｖｑ−５＊を固定座標系における５次高調波のα軸，β軸電圧指令値Ｖα−５＊，Ｖβ−５＊に変換する。加算器２７，２８は、第１ｄｑ逆変換器１５の出力（固定座標系の２相のα軸，β軸電圧指令値ｖα＊，ｖβ＊）と第２ｄｑ逆変換器２６の出力（固定座標系における逆相５次高調波のα軸，β軸電圧指令値ｖα−５＊，ｖβ−５＊）とを加算し、固定座標系の２相の補正電圧指令値を出力する。２相３相変換器１６は、固定座標系の２相の補正電圧指令値を２相３相変換し、３相の電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを出力する。ＰＷＭ変調器１７は実施形態１と同様である。

実施形態１のＰＩアンプ（第１電流制御部）１３，１４は基本波に同期した回転座標上で処理を行う。そのため、基本波に対してはゲインが無限大となり偏差を零にできるが、逆相５次高調波電流に対してはゲインが有限であり偏差が生じてしまう。この偏差により中性点電位の脈動打ち消しが不完全となり、脈動が残る恐れがあった。

本実施形態２では、ｄｑ変換・偏差を求める減算器・アンプ・ｄｑ逆変換からなる電流制御ブロックを２並列にする。

２並列した電流制御ブロックの１つは基本波に同期した回転座標上で比例積分（ＰＩ）演算処理を行う。もう１つは逆相５次に同期した回転座標上で積分演算処理を行う。

これにより、逆相５次高調波に対してもゲインを無限大とし、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊に等しく偏差のない電流を出力することで、脈動をより小さくすることができる。

実施形態１ではｄｑ変換に６θを使用したが、本実施形態２では固定座標上のα軸，β軸電流検出値Ｉα，Ｉβを逆相５次に同期した回転座標上の値に変換するため、−５θとなる。そして、２つの電流制御ブロックの出力を加算した値に基づいて、ゲート指令を生成する。

以上の方法は、３相３線式の系統電源を用いるコンバータに接続されたインバータでも実施することができる。負荷力率が零の場合、特許文献１の技術では、特許文献１の図７にあるように零相３次高調波電圧の重畳量ｋは非常に大きな値となり、実現することができず中性点電位脈動が残ってしまう。しかし、本実施形態２では、負荷力率が零の場合でも、中性点電位脈動を非常に小さく低減することが可能となる。

［実施形態３］
本実施形態３のマルチレベル電力変換回路の主回路は、実施形態１，２と同様である。図３に本実施形態３におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置のブロック図を示す。実施形態１と同様の箇所については、同様の符号を付してその説明を省略する。

本実施形態３では、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊は零固定である。減算器２９は、零固定の逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊から第２ｄｑ変換器２１の出力（系統周波数の−５倍に同期した回転座標系の逆相５次高調波のｄ軸電流検出値Ｉｄ−５）を減算する。

デッドバンド処理器３０は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値が予め設定した閾値よりも小さい場合に零とする。乗算器６は、デッドバンド処理器３０の出力に６３／５５を乗算する。本実施形態３では、乗算器６の出力が逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊となる。減算器２３では、この逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊から第２ｄｑ変換器２１の出力（系統周波数の−５倍に同期した回転座標系の逆相５次高調波のｑ軸電流検出値Ｉｑ−５）を減算する。

これまでの実施形態１，２では、出力する逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊は有効電力となるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊の２１／２５＝０．８４倍、無効電力となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の６３／５５≒１．１４５倍となり、出力電流が大きくひずんでしまう。本実施形態３は出力電流ひずみを小さくするため、以下の変更を行った。
・発生する中性点電位脈動の小さいｄ軸電流指令値Ｉｄ＊については、逆相５次高調波による打ち消しを行わない
・ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊については、絶対値が大きい場合のみ逆相５次高調波による打ち消しを行う
・逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊は零固定、逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊はｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値が小さければ零になり、インバータ出力電流の逆相５次高調波は零に制御される。

以上により、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の絶対値が小さい通常時はインバータ出力電流に逆相５次高調波は重畳しないため、インバータ出力電流の歪は小さく抑えることができる。この場合、実施形態２よりは中性点電位は脈動するが、中性点電位の脈動がインバータの運転に支障が無い程度の大きさであれば問題はない。

