CN104539220A - 一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法，该调制方法考虑到了中点电容波动这一实际情况，上桥臂开关管在一个调制周期内开始触发导通的时刻t₁和t₂由逆变器的参考电压分量V_α和V_β，直流母线电压V_dc，与直流母线正极相连的电容电压V_c1以及PWM的调制周期T计算得到，能够根据中点电容电压的波动实时的调节，实现了PWM的自适应控制，无需进行扇区的判断和复杂的反三角函数运算，简化了计算过程，降低了对控制器的要求，可运用到三相四开关逆变器的控制领域，如三相四开关逆变器供电的电机控制，并网逆变器的控制或三相四开关有源滤波器中对逆变器的控制领域。

Description

一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法

技术领域

本发明属于逆变器控制技术领域，具体涉及一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法。

背景技术

随着现代电力电子技术的发展，逆变器已广泛应用于电机驱动、动力推进、新能源发电、有源滤波装置等领域。根据逆变器的电平数，可分为两电平、三电平以及更高电平逆变器。多电平的优势在于更小的电流谐波、更低的开关器件电压应力，然而其主要缺点是开关器件增多导致控制复杂、系统成本较高、可靠性下降。因此目前国内外学者对两电平即三相六开关逆变器的研究较多，该类逆变器也是工业应用的主流产品。

在实际应用中，三相六开关逆变器的功率器件会存在可靠性问题。当逆变器的某一个功率开关管发生故障时，若不及时改变做相应的硬件电路调整并施以正确的控制方法，将产生严重的后果。学者针对上述问题，提出了三相六开关逆变器的容错拓扑结构，通过增加硬件开关，将发生开关器件故障的电机相绕组接至电容中性点，得到三相四开关型逆变器拓扑结构，作为故障时的替代电路。因此，对三相四开关逆变器进行合理的控制以保证故障前后系统性能基本不变显得尤为重要。

目前对三相四开关逆变器的控制主要通过正弦脉宽调制(SPWM)、空间矢量脉宽调制(SVPWM)等调制算法。这些算法存在一定的局限性，如常规SVPWM算法在进行扇区判断时默认中点电容电压不发生波动。事实上，连接电容中性点的电机相绕组中流过周期变化的电流，而这将导致电容持续地充放电，中点电容电压存在周期性的波动。若波动过大，常规不考虑波动的SVPWM将出现扇区判断错误，导致输出电压非所需电压，影响系统运行性能。特别在低频、大电流的情况下，逆变器调制出的三相电压不平衡现象尤为严重。并且扇区判断以及矢量作用时间计算需用到反三角函数，对控制器的计算速度和精度的要求较高。

为此，亟需探索一种算法，既能够实时准确有效地根据中性点电容电压波动情况调制出所需的电压矢量，保证系统的稳定运行，又能够简化计算过程。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法，无需扇区判断和复杂的反三角函数运算，简化了计算过程，降低了对控制器的要求。

一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法，包括如下步骤：

(1)采集三相四开关逆变器的直流母线电压V_dc以及逆变器电容相中与直流母线正极相连的电容电压V_c1；

(2)将逆变器的调制电压转换为静止α-β坐标系下的电压矢量V_αβ；

(3)根据所述的直流母线电压V_dc、电容电压V_c1以及电压矢量V_αβ，计算确定逆变器两开关相上桥臂开关管对应的导通时刻t₁和t₂；

(4)将导通时刻t₁和t₂分别与给定的对称三角载波进行比较，得到逆变器开关相各开关管的开关控制信号(同一相上下桥臂开关管的开关控制信号互补)，用以对逆变器进行控制。

所述的步骤(3)中，若逆变器的电容相对应A相，两开关相对应B相和C相，则根据以下算式计算确定导通时刻t₁和t₂：

$t_1=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{1\mathrm{tmp}}<0\\ t_{1\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{1\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{1\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$   $t_2=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{2\mathrm{tmp}}<0\\ t_{2\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{2\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{2\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{2\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

若逆变器的电容相对应B相，两开关相对应A相和C相，则根据以下算式计算确定导通时刻t₁和t₂：

$t_1=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{1\mathrm{tmp}}<0\\ t_{1\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{1\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{1\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$   $t_2=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{2\mathrm{tmp}}<0\\ t_{2\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{2\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{2\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{2\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

若逆变器的电容相对应C相，两开关相对应A相和B相，则根据以下算式计算确定导通时刻t₁和t₂：

$t_1=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{1\mathrm{tmp}}<0\\ t_{1\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{1\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{1\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$   $t_2=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{2\mathrm{tmp}}<0\\ t_{2\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{2\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{2\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{tmp}}=-\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}-V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{2\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(V_{c1}-\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&beta;}})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，T为调制周期。

