CN107612319B - 三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置，根据换流器开关管切换功率的大小，及比较相邻两个周期上、下半母线电压之差平均值绝对值的大小，确定PI调节器的极性。当开关管的切换功率小，即直流母线侧向电池侧的电流绝对值小于设定的电流阈值时，根据比较相邻两个计算周期内的上、下半母线电压差平均值的绝对值大小，实现对中点电位不平衡现象的实时抑制。

Description

三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置。

背景技术

在电力电子大功率应用场合中，三电平变换器是目前最常用的多电平变换器之一，它具有开关器件承受电压应力低，系统电压等级高，输出电压谐波小等特点，在大功率应用领域优势明显，因此得到了越来越广泛的应用。但是由于三电平变换器的直流侧是通过两个电容串联组成的，所以往往会造成三电平变换器中点电位不平衡问题。

中点电位不平衡问题一直是三电平变换器中存在的一个重要问题，中点电压波动会对系统造成以下一些方面的危害：输出侧含有低次谐波，降低系统输出效率，影响输出性能；功率器件承受的电压不均衡，影响器件的正常工作，甚至毁坏器件；降低直流侧电容的使用寿命。

如图1所示的一种“1”字型三电平双向直流变换器，该变换器能实现：

(1)交错控制及互补驱动：两组开关管之间相差180度相角，组内驱动信号互补，即开关管SW2B与开关管SW2A两组驱动信号互补；开关管SW1B与开关管SW1A两组驱动信号互补，两组驱动信号采用载波移相180度。

(2)双向控制：对变换器双端电压和电流控制，使其可以在两个方向实现稳压或者限流工作。

(3)均压控制：母线侧两个电容上的电压均衡，发挥三电平变换器的优势。

根据交错控制及互补驱动原则，上述换流器的工作模式分为4种，工作模式一的等效电路如图2-1所示，分压电容上的上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}相当于电压源V_c2和电压源V_c1，电池侧电容电压V_battery相当于电压源u_c0，开关管SW1A、断开SW2B，开关管SW1B、闭合SW2A；工作模式二的等效电路图2-2所示，开关管SW1B、SW2B断开，开关管SW1A、SW2A闭合；工作模式三的等效电路如图2-3所示，开关管SW1A、断开SW2A，开关管SW1B、闭合SW2B；工作模式四的等效电路如图2-4所示，开关管SW1B、SW2A断开，开关管SW1A、SW2B闭合。对应每种工作模式，输出电压Vout为下表所示：

表1

开关/状态	SW2A	SW2B	SW1A	SW1B	输出电压
						A	1	0	0	1	0
B	1	0	1	0	V<sub>c1</sub>
						C	0	1	0	1	V<sub>c2</sub>
D	0	1	1	0	V<sub>bus</sub>

理想情况下，上下母线均压，则V_c1＝V_c2＝V_bus/2，对应图1中变换器的分压电容上的上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}相等，都等于直流母线电压V_{dc_link}的一半。但实际中，由于该电路中开关管的开关特性以及驱动电路不可能完全相同，其上开关管SW2B、下开关管SW1A的导通时间必然存在差异，导致直流母线电压中点不平衡，即上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}不相等，使开关管的电压应力也不相等。为了抑制“1”字型三电平直流变换器的母线电压不均，需要对该变换器的控制器中加入中点电位平衡控制算法。

现有技术中，中点电位平衡控制的方法为：

当变换器工作在Buck模式，且上半母线电压大于下半母线。将半母线电压差经PI调节器后得到调整控制量，由于上半母线电压大于母线电压的一半，PI输出为负，它使SW2A的占空比减小，使SW1A的占空比增大，通过对占空比的一加一减，增加上半母线电容的放电时间，使上半母线电容电压降低，从而达到平衡中点电位的目的。相反的，当上半母线电压小于下半母线电压，那么PI输出为正，使SW2A的占空比增大，使SW1A的占空比减小，通过对占空比的一加一减，减少上半母线电容的放电时间，提高上半母线电容电压，这样就使半母线电容电压为全母线电压的一半。

在Boost模式下情况类似。假设上半母线电压大于下半母线，PI输出为负，它使SW1A的占空比减小，SW2A的占空比增大，通过对占空比的一加一减，减少上半母线电容的充电时间，使上半母线电压降低，并确保其为母线电压的一半。当上半母线电压小于下半母线电压时，同样能通过开关管占空比的一加一减来平衡直流母线中点电位。