無効電力の出力が増加し中性点電位の脈動が大きくなり、インバータ内のスイッチングデバイスの過電圧などの恐れがでてきた場合のみ、逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊を用いて制御を行うことで逆相５次高調波電流を出力し、中性点電位の脈動をある程度の大きさに抑えることができる。

［実施形態４］
本実施形態４のマルチレベル電力変換回路の主回路は、実施形態１〜３と同様である。図４に本実施形態４におけるマルチレベル電力変換回路の制御装置のブロック図を示す。実施形態１〜３と同様の箇所については、同様の符号を付してその説明を省略する。

本実施形態４では、逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊は零固定である。減算器３１は、零固定の逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊から第２ｄｑ変換器２１の出力（系統周波数の−５倍に同期した回転座標系の逆相５次高調波の電流検出値Ｉｑ−５）を減算する。

デッドバンド処理器３２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊の絶対値が予め設定した閾値よりも小さい場合に零とする。乗算器５は、デッドバンド処理器３２の出力に−２１／２５を乗算する。本実施形態４では、乗算器５の出力が逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊となる。減算器２２では、この逆相５次高調波の電流指令値Ｉｄ−５＊から第２ｄｑ変換器２１の出力（系統周波数の−５倍に同期した回転座標系の逆相５次高調波のｄ軸電流検出値Ｉｄ−５）を減算する。

本実施形態４では、インバータを負荷力率１で運転させることを想定している。そのため無効電力指令に相当するｑ軸電流指令値Ｉｑ＊はインバータ出力のフィルタコンデンサに流れる電流を補償するだけの大きさであり、およそ零である。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊による中性点電流はほとんど発生しないため打ち消す必要がなく、逆相５次高調波のｑ軸電流指令値Ｉｑ−５＊を零固定とした。

有効電力指令に相当するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が零に近いときは、逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊を零としてインバータ出力電流の歪を抑制する。この場合、実施形態２よりは中性点電位は脈動するが、中性点電位の脈動がインバータ装置の運転に支障が無い程度の大きさであれば問題はない。

ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が増加し中性点電位の脈動が大きくなる場合のみ逆相５次高調波のｄ軸電流指令値Ｉｄ−５＊を用いて制御を行うことで逆相５次高調波を出力し、中性点電位の脈動をある程度の大きさに抑える。

本実施形態４では実施形態２に対して、インバータ出力電流が小さい軽負荷時にインバータ出力電流の歪を抑制する効果を有する。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

実施形態１〜４では、図５に示すマルチレベル電力変換回路について説明したが、図６，図７のマルチレベル電力変換回路でも実施形態１〜４の発明は適用可能である。以下に図６〜図１０の電力変換回路について説明する。

図６に示すマルチレベル電力変換回路は、各相共通の２つの第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２が直列接続される。

この第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２には各相の電圧選択回路が接続される。Ｕ相の電圧選択回路について説明する。第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極端と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端との間に第１，第２スイッチングデバイスＳｕ１，Ｓｕ２が直列接続される。

第１、第２スイッチングデバイスＳｕ１，Ｓｕ２の共通接続点と、第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の共通接続点との間には第３スイッチングデバイスＳｕ３が接続される。図６では、２つのスイッチングデバイスを逆接続することにより第３スイッチングデバイスＳｕ３を構成している。Ｖ相，Ｗ相の電圧選択回路も同様に構成される。

また、各相の第１，第２スイッチングデバイスＳｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２の共通接続点には、三相リアクトルＬｓの各相の一端が接続される。その他構成は図５と同様である。

図７に示すマルチレベル電力変換回路は、各相共通の共通モジュールと、各相の電圧選択回路と、を有する。

共通モジュールは、最上段を１番目、最下段をＮ番目として、Ｎ（Ｎ＝２以上の整数）個設けられる。図７では、２つの共通モジュールが設けられている。

１番目の共通モジュールは、第１直流コンデンサＣｄｃ１と、第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極端と負極端との間に順次直列接続された第１〜第４スイッチングデバイスＳ１１〜Ｓ１４と、第１，第２スイッチングデバイスＳ１１，Ｓ１２の共通接続点と第３，第４スイッチングデバイスＳ１３，Ｓ１４の共通接続点との間に接続されたフライングキャパシタＦＣ１と、を有する。２番目の共通モジュールについても同様に構成される。