本发明三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法，没有涉及到常规SVPWM算法中判断目标矢量所在扇区，利用平行四边形法则以及反三角函数计算基本矢量作用时间等步骤，极大的节约了计算资源，加快了计算速度，降低了对控制器的要求。同时本发明考虑到了中点电容波动这一实际情况，开关管在一个调制周期内开始触发导通的时刻由逆变器的参考电压V_α和V_β，直流母线电压V_dc，与直流母线正极相连的电容电压V_c1以及PWM的调制周期T计算得到，能够根据中点电容电压的波动实时的调节，实现了自适应PWM控制，可运用到三相四开关逆变器的控制领域，如三相四开关逆变器供电的电机控制，并网逆变器的控制或三相四开关有源滤波器中对逆变器的控制领域。

附图说明

图1为本发明三相四开关逆变器自适应脉宽调制的总体控制框图。

图2为本发明三相四开关逆变器自适应脉宽调制开关信号的生成框图。

图3为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统的结构示意图。

图4为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统的总体控制框图。

图5(a)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用常规SVPWM策略的三相电流仿真波形图。

图5(b)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用本发明自适应PWM策略的三相电流仿真波形图。

图6(a)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用常规SVPWM策略的定子磁链圆仿真波形图。

图6(b)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用本发明自适应PWM策略的定子磁链圆仿真波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面以三相四开关逆变器供电的永磁同步电机为例，结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1和图3所示，本实例三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统由三相四开关逆变器1，永磁同步电机2，控制器3，直流母线电压传感器4，电容电压传感器5，速度传感器6，定子电流传感器7组成。其中，三相四开关型逆变器1由直流电源，与电源正极相连的电容C1，与电源负极相连的电容C2，功率开关管等几部分组成。其中永磁同步电机C相连接到两电容的中点，A、B相分别连接到功率开关管所形成的桥臂上。

如图2所示，基于三相四开关逆变器供电的永磁同步电机的自适应PWM控制方法，包括如下步骤：

(1)信号采集；

利用定子电流传感器7采集永磁同步电机2的三相定子电流信号i_a，i_b，i_c，利用直流母线电压传感器4采集直流母线电压V_dc，利用电容电压传感器5采集与电源正极相连的电容C1的电压V_c1，利用速度传感器6得到转子的转速ω_r。

(2)信号变换；

将步骤(1)采集到的三相电流信号i_a，i_b，i_c通过clark变换和park模块得到两相d-q坐标系中d轴电流分量i_d，q轴电流分量i_q。

Clark变换根据恒幅值变换，其三相/两相静止坐标变换为以下公式：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\frac{2}{3}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right)$

Park变换为以下公式：

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& \sin \mathrm{\&theta;}\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)$

其中：θ为d轴与α轴之间的夹角。

(3)计算d轴电流的初始给定i_d ^*,q轴电流的初始给定i_q ^*；

根据转子转速ω_r和给定转速ω_r ^*之差Δω，经PI控制器得到q轴电流的初始给定i_q ^*。将q轴电流的初始给定i_q ^*经过单位电流最大转矩比(MTPA)模块得到d轴电流初始给定值i_d ^*。

MTPA模块的计算公式为：

$i_d^{*}=\frac{-\mathrm{\&psi;f}+\sqrt{\mathrm{\&psi;}{f}^2+4{(L_d-L_q)}^2{i_q}^{*2}}}{2(L_d-L_q)}$

其中，L_d，L_q分别为d，q轴电感，ψ_f为永磁体的磁链。

(4)计算d轴电压给定值V_d*；

d轴电流初始给定值i_d ^*与d轴电流反馈值i_d之差经过PI调节器，得到d轴电压计算值V_dm ^*，d轴电压计算值V_dm ^*与d轴电压补偿值V_dffd即-ω_eL_qi_q相加，得到d轴电压给定值V_d ^*，其中ω_e为电磁转速。

(5)计算q轴电压给定值V_q*；

q轴电流的初始给定i_q ^*与q轴电流反馈值i_q之差经过PI调节器，得到q轴电压计算值V_qm*，q轴电压计算值V_qm*与q轴电压补偿值V_qffd即ω_e(L_di_d+ψ_f)相加，得到q轴电压给定值V_q*。

(6)α-β坐标系下的逆变器参考电压V_α和V_β；

对d轴电压给定值V_d*，q轴电压给定值V_q*，进行Park逆变换，对应得到α-β坐标系下逆变器参考电压V_α和V_β。

Park逆变换为以下公式：

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ V_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_d^{*}\\ V_q^{*}\end{array}\right)$

(7)计算A、B相上桥臂开关管开始动作的时刻t_a、t_b；

由逆变器参考电压矢量V_α和V_β直流母线电压V_dc以及与电源正极相连的电容电压V_c1，经自适应PWM计算模块的计算，得到A、B相上桥臂开关管开始导通的时刻t_a、t_b。

t_a、t_b可由下面计算得到：

$t_a=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{\mathrm{atmp}}<0\\ t_{\mathrm{atmp}}& 0\&le;t_{\mathrm{atmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{\mathrm{atmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$   $t_b=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{\mathrm{btmp}}<0\\ t_{\mathrm{btmp}}& 0\&le;t_{\mathrm{btmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{\mathrm{btmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{atmp}}=-\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}-V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{\mathrm{btmp}}=\frac{T}{2}(V_{c1}-\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&beta;}})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