目前三电平DC/DC中点电位平衡方法大多数在电池侧电流大于零时改变用于生成均压调节量均压调节部分PI输出的极性，这种方法虽然可以在大功率切换时实现中点电位平衡，但是由于电流采样误差等因素，在小功率切换时该方法无法解除中点电位不平衡故障。

发明内容

本发明的目的是提供三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法及装置，用于解决现有“1”字型三电平双向直流变换器的母线电压中点电位平衡控制方法不适用开关管为小功率切换情况的问题。

为解决上述技术问题，本发明提出三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法，包括用于生成均压调节量的均压控制部分，包括PI调节器，该PI调节器的极性由以下方法确定：

计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流绝对值，当该电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|大于或等于设定的电压阈值时，通过比较|ΔU_i+1|和上一计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i|的大小，判断所述PI调节器的极性是否取反；当|ΔU_i|>|ΔU_i+1|时，保持所述PI调节器的当前极性不变；当|ΔU_i|<|ΔU_i+1|时，所述PI调节器的极性取反，取反后所述PI调节器的积分项清零。

当所述电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|小于设定的电压阈值时，保持PI调节器的当前极性不变。

当所述电流绝对值大于或等于设定的电流阈值时，采用以下方法确定所述PI调节器的极性：

判断计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流值是否大于零，当该电流值大于或等于零时，所述PI调节器的极性取反，当该电流值小于零时，所述PI调节器的极性不变。

所述设定的电流阈值为12A，所述设定的电压阈值为20V。

为解决上述技术问题，本发明还提出一种三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，包括用于生成均压调节量的均压控制部分，包括PI调节器，该PI调节器的极性由以下方法确定：

计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流绝对值，当该电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|大于或等于设定的电压阈值时，通过比较|ΔU_i+1|和上一计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i|的大小，判断所述PI调节器的极性是否取反；当|ΔU_i|>|ΔU_i+1|时，保持所述PI调节器的当前极性不变；当|ΔU_i|<|ΔU_i+1|时，所述PI调节器的极性取反，取反后所述PI调节器的积分项清零。

当所述电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|小于设定的电压阈值时，保持PI调节器的当前极性不变。

当所述电流绝对值大于或等于设定的电流阈值时，采用以下方法确定所述PI调节器的极性：

判断计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流值是否大于零，当该电流值大于或等于零时，所述PI调节器的极性取反，当该电流值小于零时，所述PI调节器的极性不变。

所述设定的电流阈值为12A，所述设定的电压阈值为20V。

本发明的有益效果是：

根据换流器开关管切换功率的大小，及比较相邻两个周期上、下半母线电压之差平均值绝对值的大小，确定PI调节器的极性。当开关管的切换功率小，即直流母线侧向电池侧的电流绝对值小于设定的电流阈值时，根据比较相邻两个计算周期内的上、下半母线电压差平均值的绝对值大小，确实现对中点电位不平衡现象的实时抑制。

当开关管的切换功率大时，根据从直流母线流向电池侧的电流确定PI调节输出的极性。

附图说明

图1是传统三电平直流变换器结构示意图；

图2-1是三电平直流变换器工作模式一的等效电路图；

图2-2是三电平直流变换器工作模式二的等效电路图；

图2-3是三电平直流变换器工作模式三的等效电路图；

图2-4是三电平直流变换器工作模式四的等效电路图；

图3是三电平直流变换器的控制框图；

图4是本发明三电平直流变换器的控制流程图；

图5是变换器在小功率切换时中点电位不平衡波形图；

图6是采用本发明在-5～5kW功率范围内切换波形图；

图7是采用本发明在-10～10kW功率范围内切换波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。

本发明的一种三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法的实施例。

本发明“1”字型三电平双向直流变换器的中点电位平衡控制方法如图3所示，上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}作差，将0减去上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}的差值，然后经过第一PI调节器调节，调节后经过极性标志模块，标志位为1或-1，该极性标志模块通过确定第一PI调节器的极性是否取反，极性不变时采用标志位为1表示，极性取反时采用标志位为-1表示，用于改变经过PI调节后的调节量的方向，确定调节量的正负号；调节量经过极性标志模块后得到调节矢量，该调节矢量作为第一输入量。