電圧選択回路は、直流コンデンサの正極端、第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチを有し、直流コンデンサの正極端、第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、直流コンデンサの負極端のうち何れかを選択して出力端子との間を接続状態とする。

Ｋ（１〜Ｎ−１までの整数）番目の共通モジュールの直流コンデンサの負極端と、Ｋ＋１番目の共通モジュールの直流コンデンサの正極端を接続する。また、Ｋ番目の共通モジュールの第４スイッチングデバイスと、Ｋ＋１番目の前記共通モジュールの第１スイッチングデバイスと、を接続する。そして、Ｋ番目の共通モジュールの直流コンデンサの負極端とＫ＋１番目の共通モジュールの直流コンデンサの正極端との電圧選択回路の接続を共通とする。

図７では、第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極端と１番目の共通モジュールの第２，第３スイッチングデバイスＳ１２，Ｓ１３の共通接続点との間に第１，第２スイッチＳｕ１，Ｓｕ２が接続される。また、２番目の共通モジュールの第２，第３スイッチングデバイスＳ２２，Ｓ２３の共通接続点と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端との間に第３，第４スイッチＳｕ３，Ｓｕ４が順次直列接続される。

第１，第２スイッチＳｕ１，Ｓｕ２の共通接続点と第３，第４スイッチＳｕ３，Ｓｕ４の共通接続点との間に第５〜第８スイッチＳｕ５〜Ｓｕ８が直列接続される。第５，第６スイッチＳｕ５，Ｓｕ６ａの共通接続点と第７，第８スイッチＳｕ７ｂ，Ｓｕ８の共通接続点との間に第１，第２ダイオードＤｕ１ａ，Ｄｕ１ｂ，Ｄｕ２ａ，Ｄｕ２ｂが順次直列接続される。

第１，第２ダイオードＤｕ１ｂ，Ｄｕ２ａの共通接続点と第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の共通接続点が接続される。第６，第７スイッチＳｕ６ｂ，Ｓｕ７ａの共通接続点が出力端子となる。

図７では、第６，第７スイッチＳｕ６ａ，Ｓｕ６ｂ，Ｓｕ７ａ，Ｓｕ７ｂ，第１，第２ダイオードＤｕ１ａ，Ｄｕ１ｂ，Ｄｕ２ａ，Ｄｕ２ｂは、２つのデバイスを直列接続した構成としているが、耐電圧の問題が無ければ、１つのデバイスでもよい。

図８〜図１０は、第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２を充電する３相４線式のコンバータ（順変換回路）を示す図である。

図８に示すコンバータのｕ相の構成について説明する。第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極端と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端との間には第５，第６スイッチングデバイスＳｕ５，Ｓｕ６が順次直列接続される。

第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の共通接続点と、第５、第６スイッチングデバイスＳｕ５，Ｓｕ６の共通接続点と、の間には第７スイッチングデバイスＳｕ７が接続される。第７スイッチングデバイスＳｕ７は、２つのスイッチングデバイスが逆接続して構成されている。

第５，第６スイッチングデバイスＳｕ５，Ｓｕ６の共通接続点には、リアクトルとコンデンサから成るフィルタ４３を介して、交流系統電源４４ｕが接続される。また、交流系統電源４４ｕは、中性線により中性点ＮＰに接続される。Ｖ相，Ｗ相についても同様に構成される。

また、図９に示すように、交流系統電源４４ではなく、フィルタ４３を中性線により中性点ＮＰと接続した構成でも良い。

図１０は、図７に示すマルチレベル電力変換回路に３相４線式のコンバータ（順変換回路）を接続したものである。

図１０のコンバータは、第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１Ｃｄｃ２の正極端，負極端、第２，第３スイッチングデバイスＳ１２，Ｓ１３およびＳ２２，Ｓ２３の共通接続点と交流系統電源４４との間にスイッチを各相に有する。第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の正極端，負極端、第２，第３スイッチングデバイスＳ１２，Ｓ１３およびＳ２２，Ｓ２３の共通接続点のうち何れかを選択して交流系統電源４４との間を接続状態とする。

