CN104934989B - 基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置及其控制方法，它涉及一种高压、大功率无功补偿装置。本发明的目的是为了解决现有技术在高压大功率领域补偿受限以及对环流的抑制能力不足的问题。本发明包括三相交流电源、阻感负载、MMC换流器、信号检测电路、控制电路和驱动电路，MMC换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，上桥臂包括相互串联的电阻、电感、若干半桥单元和一个H 桥单元，上桥臂的电感与下桥臂的电感串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和负载之间。本发明不但能补偿电网无功，解决系统三相不平衡问题，还有支撑电网电压、抑制环流的作用。

Description

基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种无功补偿装置及其控制方法，具体涉及基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及其控制方法，属于高压大功率无功补偿技术领域。

背景技术

随着电力换流器及非线性负载的大量应用，在电网中产生了大量的无功及谐波。利用STATCOM进行无功补偿和谐波抑制，不仅能够满足电网节能、降损的要求，而且还有利于电网供电质量的改善。

目前，常见的多电平拓扑结构主要有三种：二极管钳位型、飞跨电容型以及H 桥级联型。二极管钳位型和飞跨电容型结构，随着电平数的增加，所需的开关器件和钳位电容数量会大大增加，不利于实现更高电平的变换电路，而且电容电压不易均衡，推广应用受到限制。H桥级联结构，当三相输出的电流不均衡时，桥臂间不能传递有功能量，难以实现三相模块间的电容电压平衡。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术在高压大功率领域补偿受限以及对环流的抑制能力不足的问题。

本发明的技术方案是：基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置，包括三相交流电源、阻感负载、换流器、控制电路、信号检测电路和驱动电路，所述换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括相互串联的电阻、电感、若干半桥单元和一个H桥单元，上桥臂的电感与下桥臂的电感串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和阻感负载之间，信号检测电路的输入端分别连接三相交流电源的输出端、阻感负载的输入端、换流器的输出端、换流器三个桥臂、换流器的每个半桥单元和H桥单元，信号检测电路的输出端连接控制电路的输入端，控制电路的输出端通过驱动电路与换流器建立连接。

所述控制电路包括载波移相控制器、第一控制单元和第二控制单元，第一控制单元的输出端和第二控制单元的输出端均与载波移相控制器建立连接，所述第一控制单元包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第一PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、第一坐标转换器、第二坐标转换器、第一电抗器和第二电抗器，第一比较器、第一PI控制器、第二比较器、第二PI控制器和第三比较器依次串联后接入第一坐标变换器，第四比较器、第三PI控制器和第五比较器依次串联后接入第一坐标转换器，第一坐标转换器的输出端连接载波移相控制器，载波移相控制器的输出端连接驱动电路，所述换流器的输出端连接第二坐标变换器，第二坐标变换器的第一输出端分别连接第二比较器和第二电抗器，第二电抗器的输出端连接第三比较器，第二坐标变换器的另一输出端分别连接第四比较器和第一电抗器，第一电抗器的输出端连接第五比较器，采用两个并行的控制器对换流器的功率模块和全桥模块分别进行控制，提高了系统的控制效率，使系统运行更加稳定，第一控制单元用于控制换流器的功率模块部分，第一控制单元在控制换流器负载电流的同时对换流器的功率模块的电容电压进行平衡控制。

所述第二控制单元包括第六比较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第一比例控制器、第二比例控制器、第四PI控制器、第五PI控制器和函数模块，第六比较器、第一比例控制器、第七比较器、第四PI控制器和第二比例控制器依次串联后接入第九比较器，第八比较器、第五PI控制器和函数模块依次串联后接入第九比较器，第九比较器的输出端连接所述载波移相控制器，通过控制全桥模块的输出电压来控制环流，即通过采用合理的控制策略，在全桥模块中插入适当的电压可以抑制环流，通过独立的控制单元不仅抑制环流，同时实现了对全桥模块电容电压的均衡控制。

所述控制电路包括DSP模块和FPGA模块，DSP模块的输出端连接FPGA模块，FPGA模块的输出端连接驱动电路，所述第一控制单元和第二控制单元集成在DSP 模块内，所述载波移相控制器集成在FPGA模块内，采用DSP+FPGA的控制方式，DSP作为运算和控制部分，FPGA用来产生PWM波，这样大大提高了控制、运算速度，降低了整个装置的响应时间。

