CN113395000B - 基于电流观测器的pwm脉宽动态调节及其中点平衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其技术特点是：通过电流观测提取出电流基波分量，计算出动态调节时间和稳态调节电压，通过中点平衡计算出调节输出电平时间，将调节输出电平时间以及动态调节时间输入至脉宽调节完成对PWM脉宽进行调整。本发明解决现有常规查表控制中PWM响应滞后、调节过程中电流耦合、紊乱、谐波增加等问题，在保留了优化PWM查表方法电流谐波低优势的同时也克服现有中点平衡技术的缺陷，突破了必须用共模分量调节的限制，解决现有的方法中零序电压调整受限导致调节能力不足、实时性不佳的问题。

Description

基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法

技术领域

本发明属于PWM脉宽调制领域，尤其是基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法。

背景技术

目前国内研制的三电平变频器已经开始投入工业应用，但相比较于国外同类变频器，存在输出最大功率偏低的问题。降低PWM开关频率是提高变频器输出功率的有效方法之一，但开关频率与输出基波频率之比较低时，异步PWM下输出电流波形脉动和谐波大，相应转矩脉动大，而优化PWM查表方法用于低开关频率的矢量控制中又存在响应滞后、电流紊乱，系统难于控制，甚至可能失控的问题。此外使三电平逆变器安全可靠运行，必须确保中点电位为直流侧电压的一半。

目前较常用的中点电位平衡软件算法主要有两种：基于零序分量注入的载波PWM方法和基于冗余小矢量调整的SVPWM方法。零序分量注入的方法调节不够精确；利用冗余小矢量的方法通过调整冗余小矢量对的作用时间来控制中点电压平衡，该方法效果较好已被广泛采用，但在大功率电力电子设备应用中由于开关频率很低，此时上述的调节方法调节能力受限、且实时性不佳导致调节误差影响调节效果。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提出基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，解决现有常规查表控制中PWM响应滞后、调节过程中电流耦合、紊乱及谐波增加等问题，同时克服了现有中点平衡技术的缺陷，突破了必须用共模分量调节的限制，解决了零序电压调整受限导致调节能力不足和实时性不佳的问题。

本发明解决其技术问题是采取以下技术方案实现的：

基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，包括以下步骤：

步骤1、针对电网进行电流观测，得到采集电流i^；

步骤2、给定电流i^*与采集电流i^相加后进行角度修正，得到修正时间Δt₁；

步骤3、给定电流i^*与采集电流i^相加后进行PI调节，得到电压修正值Δu；

步骤4、电压修正值Δu和电压给定值u^*相加后进行查表处理，得到对应的优化PWM脉冲序列；

步骤5、对电网参数进行中点平衡，得到调节输出电平时间Δt₂；

步骤6、修正时间Δt₁与调节输出电平时间Δt₂相加得到总调节时间Δt；

步骤7、优化PWM脉冲序列与调节时间修正值Δt进行脉宽调节，得到一组调节后的开关角度；

步骤8、对步骤7得到的开关角度进行PWM生成，得到相应的PWM波；

步骤9、步骤8得到的PWM波经过逆变器和电抗器后输入至电网。

而且，所述步骤2的具体实现方法为：

其中，i^*为给定电流，i^{^}为采集电流，L₁是负载端等效电感，Δt₁为修正时间，k₁为非线性调节系数，其范围为0.2～1.0。

而且，所述k₁的计算方法为：

Δi＝i^*-i^{^}

当|Δi|<0.1时，k₁＝0.2；

当0.1<|Δi|<0.2时，k₁＝8*(|Δi|-0.1)+0.2；

当0.2<|Δi|时，k₁＝1.0。

而且，所述步骤3的具体实现方法为：将电流偏差值Δi＝i^*-i进行PI后生成电压修正值Δu。

而且，所述步骤4的具体实现方法为：将输入的u^*+Δu矢量分解为电压模值u_m和角度θ，将电压模值u_m进行查表P(m,N)得到对应的优化PWM脉冲序列α₁、α₂...α_n。

而且，所述步骤5的具体实现方法为：采集各相中点电压偏差Δu_dc＝u_P-u_N，其中u_P为直流母线正半组电压，u_N为直流母线负半组电压，各相负载电流实时值，各相输出PWM脉冲序列，其判断方法为：