Ｋ番目の共通モジュールの直流コンデンサの負極端とＫ＋１番目の共通モジュールの直流コンデンサの正極端とのコンバータの接続を共通とする。図１０では、１番目の共通モジュールの第１直流コンデンサＣｄｃ１の負極端と、２番目の共通モジュールの第２直流コンデンサＣｄｃ２の正極端とのコンバータとの接続を共通としている。

図１０では、第１直流コンデンサＣｄｃ１の正極端と第１共通モジュールの第２，第３スイッチングデバイスＳ１２，Ｓ１３の共通接続点との間に第９，第１０スイッチＳｕ９，Ｓｕ１０を順次直列接続する。２番目の共通モジュールの第２，第３スイッチングデバイスＳ２２，Ｓ２３の共通接続点と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端との間に第１１，第１２スイッチＳｕ１１，Ｓｕ１２を順次直列接続する。

第９，第１０スイッチＳｕ９，Ｓｕ１０の共通接続点と第１１，第１２スイッチＳｕ１１，Ｓｕ１２の共通接続点との間に第１３〜第１６スイッチＳｕ１３〜Ｓｕ１６が順次直列接続される。第１３，第１４スイッチＳｕ１３，Ｓｕ１４ａの共通接続点と第１５，第１６スイッチＳｕ１５ｂ，Ｓｕ１６の共通接続点との間に第３，第４ダイオードＤｕ３ａ，Ｄｕ３ｂ，Ｄｕ４ａ，Ｄｕ４ｂが順次直列接続される。

第１４，第１５スイッチＳｕ１４ｂ，Ｓ１５ａの共通接続点は、フィルタ４３を介して交流系統電源４４に接続される。フィルタ４３は中性線により中性点ＮＰに接続される。第３，第４ダイオードＤｕ３ｂ，Ｄｕ４ａの共通接続点は、第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の共通接続点に接続される。

また、第１４，第１５スイッチＳｕ１４ａ，Ｓｕ１４ｂ，Ｓｕ１５ａ，Ｓｕ１５ｂ，第３，第４ダイオードＤｕ３ａ，Ｄｕ３ｂ，Ｄｕ４ａ，Ｄｕ４ｂは２つのデバイスが直列接続されているが、耐電圧の問題が無ければ１つのデバイスでも良い。コンバータのＵ相の構成について説明したが、Ｖ相，Ｗ相についても同様に構成される。

なお、図１０では、フィルタ４３を中性線により中性点ＮＰに接続しているが、交流系統電源４４を中性線により中性点ＮＰに接続しても良い。

１…フィルタ
２…３相２相変換器
３…ＰＬＬ
４…第１ｄｑ変換器
５，６，７…乗算器
８…第２ｄｑ変換器
９，１０…加算器
１１，１２…減算器
１３，１４…ＰＩアンプ（電流制御部）
１５…第１ｄｑ逆変換器
１６…２相３相変換器
１７…ＰＷＭ変調器
１８，１９…減算器
２０…乗算器
２１…第２ｄｑ変換器
２２，２３…減算器
２４，２５…Ｉアンプ（電流制御部）
２６…第２ｄｑ逆変換器
２７，２８…加算器
２９…減算器
３０…デッドバンド処理器
３１…減算器
３２…デッドタイム処理器

Claims (14)