所述基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括过零检测电路，所述过零检测电路包括电压传感器、比较电路和光耦，电压传感器的输入端连接三相交流电源的输出端，电压传感器的输出端连接比较电路的输入端，比较电路的输出端通过光耦接入DSP模块，使无功补偿装置实现了对电网电压的锁相过程。

所述信号检测电路包括电流检测及调理电路，所述电流检测及调理电路包括电流传感器和光耦芯片，电流传感器的输出端连接光耦芯片，减少电流采样环节引起的滞后和提高检测信号的抗干扰能力。

所述驱动电路包括电平转换芯片和驱动芯片，电平转换电路的输入端为驱动电路的输入端，电平转换电路的输出端连接驱动芯片，驱动芯片的输出端为驱动电路的输出端。

所述基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法，具体包括：采用基于瞬时无功功率理论的i_p-i_q电流检测法对电流进行检测；对半桥单元和全桥单元分别进行控制，得到PWM控制信号，定义半桥单元为功率模块，全桥单元为全桥模块，所述功率模块的控制包括对功率模块的电容均压控制和基于前馈解耦的电压电流双闭环控制，全桥模块的控制包括对全桥模块电容电压均衡和整个无功补偿装置的环流的抑制控制。

所述电容均压控制包括相间电压平衡控制和独立电压平衡控制，所述相间电压平衡控制为：电压外环是使每相2N个功率模块电容电压的平均值与功率模块电容电压的给定值U_ref作差，经PI调节后与该相的环流作差，经电流环比例调节后作为平均电压控制的指令信号，定义为u_Aj，其中，j ＝ a,b,c，所述与环流i_cir的表达式分别为：

独立电容电压平衡控制为：检测每相上、下桥臂功率模块的电容电压U_cji，将其与功率模块的电容电压的给定值U_ref相比较，经比例调节，再与相应的桥臂电流相乘，经过符号函数的修正，得到每相上、下桥臂独立电压平衡控制的指令u_BPj和u_BNj。采用电容电压分级控制策略，确保各模块电容电压均衡，实现了良好的无功补偿、稳压、均压以及环流抑制效果。

所述基于前馈解耦的电压电流双闭环控制的前馈解耦控制策略为：

其中，x₁，x₂为中间变量，K₁，K₂为比例系数，T₁，T₂为积分系数，i_d和i_q分别为换流器输出的dq坐标轴的电流分量，i_d ^*和i_q ^*分别为负载中的有功电流分量和无功电流分量的给定值；

所述电压电流双闭环控制包括：将给定直流电压U_ref与换流器直流侧电容电压进行比较，经电压PI调节，其输出作为有功电流的给定值i_d ^*，负载电流经坐标变换、取反处理得到无功电流给定i_q ^*；将换流器输出的三相电流i_abc经坐标变换得到i_d和i_q，将i_d和i_q分别与i_d ^*、i_q ^*进行比较，经电流环PI调节，得到期望的输出电压V_cd、V_cq；对V_cd、V_cq进行逆变换得到静止坐标系下的三相调制波，将该三相调制波与载波移相控制器产生的三角载波比较后得到PWM控制信号。

所述全桥模块电容电压均衡过程包括：每一相上、下桥臂全桥模块电容电压的给定值V_H,ref与全桥模块的实际电容电压进行比较，经PI控制器，其输出乘以该桥臂电流的符号函数后，将生成的全桥子模块电压给定值V_r,ref与三角载波比较后得到PWM波，其中，r＝P，N，驱动全桥模块中相应的功率开关管，对全桥子模块的电容进行充放电控制，实现全桥模块电容电压的均衡；

所述环流抑制过程包括：将每一相环流分别与环流的参考值进行比较，此时环流的参考值i_cir,ref＝i_dc/3，得到的结果通过一个比例控制器形成一个全桥模块的电压调整信号，将这个电压调整信号平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂全桥模块的电压信号上。针对三相间的环流问题，提出了一种增加H 桥模块的拓扑结构，通过独立的控制单元，实现对环流的有效抑制。

本发明与现有技术相比具有以下效果：本发明不但能补偿电网无功，解决系统三相不平衡问题，还有支撑电网电压、抑制环流的作用，所述信号检测单元检测电网三相电压、负载侧三相电流、换流器输出的三相反馈电流、直流侧各模块的电容电压以及三相的桥臂电流，然后，将检测到反馈量在控制电路中进行运算和调节，得到PWM控制信号；最后，将控制信号进行功放以驱动换流器的各个模块中功率开关管，使换流器输出相应的补偿电流，实现无功补偿。本发明设计的拓扑中每相上、下桥臂各加入了1个H桥单元，这样整个三相系统中的H桥单元共有6个。换流器由半桥单元和H桥单元构成，其中半桥单元模块用于控制桥臂中的基波负载电流，而H桥单元作为电压校正模块用于抑制环流。采用基于瞬时无功功率理论的i_p-i_q电流检测法，该方法具有较好的实时性，能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，提高系统的稳定性。本发明的换流器相对于传统的多电平换流器具有明显的优势，能够实现对无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿，其输出为多电平，接近于正弦波，谐波含量小，选择适当的控制算法可减小功率管的开关频率，降低开关损耗。