图3的直流母线电压双环控制的均压控制部分中，直流母线参考电压V_{dc_ref}和直流母线电压V_{dc_link}作差，作差后经过第一PI调节器调节，调节后与电流I_{_bat}作差，再经过第二PI调节器调节，调节后得到的调节量作为第二输入量。第一输入量与第二输入量作和，经过PWM处理，分别生成控制开关管SW2B和开关管SW2A的调制波；第二输入量与第一输入量作差，经过PWM处理，分别生成控制开关管SW1A和开关管SW1B的调制波。

上述极性标志模块确定极性标志位为1或-1的方法为：

每640个开关周期作为一个计算周期，计算得到上一计算周期i内，上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}的差值的平均值ΔU_i(i＝1,2,…)，再计算当前计算周期i+1内的上半母线电压V_{dc_up}和下半母线电压V_{dc_down}的差值的平均值ΔU_i+1。

本发明根据开关管为大功率的情况切换或者小功率切换的情况，确定极性标志模块的极性标志位：

1)当每个开关周期采集的电流I_{_bat}绝对值大于12A时，即开关管为大功率切换的情况，根据判断从母线侧向电池侧的电流I_{_bat}的正负确定极性标志位，当I_{_bat}>0或I_{_bat}＝0时，极性标志位为-1，第一PI调节器输出的极性取反，当I_{_bat}<0时，极性标志位为1，第一PI调节器输出的极性不变。上述电流I_{_bat}为每个开关周期内从变换器的直流母线侧向电池侧采集的电流。

2)当每个开关周期采集的电流I_{_bat}绝对值小于12A，即开关管为小功率切换的情况，且当前计算周期的平均值的绝对值ΔU_i+1小于20V时，即|ΔU_i+1|<20V，保持第一PI调节器输出的当前极性不变；当每个开关周期采集的电流I_{_bat}绝对值小于12A，且|ΔU_i+1|≥20V时，分以下四种情况：

第一，在ΔU_i>0，ΔU_i+1<0时，比较|ΔU_i|和|ΔU_i+1|大小，若|ΔU_i|>|ΔU_i+1|，保持第一PI调节器输出的当前极性不变；若|ΔU_i|<|ΔU_i+1|，第一PI调节器输出的当前极性取反，即-1变为1，或1变为-1，极性标取反后，第一PI调节器的积分环节清零。

第二，在ΔU_i>0，ΔU_i+1>0时，比较|ΔU_i|和|ΔU_i+1|大小，若|ΔU_i|>|ΔU_i+1|，保持第一PI调节器输出的当前极性不变；若|ΔU_i|<|ΔU_i+1|，第一PI调节器输出的当前极性取反，极性取反后，第一PI调节器的积分环节清零。

第三，在ΔU_i<0，ΔU_i+1<0时，若|ΔU_i|>|ΔU_i+1|，保持第一PI调节器输出的当前极性不变；若|ΔU_i|<|ΔU_i+1|，第一PI调节器输出的当前极性取反，极性标志位取反后，第一PI调节器的积分环节清零。

第四，在ΔU_i<0，ΔU_i+1>0时，若|ΔU_i|>|ΔU_i+1|，保持第一PI调节器输出的当前极性不变；若|ΔU_i|<|ΔU_i+1|，第一PI调节器输出的当前极性取反，极性标志位取反后，第一PI调节器的积分环节清零。

上述四种情况如表1所示：

表1

编号	ΔUi	ΔUi+1	|ΔUi|>|ΔUi+1|	|ΔUi|<|ΔUi+1|
					1	>0	<0	不变	取反
2	>0	>0	不变	取反
					3	<0	<0	不变	取反
4	<0	>0	不变	取反

例如，确定极性标志模块的标志位的流程如图4所示，计时器计时周期为640个开关周期，如果直流变换器的开关频率为16kHz，计时周期约为40ms。该计时周期如果过大可能导致还未检测到不均压现象就已发生不平衡故障；如果过小可能导致中点电位出现周期性振荡，系统进入不稳定状态。因此，本实施例的母线电压偏差平均值计算周期为20个开关周期，如果变换器开关频率为16kHz，计算周期约为1.25ms。该计算周期需要根据实验情况进行优化设计，如果计算周期过小，一旦半母线电压出现瞬时波动就会发生误检测；如果该周期设置过大，半母线电压差平均值将无法实时反映母线中点不平衡现象，从而错过控制量反向的最佳时机，导致还未检测到不均压现象时半母线电压差已经超过保护值。

采用本发明中点电位平衡控制方法确定极性标志位的小功率切换实验波形如图6、图7所示，从波形可以看出本文方法实现了“1”字型三电平直流变换器小功率下的快速无故障切换。在功率由10kW直接切换为-10kW时，变换器半母线电压波动很小。功率切换范围超出-6～6kW时，由于算法中不再根据标志位判断均压环控制量极性，所以极性标志位保持不变。