其中：t_a、t_b分别为A、B相上桥臂开关管在一个调制周期内开始触发导通的时刻，t_atmp、t_btmp分别为中间计算变量，T为PWM的调制周期。

(8)调制出A、B相的开关信号；

将A、B相比较寄存器比较值CMP1和CMP2分别设置成t_a、t_b，如图2所示，比较寄存器比较值CMP1和CMP2与对称载波相作用生成各开关管的开关信号。

以下为我们对本实施方式进行测试，所采用的永磁同步电机的参数如表1所示：

表1

定子电阻Rs	1.35Ω	直流母线电压	300V
				直轴电感Ld	7.76e-3H	额定转速	2500rpm
交轴电感Lq	17e-3H	机械惯量	0.00109Kgm2
				永磁磁链	0.1286Wb	给定负载转矩	4.0Nm
极对数	4	电容C1值	1500uF
				额定电流	7.07A	电容C2值	1500uF
给定转速	300rpm

图5为本发明三相电流仿真波形图，其中图5(a)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用常规SVPWM策略，不考虑中点电容电压波动时的电流仿真波形图，图5(b)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用本发明提出的自适应PWM策略时的电流仿真波形图。

由图5(a)可知，采用常规SVPWM策略时，由于这种调制策略没有考虑到中点电容电压的波动，使得电机的电流不平衡，并发生了一定程度的畸变；由图5(b)可知，采用本发明的自适应PWM策略时，由于这种调制策略将中点电容电压的波动，考虑到了调制过程中，使得电机的电流平衡。由此可见，本发明的自适应PWM策略能够使得电机的三相电流平衡。

图6为本发明电机定子磁链圆仿真波形图，其中图6(a)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用常规SVPWM策略，不考虑中点电容电压波动时的电机定子磁链圆仿真波形图，图6(b)为三相四开关逆变器供电的永磁同步电机系统采用本发明提出的自适应PWM策略时电机定子磁链圆仿真波形图。由图6(a)和图6(b)可知，采用本发明提出自适应PWM策略时电机定子磁链圆几乎为一个标准的圆形，电机的定子磁链波动较小。

上述的对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种三相四开关逆变器自适应脉宽调制方法，包括如下步骤：

(1)采集三相四开关逆变器的直流母线电压V_dc以及逆变器电容相中与直流母线正极相连的电容电压V_c1；

(2)将逆变器的调制电压转换为静止α-β坐标系下的电压矢量V_αβ；

(3)根据所述的直流母线电压V_dc、电容电压V_c1以及电压矢量V_αβ，计算确定逆变器两开关相上桥臂开关管对应的导通时刻t₁和t₂；

(4)将导通时刻t₁和t₂分别与给定的对称三角载波进行比较，得到逆变器开关相各开关管的开关控制信号，用以对逆变器进行控制。

2.根据权利要求1所述的自适应脉宽调制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中，若逆变器的电容相对应A相，两开关相对应B相和C相，则根据以下算式计算确定导通时刻t₁和t₂：

$t_1=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{1\mathrm{tmp}}<0\\ t_{1\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{1\mathrm{tmp}}<\\ \frac{T}{2}& t_{1\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\frac{T}{2}\right.{,t}_2=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{2\mathrm{tmp}}<0\\ t_{2\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{2\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{2\mathrm{mp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{2\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，T为调制周期。

3.根据权利要求1所述的自适应脉宽调制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中，若逆变器的电容相对应B相，两开关相对应A相和C相，则根据以下算式计算确定导通时刻t₁和t₂：

$t_1=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{1\mathrm{tmp}}<0\\ t_{1\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{1\mathrm{tmp}}<\\ \frac{T}{2}& t_{1\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\frac{T}{2}\right.,t_2=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{2\mathrm{tmp}}<0\\ t_{2\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{2\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{2\mathrm{mp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{2\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&beta;}}+V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，T为调制周期。

4.根据权利要求1所述的自适应脉宽调制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中，若逆变器的电容相对应C相，两开关相对应A相和B相，则根据以下算式计算确定导通时刻t₁和t₂：

$t_1=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{1\mathrm{tmp}}<0\\ t_{1\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{1\mathrm{tmp}}<\\ \frac{T}{2}& t_{1\mathrm{tmp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\frac{T}{2}\right.,t_2=\left\{\begin{array}{cc}0& t_{2\mathrm{tmp}}<0\\ t_{2\mathrm{tmp}}& 0\&le;t_{2\mathrm{tmp}}<\frac{T}{2}\\ \frac{T}{2}& t_{2\mathrm{mp}}\&GreaterEqual;\frac{T}{2}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{1\mathrm{tmp}}=-\frac{T}{2}(\frac{3}{2}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{\&beta;}}-V_{c1})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\\ t_{2\mathrm{tmp}}=\frac{T}{2}(V_{c1}-\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&beta;}})\frac{1}{V_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.$

其中：V_α和V_β分别为电压矢量V_αβ的α轴分量和β轴分量，T为调制周期。