附图说明

图1、系统整体框图；

图2、换流器拓扑结构电路图；

图3、STATCOM的等效控制模型示意图；

图4、相间电压平衡控制示意图；

图5、独立电压平衡控制示意图；

图6、环流抑制器工作原理示意图；

图7、模块的工作状态示意图，其中(a)为投入状态，(b)为切除状态，(c)为闭锁状态；

图8、三相MMC换流器拓扑结构的等效模型示意图；

图9、无功电流检测框图；

图10、有功、无功电流控制框图；

图11、前馈解耦等效控制框图；

图12、STATCOM电压电流双闭环的控制框图；

图13、STATCOM系统总控制框图；

图14、控制器2的工作原理图；

图15、过零检测电路图；

图16、电流检测及其调理电路电路图；

图17、隔离驱动电路电路图；

图18、主程序流程图；

图19、捕获中断流程图；

图20、T1中断子程序流程图；

图21、补偿前a相电压、电流波形图；

图22、补偿后a相电压、电流波形图；

图23、补偿前a相电流波形图；

图24、补偿后a相电流波形图；

图25、平衡控制后a相模块电容电压波形图；

图26、抑制前的三相环流波形图；

图27、抑制后的三相环流波形图。

具体实施方式

结合附图说明本发明的具体实施方式，本发明的基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置，包括三相交流电源、阻感负载、换流器、控制电路、信号检测电路和驱动电路，所述换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括相互串联的电阻、电感、若干半桥单元和一个H桥单元，所述第一桥臂上桥臂上的电阻为R11，下桥臂上的电阻为R12，所述第二桥臂上桥臂上的电阻为R21，下桥臂上的电阻为R22，所述第三桥臂上桥臂上的电阻为R31，下桥臂上的电阻为R32，上桥臂的电感与下桥臂的电感串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和阻感负载之间，信号检测电路的输入端分别连接三相交流电源的输出端、阻感负载的输入端、换流器的输出端、换流器三个桥臂、换流器的每个半桥单元和H桥单元，信号检测电路的输出端连接控制电路的输入端，控制电路的输出端通过驱动电路与换流器建立连接，半桥单元模块用于控制桥臂中的负载基波电流，H桥单元作为电压校正模块用于抑制环流，信号检测电路，检测电网三相电压、负载侧三相电流、输出的三相反馈电流、直流侧各子模块的电容电压以及三相的桥臂电流；然后，将检测到反馈量在控制单元中进行运算和调节，得到PWM控制信号；最后，将控制信号进行功放以驱动子模块中功率开关管，使换流器输出相应的补偿电流，实现无功补偿。

本实施方式的模块化多电平换流器的拓扑结构具有公共直流母线，三相间能量能够相互流动，在电网畸变的情况下，能够实现无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿，高度模块化，易于冗余设计，而且输出为多电平，接近于正弦波，谐波含量小。

将半桥模块称为功率模块，H桥单元称为全桥模块。如图2所示，SM为半桥模块，每个半桥模块由两个带有反向续流二极管的IGBT和1个储能电容C组成，每个半桥模块有两种开关状态，控制每一相中模块的通断，能使模块的输出电压通过叠加形成2N+1个电平的输出电压。

换流器的功率模块工作状态如图7 所示，图中箭头表明电流的流向。所示功率模块共有三种工作状态：

₁₁开通、T₂(D₂) 关断为投入状态，如图7中(a)所示；

₁₁关断、T₂(D₂) 开通为切除状态，如图7中(b)所示；

₁和T₂均关断为闭锁状态，如图7中(c)所示；

设s_i为换流器的功率模块的开关函数，可表示为

则每个功率模块的等效输出电压u_o可表示为

_o＝s_iV_d (2)