本发明针对“1”字型三电平直流变换器的中点电位平衡控制方法，能够对母线电压的不均压现象进行实时抑制，每个开关周期采集的电流绝对值大于12A时，根据该电流流向的正负确定极性标志位；当该电流绝对值小于12A时，根据实时采集并计算半母线电压差值，计算两个工频周期内上下母线电压偏差的平均值作进一步判断，若当前计算周期的母线电压偏差平均值小于20V，保持当前极性标志位不变，不需调整极性标志模块前的调节量的方向；若当前计算周期的母线电压偏差平均值大于或等于20V，需要判断相邻两个周期电压差绝对值的大小来决定是否改变均压环输出极性。当极性标志模块的极性标志位取反后，为避免极性标志模块前的调节量突变，需在极性标志位取反后对PI调节器的积分项及时清零。

本发明还提出了一种三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，包括用于生成均压调节量的均压控制部分，包括PI调节器，该PI调节器的极性由以下方法确定：

计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流绝对值，当该电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|大于或等于设定的电压阈值时，通过比较|ΔU_i+1|和上一计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i|的大小，判断PI调节器的极性是否取反；当|ΔU_i|>|ΔU_i+1|时，保持PI调节器的当前极性不变；当|ΔU_i|<|ΔU_i+1|时，PI调节器的极性取反，取反后PI调节器的积分项清零。

上述实施例中所指的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，实际上是基于本发明方法流程的一种计算机解决方案，即一种软件构架，可以应用到换流站中，上述装置即为与方法流程相对应的处理进程。由于对上述方法的介绍已经足够清楚完整，故不再详细进行描述。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权力要求范围之内。

Claims (10)

1.一种“1”字型三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，包括用于生成均压调节量的均压控制部分，包括PI调节器，该PI调节器的极性由以下方法确定：

计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流绝对值，当该电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|大于或等于设定的电压阈值时，通过比较|ΔU_i+1|和上一计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i|的大小，判断所述PI调节器的极性是否取反；当|ΔU_i|>|ΔU_i+1|时，保持所述PI调节器的当前极性不变；当|ΔU_i|<|ΔU_i+1|时，所述PI调节器的极性取反，取反后所述PI调节器的积分项清零。

2.根据权利要求1所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，当所述电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|小于设定的电压阈值时，保持PI调节器的当前极性不变。

3.根据权利要求1或2所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，当所述电流绝对值大于或等于设定的电流阈值时，采用以下方法确定所述PI调节器的极性：

判断计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流值是否大于零，当该电流值大于或等于零时，所述PI调节器的极性取反，当该电流值小于零时，所述PI调节器的极性不变。

4.根据权利要求3所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，所述设定的电流阈值为12A。

5.根据权利要求1或2所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制方法，其特征在于，所述设定的电压阈值为20V。

6.一种“1”字型三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，其特征在于，包括用于生成均压调节量的均压控制部分，包括PI调节器，该PI调节器的极性由以下方法确定：

计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流绝对值，当该电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|大于或等于设定的电压阈值时，通过比较|ΔU_i+1|和上一计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i|的大小，判断所述PI调节器的极性是否取反；当|ΔU_i|>|ΔU_i+1|时，保持所述PI调节器的当前极性不变；当|ΔU_i|<|ΔU_i+1|时，所述PI调节器的极性取反，取反后所述PI调节器的积分项清零。

7.根据权利要求6所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，其特征在于，当所述电流绝对值小于设定的电流阈值时，并且当前计算周期内上半母线电压和下半母线电压之差的平均值的绝对值|ΔU_i+1|小于设定的电压阈值时，保持PI调节器的当前极性不变。

8.根据权利要求6或7所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，其特征在于，当所述电流绝对值大于或等于设定的电流阈值时，采用以下方法确定所述PI调节器的极性：

判断计算每个开关周期内采集的从所述变换器的直流母线侧向电池侧的电流值是否大于零，当该电流值大于或等于零时，所述PI调节器的极性取反，当该电流值小于零时，所述PI调节器的极性不变。

9.根据权利要求8所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，其特征在于，所述设定的电流阈值为12A。

10.根据权利要求6或7所述的三电平双向直流变换器中点电位平衡控制装置，其特征在于，所述设定的电压阈值为20V。

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