当Δu_dc>0且各相负载电流实时值>0时，调整PWM脉冲序列，增加输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc>0且各相负载电流实时值<0时，调整PWM脉冲序列，减少输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc<0且各相负载电流实时值>0时，调整PWM脉冲序列，减少输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc<0且各相负载电流实时值<0时，调整PWM脉冲序列，增加输出P或N电平时间Δt₂。

而且，所述电平时间Δt₂的计算方法为：

Δt₂＝k₂*T_LIM

T_LIM＝Δu_dc*各相负载电流实时值

其中，k₂为中点调节权重系数，其范围为0～1.0，T_LIM需经过限幅值Ts，Ts为0.5ms的控制周期。

而且，所述步骤7的具体实现方法为：判断当前矢量分解角度θ落在对应的优化PWM脉冲序列α₁、α₂...α_n哪个区间，若α_k<θ<α_k+1，

若k为奇数，则修正α_k＝α_k-0.5·Δt，α_k+1＝α_k+1+0.5·Δt；

若k为偶数，则修正α_k＝α_k+0.5·Δt，α_k+1＝α_k+1-0.5·Δt；

其中总调节时间Δt＝Δt₁+Δt₂，得到一组新的调节后的开关角度α₁、α₂...α_n。

而且，所述步骤8的具体实现方法为：用输出角度θ与在P(m,N)基础上调节后的开关角度α₁、α₂...α_n比较，若α₁<θ<α₂则输出高电平，若α₂<θ<α₃，则输出低电平。

本发明的优点和积极效果是：

1、本发明通过电流观测提取出电流基波分量，计算出动态调节时间和稳态调节电压，通过中点平衡计算出调节输出电平时间，将调节输出电平时间以及动态调节时间输入至脉宽调节完成对PWM脉宽进行调整。本发明解决现有常规查表控制中PWM响应滞后、调节过程中电流耦合、紊乱、谐波增加等问题，在保留了优化PWM查表方法电流谐波低优势的同时也克服现有中点平衡技术的缺陷，突破了必须用共模分量调节的限制，解决现有的方法中零序电压调整受限导致调节能力不足、实时性不佳的问题。

2、本发明通过电流观测器提取出电流基波分量，计算出动态调节时间和稳态调节电压，保证了实时调节同时减少由采样电流谐波造成的调节时间摆动，并通过直接改变PWM开关角度完成对输出电压的调节。

3、本发明对动态调节时间系数进行非线性处理，当电流偏差比较小时PWM脉宽调节幅度也较小，有利于降低电流谐波；当电流偏差明显增加时，PWM脉宽调节幅度逐渐增加至额定值，以最快速度保证电流跟随性。

4、本发明的中点平衡根据各相负载电流对各相PWM边沿独立修正，三相PWM脉宽修正之间没有耦合，突破了常规方法中用共模分量调节中点平衡的限制，十分适用于SHE\SHM等需查询优化开关角实现同步调制的场合。

5、本发明针对于中点平衡控制效果与脉宽调整可能引起附加谐波的处理，设计非线性处理环节，在电流幅值较小时减少调节幅度，在同等调节能力下减少了对输出电压造成的畸变。

附图说明

图1为本发明PWM脉宽动态调节方框图；

图2为电流观测器示意图；

图3为本发明中点平衡示意图；

图4为本发明非线性处理示意图；

图5为通常PWM调制策略图；

图6为优化PWM调制策略图；

图7为本发明电流观测器中实际电流与观测电流对比示意图；

图8为本发明中点平衡效果图；

图9为本发明电流谐波示意图；

图10为常规方案下给定电流轨迹、常规控制下电流轨迹和稳态电流轨迹示意图；

图11为本发明给定电流轨迹、本方法电流轨迹和稳态电流轨迹示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明做进一步详述。

如图5所示，通常PWM调制策略采用载波与三角波比较生产PWM调制脉冲。这种调制方式在高载波比时谐波不大具有简单易行的优势，但是低载波时比谐波较大。

如图6所示，优化PWM调制策略通过离线数值计算得到一组开关角度，以达到最小的输出谐波。但优化PWM策略不能直接用于矢量控制等高性能系统,因为它在动态会造成PWM紊乱,系统过流。

基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤1、针对电网进行电流观测，得到采集电流i^。

如图2所示，本步骤的具体实现方法为：

其中，L是线路上的电感，R是线路电阻，Ts是采样控制周期，K是观测器调节系数；若被控对象为电机，则U_e为电机反电势，L₁是电机对应的电机漏感，R是电机对应的电机定子电阻。