为H 桥单元，有3种开关状态，所示全桥模块的开关函数s_i，s_i∈{-1 ,0,1}，s_i的取值决定了H桥单元输出电压的极性。

三相换流器功率拓扑结构的等效模型如图8所示，其中，直流侧电流为i_dc，三相上桥臂电流分别为i_aP、i_bP、i_cP，三相下桥臂电流分别为i_aN、i_bN、i_cN，三相输出电流分别为i_a、i_b、i_c。

以a相为例，根据KCL电路理论可知，a相输出电流可表示为

_a＝i_aP-i_aN (3)

设a相桥臂的环流为i_cir,a，因上、下桥臂的电路结构相同，则有

将式(5)和(6)相加，得到

直流母线的电流i_dc为a、b、c三相环流之和，即

_dc＝i_cir,a+i_cir,b+i_cir,c (7)

由于三相对称，三相环流i_cir,j可表示为

式中，i_zj ^*是环流中的二倍频负序交流分量，其中，j＝a,b,c，结合式(4)、(5)与(8)可得：

综合式(9)与(10)，可得a相环流的二倍频负序交流成分为

换流器功率模块可等效为可控的电压源V_jr，其中，j＝a,b,c；r＝P，N，则a相上桥输出电压V_aP和下桥臂的输出电压V_aN可表示为

在图8的等效模型中，全桥模块的输出电压为V_H,jr，以直流母线电压的中点为参考，MMC系统输出的三相电压为V_j，每个桥臂的电阻为R_e，根据KVL电路理论，可以得到

将式(14)和(15)相加，再结合式(4)至(6)，可得：

由式(16) 可以看出，可以通过控制全桥模块的输出电压(V_H,aP+V_H,aN) 大小与电压差(U_d-V_aP-V_aN) 相等从而达到消除环流的目的。

将式(15)减去式(14)，可得

由式(17)可见，全桥模块对换流器的输出电压几乎没有影响，原因有二：首先，全桥模块的输出电压等级相对于MMC系统的输出电压来说是很小；其次，控制全桥模块插入每一相上、下桥臂的电压是相等的，因此式(17) 中(V_H,aP-V_H,aN)/2一项可近似看成0，并不影响系统的输出电压。

所述控制电路包括载波移相控制器、第一控制单元和第二控制单元，第一控制单元的输出端和第二控制单元的输出端均与载波移相控制器建立连接，所述第一控制单元包括第一比较器1、第二比较器3、第三比较器5、第四比较器7、第五比较器9、第一PI控制器2、第二PI控制器4、第三PI控制器8、第一坐标转换器6、第二坐标转换器12、第一电抗器10和第二电抗器11，第一比较器1、第一PI控制器2、第二比较器3、第二PI控制器4和第三比较器5依次串联后接入第一坐标变换器，第四比较器7、第三PI控制器8和第五比较器9依次串联后接入第一坐标转换器6，第一坐标转换器6的输出端连接载波移相控制器，载波移相控制器的输出端连接驱动电路，所述换流器的输出端连接第二坐标变换器，第二坐标变换器的第一输出端分别连接第二比较器3和第二电抗器11，第二电抗器11的输出端连接第三比较器5，第二坐标变换器的另一输出端分别连接第四比较器7和第一电抗器10，第一电抗器10的输出端连接第五比较器9。

所述控制电路包括第二控制单元，第二控制单元包括第六比较器13、第七比较器15、第八比较器18、第九比较器21、第一比例控制器14、第二比例控制器17、第四PI控制器16、第五PI控制器19和函数模块20，第六比较器13、第一比例控制器14、第七比较器15、第四PI控制器16和第二比例控制器17依次串联后接入第九比较器21，第八比较器18、第五PI控制器19和函数模块20依次串联后接入第九比较器21，第九比较器21的输出端连接所述载波移相控制器。

本实施例的调制技术采用载波移相控制策略。

所述控制电路包括DSP模块和FPGA模块，DSP模块的输出端连接FPGA模块，FPGA模块的输出端连接驱动电路，所述第一控制单元和第二控制单元集成在DSP模块内，所述载波移相控制器集成在FPGA模块内，本实施例的DSP控制模块以TI公司的TMS320F2812为核心，DSP模块和FPGA模块配合实现负载侧电流采样、补偿电流采样、电容电压采样、桥臂电流采样、电流电压双闭环控制、CPS-SPWM波生成等功能，辅助电路由开关电源、保护电路等组成。

所述基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括过零检测电路，所述过零检测电路包括电压传感器22、比较电路23和光耦24，电压传感器22的输入端连接三相交流电源的输出端，电压传感器22的输出端连接比较电路23的输入端，比较电路23的输出端通过光耦24接入DSP模块。本实施方式的采用电压霍尔模块CHV-25P把A相电压幅值降为5V左右，然后通过比较电路23产生一个与电网同频的方波信号，其上升沿与a相正向电压的过零点重合，两个上升沿的时间差即为电网a相电压的周期。