1. 直流電圧を２以上の偶数に分圧する直列接続された各相共通の第１〜第Ｎ（Ｎ＝２以上の整数）個の直流コンデンサと、
   前記第１直流コンデンサの正極端、前記第１〜第Ｎ直流コンデンサの共通接続点，第Ｎ直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチングデバイスまたはスイッチを有する各相の電圧選択回路と、を備えたマルチレベル電力変換回路の制御装置であって、
   ３相の電流検出値を固定座標系の２相の電流検出値に変換する３相２相変換器と、
   前記固定座標系の２相の電流検出値を、電圧検出値の位相に基づいて、回転座標系のｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値に変換する第１ｄｑ変換部と、
   逆相５次高調波のｄ軸電流指令値と逆相５次高調波のｑ軸電流指令値を電圧検出値の位相の６倍の位相に基づいて系統周波数に同期した回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸同期電流指令値，ｑ軸同期電流指令値に変換する第２ｄｑ変換器と、
   前記ｄ軸電流指令値に前記逆相５次高調波のｄ軸同期電流指令値を加算する第１加算器と、
   前記ｑ軸電流指令値に前記逆相５次高調波のｑ軸同期電流指令値を加算する第２加算器と、
   前記第１加算器の出力から前記ｄ軸電流検出値を減算し、ｄ軸電流偏差を出力する第１減算器と、
   前記第２加算器の出力から前記ｑ軸電流検出値を減算し、ｑ軸電流偏差を出力する第２減算器と、
   前記ｄ軸電流偏差、前記ｑ軸電流偏差に基づいて回転座標系のｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を演算する電流制御部と、
   回転座標系の前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を固定座標系の２相の電圧指令値に変換するｄｑ逆変換器と、
   前記固定座標系の２相の電圧指令値を３相の電圧指令値に変換する２相３相変換器と、
   前記３相の電圧指令値およびキャリア信号に基づいて、前記スイッチングデバイスまたはスイッチのゲート指令値を出力するＰＷＭ変調器と、
   を備えたことを特徴とするマルチレベル電力変換回路の制御装置。
2. 前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値に−２１／２５を乗算した値とし、前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は、ｑ軸電流指令値に６３／５５を乗算した値とすることを特徴とする請求項１記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
3. 直流電圧を２以上の偶数に分圧する直列接続された各相共通の第１〜第Ｎ（Ｎ＝２以上の整数）個の直流コンデンサと、
   前記第１直流コンデンサの正極端、前記第１〜第Ｎ直流コンデンサの共通接続点，第Ｎ直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチングデバイスまたはスイッチを有する各相の電圧選択回路と、を備えたマルチレベル電力変換回路の制御装置であって、
   ３相の電流検出値を固定座標系の２相の電流検出値に変換する３相２相変換器と、
   前記固定座標系の２相の電流検出値を、電圧検出値の位相に基づいて、回転座標系のｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値に変換する第１ｄｑ変換器と、
   ｄ軸電流指令値から前記ｄ軸電流検出値を減算し、ｄ軸電流偏差を出力する第１減算器と、
   ｑ軸電流指令値から前記ｑ軸電流検出値を減算し、ｑ軸電流偏差を出力する第２減算器と、
   前記ｄ軸電流偏差、前記ｑ軸電流偏差に基づいて回転座標系のｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を演算する第１電流制御部と、
   前記回転座標系のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を固定座標系の２相のα軸，β軸電圧指令値に変換する第１ｄｑ逆変換器と、
   前記固定座標系の２相の電流検出値を、電圧検出値の位相の−５倍の位相に基づいて、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電流検出値，ｑ軸電流検出値に変換する第２ｄｑ変換器と、
   逆相５次高調波のｄ軸電流指令値から前記逆相５次高調波のｄ軸電流検出値を減算し、ｄ軸５次高調波電流偏差を出力する第３減算器と、
   逆相５次高調波のｑ軸電流指令値から前記逆相５次高調波のｑ軸電流検出値を減算し、ｑ軸５次高調波電流偏差を出力する第４減算器と、
   前記ｄ軸５次高調波電流偏差と前記ｑ軸５次高調波電流偏差とに基づいて、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を出力する第２電流制御器と、
   前記回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を固定座標系における逆相５次高調波の２相のα軸，β軸電圧指令値に変換する第２ｄｑ逆変換器と、
   前記固定座標系のα軸電圧指令値に前記固定座標系における逆相５次高調波のα軸電圧指令値を加算し、固定座標系のα軸補正電圧指令値を出力する第１加算器と、
   前記固定座標系のβ軸電圧指令値に前記固定座標系における逆相５次高調波のβ軸電圧指令値を加算し、固定座標系のβ軸補正電圧指令値を出力する第２加算器と、
   前記固定座標系の２相のα軸，β軸補正電圧指令値を３相の電圧指令値に変換する２相３相変換器と、
   前記３相の電圧指令値およびキャリア信号に基づいて、前記スイッチングデバイスまたはスイッチのゲート指令値を出力するＰＷＭ変調器と、
   を備えたことを特徴とするマルチレベル電力変換回路の制御装置。
4. 前記第１電流制御部は、前記ｄ軸電流偏差，前記ｑ軸電流偏差に基づいて、比例積分演算を行い、回転座標系のｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を演算し、
   前記第２電流制御部は、前記ｄ軸５次高調波電流偏差，前記ｑ軸５次高調波電流偏差に基づいて、積分演算を行い、回転座標系における逆相５次高調波のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を演算することを特徴とする請求項３記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
5. 前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値に−２１／２５を乗算した値とし、