步骤2、给定电流i^*与采集电流i^相加后进行角度修正，得到修正时间Δt₁。

本步骤的具体实现方法为：

其中，i^*为给定电流，i^为采集电流，L₁是负载端等效电感，Δt₁为修正时间，k₁为非线性调节系数，其范围为0.2～1.0。

所述k₁的计算方法为：

Δi＝i^*-i^

当|Δi|<0.1时，k₁＝0.2；

当0.1<|Δi|<0.2时，k₁＝8*(|Δi|-0.1)+0.2；

当0.2<|Δi|时，k₁＝1.0。

步骤3、给定电流i^*与采集电流i^{^}相加后进行PI调节，得到电压修正值Δu。

本步骤的具体实现方法为：将电流偏差值Δi＝i^*-i进行PI后生成电压修正值Δu。

步骤4、电压修正值Δu和电压给定值u^*相加后进行查表处理，得到对应的优化PWM脉冲序列。

本步骤的具体实现方法为：将输入的u^*+Δu矢量分解为电压模值u_m和角度θ，将电压模值u_m进行查表P(m,N)得到对应的优化PWM脉冲序列α₁、α₂...α_n。

步骤5、对电网参数进行中点平衡，得到调节输出电平时间Δt₂。

如图3所示，本步骤的具体实现方法为：采集各相中点电压偏差Δu_dc＝u_P-u_N，其中u_P为直流母线正半组电压，u_N为直流母线负半组电压，各相负载电流实时值，各相输出PWM脉冲序列，其判断方法为：

当Δu_dc>0且各相负载电流实时值>0时，调整PWM脉冲序列，增加输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc>0且各相负载电流实时值<0时，调整PWM脉冲序列，减少输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc<0且各相负载电流实时值>0时，调整PWM脉冲序列，减少输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc<0且各相负载电流实时值<0时，调整PWM脉冲序列，增加输出P或N电平时间Δt₂。

所述电平时间Δt₂的计算方法为：

Δt₂＝k₂*T_LIM

T_LIM＝Δu_dc*各相负载电流实时值

其中，k₂为中点调节权重系数，其范围为0～1.0，T_LIM需经过限幅值Ts，Ts为0.5ms的控制周期，此外为减少中点平衡对输出电压造成畸变的影响，对采样电流过增加如图4所示的非线性处理环节，使在电流幅值较小时刻减少调节幅度，并对计算出的调节时间做限幅，限幅值Ts为控制周期，其默认值为0.5ms，按上述方法得到abc三相开关角度修正时间Δt_a、Δt_b、Δt_c，代入角度修正模块进行PWM脉冲扩展。

步骤6、修正时间Δt₁与调节输出电平时间Δt₂相加得到总调节时间Δt。

步骤7、优化PWM脉冲序列与调节时间修正值Δt进行脉宽调节，得到一组调节后的开关角度。

本步骤的具体实现方法为：判断当前矢量分解角度θ落在对应的优化PWM脉冲序列α₁、α₂...α_n哪个区间，若α_k<θ<α_k+1，

若k为奇数，则修正α_k＝α_k-0.5·Δt，α_k+1＝α_k+1+0.5·Δt；

若k为偶数，则修正α_k＝α_k+0.5·Δt，α_k+1＝α_k+1-0.5·Δt；

其中总调节时间Δt＝Δt₁+Δt₂，得到一组新的调节后的开关角度α₁、α₂...α_n。

步骤8、对步骤7得到的开关角度进行PWM生成，得到相应的PWM波。

本步骤的具体实现方法为：用输出角度θ与在P(m,N)基础上调节后的开关角度α₁、α₂...α_n比较，若α₁<θ<α₂则输出高电平，若α₂<θ<α₃，则输出低电平。

步骤9、步骤8得到的PWM波经过逆变器和电抗器后输入至电网。

如图7所示，为本发明电流观测器中实际电流与观测电流对比示意图，从图中可以得到。图7为工作在50Hz，突加50％负载下的电流波形，可知采用上述电流基波观测器后，可有效的得到流波基本分量，电流纹波和谐波分量基本上被过滤干净，且跟随性较好。

如图8所示，为本发明中点平衡效果图；如图9所示，为本发明电流谐波示意图，从图中可以得到，从图8中看出当注入不平衡电流后Δu_dc偏离零点，分别使能不同程度的中点平衡控制，中点不平衡程度得到了有效抑制。图9为不同状态下对电流谐波的影响。注入不平衡电流后，在禁止中点平衡控制时电流谐波达到13.54％，在中点平衡使能K＝0.1时，谐波电流降到8.24％，在中点平衡使能K＝0.4时，谐波电流进一步下降至7.72％。