基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电流检测及调理电路，所述电流检测及调理电路包括电流传感器25、光电隔离放大器26和运算放大器27，电流传感器25的输出端连接光电隔离放大器26，光电隔离放大器26的输出端连接运算放大器27，运算放大器27的输出端为电流检测及调理电路的输出端，本发明采用高速的电流霍尔模块CHB-25NP实现三相电流检测，并利用光电隔离放大器26进行隔离，以提高检测信号的抗干扰能力，本实施方式采用的光电隔离放大器的型号为HCPL7840，运算放大器27的型号为LF358，运算放大器27给光耦HCPL7840的输出电压加上2V的偏置。

所述驱动电路包括电平转换芯片和驱动芯片，电平转换电路的输入端为驱动电路的输入端，电平转换电路的输出端连接驱动芯片，驱动芯片的输出端为驱动电路的输出端,本实施方式的无功补偿装置的隔离驱动电路如图17所示，将FPGA发出的PWM 信号经过电平转换后，送给驱动芯片2SD315A，该芯片具有4000V_Ac的隔离电压，设有短路和过流保护功能，将2SD315A的工作模式设置为直接工作模式，这样可在INA和INB两个引脚中输入两个控制信号，并能同时驱动两个功率管。

基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法，具体包括：采用基于瞬时无功功率理论的i_p-i_q电流检测法对电流进行检测；由于无功与谐波电流的检测值为电流补偿控制的给定值，所以无功与谐波电流检测的性能直接影响着STATCOM补偿的效果，采用基于瞬时无功功率理论的i_p-i_q电流检测法，具有较好的实时性，能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，在检测基波无功电流时基本上是无延迟的。

由于i_p-i_q谐波电流检测法只需三相瞬时电流和a相电网电压的角度信息，因而外部信号检测电路简单。另外，i_p-i_q检测法采用内部的参考正弦信号，没有直接使用系统电压信息参与运算，不受电网电压畸变或不对称的影响。

首先，将三相负载电流i_a、i_b、i_c变换到dq坐标系下，即

其中，T_abc-dq为坐标变换矩阵为

式中，ωt是与电网同步的旋转角度，由锁相环(PLL)来实现。

图9为系统无功和谐波电流检测原理图，图中的负载电流i_a、i_b、i_c经式(18)变换得到dq坐标下分量i_d、i_q。由瞬时无功功率理论可知，经坐标变换后得到负载中有功、无功电流分量i_d、i_q，经低通滤波处理后，得到反映负载电流基波分量的，分别将i_d、i_q与作差得到反映谐波的有功、无功分量i_d-hrm、i_q-hrm。将以上的i_d-hrm、i_q-hrm和i_q进行组合，即可形成具有实际意义的三种电流，分别是：(1)i_d-hrm+i_q-hrm，为负载中谐波；(2)i_q，为负载中无功电流分量；(3)i_q+i_d-hrm，为负载中的无功和谐波。

所述基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法包括对功率模块和全桥模块分别进行控制，功率模块的控制包括对功率模块的电容均压控制和基于前馈解耦的电压电流双闭环控制，全桥模块的控制包括对全桥模块电容电压均衡和整个无功补偿装置的环流的抑制。

所述功率模块的电容均压控制包括相间电压平衡控制和独立电压平衡控制，所述相间电压平衡控制为：电压外环是使每相2N个功率模块电容电压的平均值 与功率模块电容电压的给定值U_ref作差，经PI调节后与该相的环流作差，经电流环比例调节后作为平均电压控制的指令信号，定义为u_Aj，所述与环流i_cir的表达式分别为：

独立电容电压平衡控制如图5所示，检测每相上、下桥臂的模块电容电压U_cji，将其与模块电容电压的给定值U_ref相比较，经比例调节，再与相应的桥臂电流相乘，由于桥臂电流对于模块电容的充放电是有影响的，需增加符号函数加以修正：当该相上桥臂电流i_p>0时，符号函数为正，取1；当i_p<0时，符号函数为负，取-1。下桥臂与上桥臂类似，最终得到每相上、下桥臂独立电压平衡控制的指令u_BPj和u_BNj。