   前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は、ｑ軸電流指令値に６３／５５を乗算した値とすることを特徴とする請求項３または４記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
6. 前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は零固定とし、
   前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は、ｑ軸電流指令値に６３／５５を乗算した値とし、ｑ軸電流指令値の絶対値が閾値より小さい場合は零とすることを特徴とする請求項３または４記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
7. 前記逆相５次高調波のｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値に−２１／２５を乗算した値とし、ｄ軸電流指令値の絶対値が閾値より小さい場合は零とし、
   前記ｑ軸電流指令値および前記逆相５次高調波のｑ軸電流指令値は零固定としたことを特徴とする請求項３または４記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
8. 前記マルチレベル電力変換回路は、
   直列接続された各相共通の２つの第１，第２直流コンデンサと、
   前記第１直流コンデンサの正極端と前記第２直流コンデンサの負極端との間に順次直列接続された各相の第１〜第４スイッチングデバイスと、
   前記第１、第２スイッチングデバイスの共通接続点と、前記第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点との間に順次直列接続された各相の第１，第２ダイオードと、を備え、
   前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と、第１，第２ダイオードの共通接続点を接続したことを特徴とする請求項１〜７のうち何れかに記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
9. 前記マルチレベル電力変換回路は、
   直列接続された各相共通の２つの第１，第２直流コンデンサと、
   前記第１直流コンデンサの正極端と前記第２直流コンデンサの負極端との間に順次直列接続された各相の第１，第２スイッチングデバイスと、
   前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と、前記第１、第２スイッチングデバイスの共通接続点と、の間に接続された各相の第３スイッチングデバイスと、を備えたことを特徴とする請求項１〜７のうち何れかに記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
10. 前記マルチレベル電力変換回路は、
    直流コンデンサと、前記直流コンデンサの正極端と負極端との間に順次直列接続された第１〜第４スイッチングデバイスと、前記第１，第２スイッチングデバイスの共通接続点と前記第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点との間に接続されたフライングキャパシタと、を有する各相共通のＮ個（Ｎ＝２以上の整数）の共通モジュールと、
    前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端と出力端子との間にスイッチングデバイスまたはスイッチを有し、前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端のうち何れかを選択して出力端子との間を接続状態とする各相の電圧選択回路と、を備え、
    Ｋ（１〜Ｎ−１までの整数）番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの負極端と、Ｋ＋１番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの正極端を接続し、
    Ｋ番目の前記共通モジュールの第４スイッチングデバイスと、Ｋ＋１番目の前記共通モジュールの第１スイッチングデバイスと、を接続し、
    Ｋ番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの負極端とＫ＋１番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの正極端との前記電圧選択回路の接続を共通とすることを特徴とする請求項１〜７のうち何れかに記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
11. 前記第１直流コンデンサの正極端と前記第２直流コンデンサの負極端との間に順次直列接続された各相の第５，第６スイッチングデバイスと、
    前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と、前記第５、第６スイッチングデバイスの共通接続点と、の間に接続された第７スイッチングデバイスと、を備えたことを特徴とする請求項８または９記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
12. 前記第５，第６スイッチングデバイスの共通接続点には、フィルタを介して交流系統電源が接続され、前記フィルタまたは前記交流系統電源は中性線により前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と接続されたことを特徴とする請求項１１記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
13. 前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端と交流系統電源との間にスイッチを有し、前記直流コンデンサの正極端、前記第２，第３スイッチングデバイスの共通接続点、前記直流コンデンサの負極端のうち何れかを選択して交流系統電源との間を接続状態とする各相の順変換回路と、を備え、
    Ｋ番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの負極端とＫ＋１番目の前記共通モジュールの直流コンデンサの正極端との前記順変換回路の接続を共通とすることを特徴とする請求項１０記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。
14. 前記順変換回路と前記交流系統電源との間にフィルタを備え、
    前記フィルタまたは前記交流系統電源は中性線により前記第１，第２直流コンデンサの共通接続点と接続されたことを特徴とする請求項１３記載のマルチレベル電力変換回路の制御装置。

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