如图10所示为常规方案下给定电流轨迹、常规控制下电流轨迹和稳态电流轨迹示意图；如图11所示为本发明给定电流轨迹、本方法电流轨迹和稳态电流轨迹示意图，通过对比为两图可得到常规方案下对优化PWM查表控制，需要2～3个周期才能达到稳态，而本方法电流轨迹不到半个周期即达到稳态且没有超调。

需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。

Claims (9)

1.基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1、针对电网进行电流观测，得到采集电流i^；

步骤2、给定电流i^*与采集电流i^相减后进行角度修正，得到修正时间Δt₁；

步骤3、给定电流i^*与采集电流i^相减后进行PI调节，得到电压修正值Δu；

步骤4、电压修正值Δu和电压给定值u^*相加后进行查表处理，得到对应的优化PWM脉冲序列；

步骤5、对电网参数进行中点平衡，得到调节输出电平时间Δt₂；

步骤6、修正时间Δt₁与调节输出电平时间Δt₂相加得到总调节时间Δt；

步骤7、优化PWM脉冲序列与调节时间修正值Δt进行脉宽调节，得到一组调节后的开关角度；

步骤8、对步骤7得到的开关角度进行PWM生成，得到相应的PWM波；

步骤9、步骤8得到的PWM波经过逆变器和电抗器后输入至电网。

2.根据权利要求1所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述步骤2的具体实现方法为：

其中，i^*为给定电流，i^为采集电流，L₁是负载端等效电感，Δt₁为修正时间，k₁为非线性调节系数，其范围为0.2～1.0。

3.根据权利要求2所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述k₁的计算方法为：

Δi＝i^*-i^

当|Δi|<0.1时，k₁＝0.2；

当0.1<|Δi|<0.2时，k₁＝8*(|Δi|-0.1)+0.2；

当0.2<|Δi|时，k₁＝1.0。

4.根据权利要求1所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述步骤3的具体实现方法为：将电流偏差值Δi＝i^*-i进行PI后生成电压修正值Δu。

5.根据权利要求1所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述步骤4的具体实现方法为：将输入的u^*+Δu矢量分解为电压模值u_m和角度θ，将电压模值u_m进行查表P(m,N)得到对应的优化PWM脉冲序列α₁、α₂...α_n。

6.根据权利要求1所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述步骤5的具体实现方法为：采集各相中点电压偏差Δu_dc＝u_P-u_N，其中u_P为直流母线正半组电压，u_N为直流母线负半组电压，根据各相负载电流实时值以及各相输出PWM脉冲序列，得到调节输出电平时间Δt₂：

当Δu_dc>0且各相负载电流实时值>0时，调整PWM脉冲序列，增加输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc>0且各相负载电流实时值<0时，调整PWM脉冲序列，减少输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc<0且各相负载电流实时值>0时，调整PWM脉冲序列，减少输出P或N电平时间Δt₂；

当Δu_dc<0且各相负载电流实时值<0时，调整PWM脉冲序列，增加输出P或N电平时间Δt₂。

7.根据权利要求6所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述电平时间Δt₂的计算方法为：

Δt₂＝k₂*T_LIM

T_LIM＝Δu_dc*各相负载电流实时值

其中，k₂为中点调节权重系数，其范围为0～1.0，T_LIM需经过限幅值Ts，Ts为0.5ms的控制周期。

8.根据权利要求5所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述步骤7的具体实现方法为：判断矢量分解角度θ落在对应的优化PWM脉冲序列α₁、α₂...α_n哪个区间，若α_k<θ<α_k+1，

若k为奇数，则修正α_k＝α_k-0.5·Δt，α_k+1＝α_k+1+0.5·Δt；

若k为偶数，则修正α_k＝α_k+0.5·Δt，α_k+1＝α_k+1-0.5·Δt；

其中总调节时间Δt＝Δt₁+Δt₂，得到一组新的调节后的开关角度α_k1、α_k2...α_kn。

9.根据权利要求5所述的基于电流观测器的PWM脉宽动态调节及其中点平衡方法，其特征在于：所述步骤8的具体实现方法为：用矢量分解角度θ与在查表P(m,N)基础上调节后的开关角度α_k1、α_k2...α_kn比较，若α_k1<θ<α_k2则输出高电平，若α_k2<θ<α_k3，则输出低电平。

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