系统的电流控制方法可分直接和间接控制两类。直接控制是直接对换流器的输出电流进行控制，主要有滞环控制和三角波比较控制；间接控制是将STATCOM等效为一个可控的交流电压源，通过调节换流器输出电压的幅值和相位来间接控制输出电流。经比较发现，直接电流控制要想达到理想的控制效果，就需很高的开关频率，造成开关损耗增大，因此不适于在大功率变流系统中应用，因此本发明采用基于前馈解耦的间接电流控制方法。

通过对系统的等效电路分析，将整个变流器的损耗等效为固定电阻R，连接电抗器及线路电感等效为电感L，换流器输出电压为多电平阶梯波，谐波含量小，故可忽略谐波而只考虑其基波分量；认为系统三相对称，交流输出电压与电容电压成线性关系。对于星形接法，在abc坐标系下，由基尔霍夫电压电流定律可得：

直流侧电容瞬时功率为 STATCOM直流与交流两侧能量守恒关系，可得到：

式中N为直流侧总的电容数目，又由于i_a、i_b、i_c是STATCOM某时刻发出的电流，v_sa,v_sb,v_sc为某时刻电网电压值，v_ca，v_cb，v_cc为STATCOM某时刻发出电压值，C为电容值，u_dc为电容上的电压，且：

由(20)至(23)得在abc坐标下，计算出STATCOM的数学模型为：

引入dq变换，式(24)在旋转坐标系下变为：

式中，v_sd，v_sq，v_cd，v_cq分别为电网电压和STATCOM输出电压的dq分量，i_d，i_q为STATCOM输出电流的dq分量。由于U_S与d轴重合，因此有下式成立：

其中：δ为STATCOM输出电压与电网电压的相位差，M为调制比，U_S为电网电压。选择控制量为STATCOM的输出电压的dq轴分量v_cd和v_cq，由于

δ＝tg^-1(v_cd/v_cq)，通过对M和δ的控制就会改变STATCOM与电网的功率交换，从而补偿系统无功。根据式(21)可以得到STATCOM输出电压v_cd，v_cq的表达式：

根据式(27)得到有功、无功电流控制框图如图10所示。可以明显看出，STATCOM系统是一个典型的耦合系统，i_d，i_q通过电抗器耦合，STATCOM输出电压的变化会影响到输出电流的变化，并且dq轴相互影响，不利于控制。通过采取一定措施对dq轴解耦，可以使得控制更为简单，电流变换到dq轴后成为直流量，通过传统线性PI调节即可实现无静差调节。

前馈解耦控制策略如下，引入中间变量x₁，x₂：

由(27)和(28)可得：

其中，K₁，K₂为比例系数，T ₁，T₂为积分系数，i_d和i_q分别为换流器输出的dq坐标轴的电流分量，i_d ^*和i _q ^*分别为负载中的有功电流分量和无功电流分量的给定值；

如图11 所示，通过这种变换将dq轴的电流设计成两个PI控制器，其输出就是中间变量x₁，x₂，这样就可实现dq轴电流的解耦控制。

所述电压电流双闭环控制如图12所示，STATCOM系统由电压外环和电流内环构成，其中，电压外环是控制直流侧的电容电压，使其保持恒值，给定直流电压U_ref与换流器直流侧电容电压进行比较，经电压PI调节，其输出作为有功电流给定值i_d ^*, 负载电流经坐标变换、取反处理得到无功电流给定值i_q ^*；将变换器输出的三相电流i_abc经坐标变换得到i_d和i_q，与i_d ^*、i_q ^*进行比较，经电流环PI调节，得到期望的输出电压V_cd、V_cq；对V_cd、V_cq进行坐标逆变换得到静止坐标系下的三相调制波，与载波移相控制器产生的三角载波比较后得到PWM控制信号，经功放驱动换流器模块内相应的功率开关管，从而控制STATCOM输出电压的幅值和相位，达到补偿无功的目的。

所述全桥模块电容电压均衡过程包括：每一相上、下桥臂全桥模块电容电压的给定值V_H,ref与全桥模块的实际电容电压进行比较，经PI控制器，其输出乘以该桥臂电流的符号函数后，将生成的全桥模块电压给定值V_r,ref与三角载波比较后得到PWM波，其中，r＝P，N，驱动全桥模块中相应的功率开关管，对全桥模块的电容进行充放电控制，实现全桥模块电容电压的均衡；

所述环流抑制过程包括：将每一相环流分别与环流的参考值进行比较，此时环流的参考值i_cir,ref＝i_dc/3，得到的结果通过一个比例控制器形成一个全桥模块的电压调整信号，将这个电压调整信号平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂全桥模块的电压信号上。

本发明通过主程序、捕获中断子程序以及T1 周期中断子程序的设计来实现主控制器DSP的程序设计。

系统软件的整体规划是通过主程序设计来完成的，其主要对DSP系统的工作环境进行配置、系统中相关变量的初始化、各中断的初始化、判断是否开启中断子程序等，接着进入接收和发送数据的循环中，同时等待中断事件的发生。当中断被开启，暂时停止主循环，进入到相应的中断服务子程序中进行各种运算和配置PWM控制信号。当中断完成后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。主程序流程图如图18所示。

捕获中断子程序的设计是为了实现数字锁相环，以检测电网的频率。捕获中断子程序的开启则是通过a相电压信号的过零点产生的上升沿进行触发。值得注意的是电网的频率并不是一成不变的50Hz，而是在一个小范围内波动，因此需要进行一个限定判断，具体的实现方法如图19所示。

中断子程序的流程图如图20所示，在该子程序里要完成电压电流的采样、桥臂电流极性的判断、与FPGA的通讯、子模块电压保护、有功无功的计算以及三相调制波的计算等，DSP的主要算法都在该子程序中完成。

验证过程：

为验证系统无功补偿效果，图21是电网补偿之前A相电压、电流波形，可以看出，补偿前电流明显滞后于电压；图22是补偿之后A相电压和电流波形，相电压、电流相位一致。可见，本发明对无功有很好的补偿效果。

为验证子模块电容电压均衡效果，a相上、下桥臂中半桥子模块的电容电压如图25所示，可以看到，上、下桥臂子模块电容电压基本稳定在1000V，波动在10V左右。可见，本发明具有较好的子模块均压能力。

为验证系统对环流的抑制能力，图26给出了采用环流抑制器前后三相环流波形，图27为采用环流抑制器后的三相环流波形，可以看出三相环流得到了有效抑制。可见，本发明具有较好的抑制环流能力。

Claims (1)

1.基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置，包括三相交流电源、阻感负载、换流器、控制电路、信号检测电路和驱动电路，所述换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，其特征在于：所述上桥臂包括相互串联的电阻、电感、若干半桥单元和一个 H桥单元，上桥臂的电感与下桥臂的电感串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和阻感负载之间，信号检测电路的输入端分别连接三相交流电源的输出端、阻感负载的输入端、换流器的输出端、换流器三个桥臂、换流器的每个半桥单元和 H 桥单元，信号检测电路的输出端连接控制电路的输入端，控制电路的输出端通过驱动电路与换流器建立连接；

拓扑中每相上、下桥臂各加入了 1 个H桥单元，这样整个三相系统中的H桥单元共有6个，换流器由半桥单元和H桥单元构成，其中半桥单元用于控制桥臂中的基波负载电流，而H桥单元作为电压校正模块用于抑制环流；

所述控制电路包括载波移相控制器、第一控制单元和第二控制单元，第一控制单元的输出端和第二控制单元的输出端均与载波移相控制器建立连接，所述第一控制单元包括第一比较器（1）、第二比较器（3）、第三比较器（5）、第四比较器（7）、第五比较器（9）、第一 PI控制器（2）、第二 PI 控制器（4）、第三PI 控制器（8）、第一坐标转换器（6）、第二坐标转换器（12）、第一电抗器（10）和第二电抗器（11），第一比较器（1）、第一 PI 控制器（2）、第二比较器（3）、第二 PI 控制器（4）和第三比较器（5）依次串联后接入第一坐标变换器，第四比较器（7）、第三 PI 控制器（8）和第五比较器（9）依次串联后接入第一坐标转换器（6），第一坐标转换器（6）的输出端连接载波移相控制器，载波移相控制器的输出端连接驱动电路，换流器的输出端连接第二坐标变换器，第二坐标变换器的第一输出端分别连接第二比较器（3）和第二电抗器（11），第二电抗器（11）的输出端连接第三比较器（5），第二坐标变换器的另一输出端分别连接第四比较器（7）和第一电抗器（10），第一电抗器（10）的输出端连接第五比较器（9）；

所述第二控制单元包括第六比较器（13）、第七比较器（15）、第八比较器（18）、第九比较器（21）、第一比例控制器（14）、第二比例控制器（17）、第四 PI 控制器（16）、第五 PI 控制器（19）和函数模块（20），第六比较器（13）、第一比例控制器（14）、第七比较器（15）、第四 PI控制器（16）和第二比例控制器（17）依次串联后接入第九比较器（21），第八比较器（18）、第五 PI 控制器（19）和函数模块（20）依次串联后接入第九比较器（21），第九比较器（21）的输出端连接所述载波移相控制器；

所述控制电路包括 DSP 模块和 FPGA 模块，DSP 模块的输出端连接 FPGA 模块，FPGA模块的输出端连接驱动电路，所述第一控制单元和第二控制单元集成在 DSP模块内，所述载波移相控制器集成在 FPGA模块内；

所述基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括过零检测电路，所述过零检测电路包括电压传感器（22）、比较电路（23）和光耦（24），电压传感器（22）的输入端连接三相交流电源的输出端，电压传感器（22）的输出端连接比较电路（23）的输入端，比较电路（23）的输出端通过光耦（24）接入 DSP 模块；

所述驱动电路包括电平转换芯片和驱动芯片，电平转换电路的输入端为驱动电路的输入端，电平转换电路的输出端连接驱动芯片，驱动芯片的输出端为驱动电路的输出端；

所述基于模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法，采用基于瞬时无功功率理论的 i_p-i_q电流检测法对电流进行检测；对半桥单元和全桥单元分别进行控制，得到 PWM 控制信号，定义半桥单元为功率模块，全桥单元为全桥模块，所述功率模块的控制包括对基于前馈解耦的电压电流双闭环控制和功率模块的电容均压控制，全桥模块的控制包括对全桥模块电容电压均衡和整个无功补偿装置的环流的抑制控制；

所述电容均压控制包括相间电压平衡控制和独立电压平衡控制，所述相间电压平衡控制为：电压外环是使每相 2N个功率模块电容电压的平均值与功率模块电容电压的给定值 U_ref作差，经 PI 调节后与该相的环流作差，经电流环比例调节后作为平均电压控制的指令信号，定义为u_Aj，其中，j=a,b,c，所述与环流 i_cir的表达式分别为：

独立电容电压平衡控制为：检测每相上、下桥臂的功率模块的电容电压U_cj，将其与功率模块的电容电压的给定值 U_ref相比较，经比例调节，再与相应的桥臂电流相乘，经过符号函数的修正，得到每相上、下桥臂独立电压平衡控制的指令 u_BPj和u _BNj；

所述基于前馈解耦的电压电流双闭环控制的前馈解耦控制策略为：

其中，x₁，x₂为中间变量，K ₁、K₂为比例系数，T ₁，T₂为积分系数，i _d和 i _q分别为换流器输出的 dq 坐标轴的电流分量，i_d * 和 i _q * 分别为负载中的有功电流分量和无功电流分量的给定值；所述电压电流双闭环控制包括：

将给定直流电压 U_ref与换流器直流侧电容电压进行比较，经电压 PI 调节，其输出作为有功电流的给定值 i_d * ，负载电流经坐标变换、取反处理得到无功电流给定值 i_q *；将换流器输出的三相电流 i_abc经坐标变换得到 i _d和 i _q，将 i_d和 i _q分别与 i _d * 、i_q *进行比较，经电流环 PI 调节，得到期望的输出电压 V_cd、V_cq；对 V _cd、V_cq进行逆变换得到静止坐标系下的三相调制波，将该三相调制波与移相三角载波比较后得到 PWM 控制信号；

所述全桥模块电容电压均衡过程包括：每一相上、下桥臂全桥模块电容电压的给定值V_H,ref与全桥模块的实际电容电压进行比较，经PI控制器，其输出乘以该桥臂电流的符号函数后，将生成的全桥模块电压给定值 V_r,ref与三角载波比较后得到PWM波，驱动全桥模块中相应的功率开关管，对全桥模块的电容进行充放电控制，其中，r=P，N；

所述环流抑制过程包括：将每一相环流分别与环流的参考值进行比较，此时环流的参考值 i_cir,ref=i_dc/3，得到的结果通过一个比例控制器形成一个全桥模块的电压调整信号，将这个电压调整信号平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂全桥模块的电压信号上；

所述信号检测单元检测电网三相电压、负载侧三相电流、换流器输出的三相反馈电流、直流侧各模块的电容电压以及三相的桥臂电流，然后，将检测到反馈量在控制电路中进行运算和调节，得到 PWM 控制信号；最后，将控制信号进行功放以驱动换流器的各个模块中功率开关管，使换流器输出相应的补偿电流，实现无功补偿；

换流器的拓扑结构具有公共直流母线，三相间能量能够相互流动，在电网畸变的情况下，能够实现无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿。