CN104753375A - 一种三电平逆变器dpwm控制方法 - Google Patents

一种三电平逆变器dpwm控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三电平逆变器DPWM控制方法，包含以下步骤：采用反Clark变换将输入的调制电压变换为三相的基频正弦调制电压；量测直流母线电压计算出开关管不切换维持时间及对应的导通角度；根据直流母线电压、开关管不切换维持时间及相位信息计算出三相对应的零序调制电压；根据三相的基频正弦调制电压与零序调制电压计算出对应的最终调制电压；根据三相的最终调制电压计算出三电平逆变器中所有开关管的驱动占空比。本发明可以很好的抑制直流母线电压高时引起的共模电压增大的问题，同时相对传统的SVPWM调制方式可以获得更高的能源转换效率，并且实现方案简单，具有占用软件资源少的优势。

Description

一种三电平逆变器DPWM控制方法
技术领域
本发明涉及电力变换技术领域，具体涉及一种三电平逆变器DPWM控制方法。
背景技术
近年来，随着能源与环境问题对人类社会发展的制约日益严重，新能源技术已经开始逐步替代传统能源。新能源发电系统中并网逆变器的效率和并网电能质量是并网逆变器两个关键的技术指标，而脉冲宽度调制方式（Pulse Width Modulation，PWM）是影响并网电能效率的关键因素之一。
数字脉冲宽度调制方式（Digital Pulse Width Modulation，DPWM）相对于空间矢量脉冲宽度调制方式(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)具有效率高的优势，DPWM调制方式开始逐步应用于实际产品中。
DPWM调制方式具有DPWM1，DPWM2，DPWM3和DPWM4四种方式，但是DPWM调制方式在高压时直流母线电压高，导致共模电流增大，从而导致电磁兼容性（Electro Magnetic Compatibility，EMC）问题的恶化。
现有技术中的三电平DPWM调制方式依据电压矢量合成原理进行实现，其并没有考虑直流母线电压高时会导致共模电压增大的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种三电平逆变器DPWM控制方法，根据直流母线电压的大小线性调节零序调制电压的大小，从而在直流母线电压比较高的情况下能有效减小共模电流，能在减小硬件开关损耗的同时兼顾减小DPWM调制方式引起的EMC问题，克服现有DPWM调制技术存在的共模电压会恶化的问题，在提高转换器调制效率的同时有效抑制因为调制方带来的EMC问题，并且实现方案简单，具有占用软件资源少的优势。
为了达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：一种三电平逆变器DPWM控制方法，所述三电平逆变器的每一桥臂上有4个开关管，其特点是，包含以下步骤：
S1、采用反Clark变换将输入的调制电压V1、V2变换为A、B、C三相的基频正弦调制电压Va(t)、Vb(t)及Vc(t)；
S2、量测直流母线电压Vdc并计算出开关管不切换维持时间Tz及对应的导通角度                                                ；
S3、根据直流母线电压、开关管不切换维持时间及相位信息计算出A、B、C三相对应的零序调制电压Vza(t)、Vzb(t)及Vzc(t)；
S4、根据A、B、C三相的基频正弦调制电压与零序调制电压计算出对应的最终调制电压Va_mod(t)，Vb_mod(t)，Vc_mod(t)；
S5、根据A、B、C三相的最终调制电压计算出三电平逆变器中所有开关管的驱动占空比。
所述的步骤S1中反Clark变换的公式为：
式中V1表示两相静止坐标系下输入到Alpha轴的调制电压，V2表示两相静止坐标系下输入到Beta轴的调制电压，Va、Vb及Vc表示三相静止坐标系下基频正弦调制电压。
所述的步骤S2中开关管不切换维持时间Tz的计算公式为：
式中Tz表示开关管不切换维持时间，Vdc_max表示最大直流母线电压，Vdc_min表示最小直流母线电压，Vdc表示直流母线电压，Ts表示基波调制周期。
所述的步骤S2中导通角度的计算公式为：
式中表示导通角度，Tz表示开关管不切换维持时间，Ts表示基波调制周期。
所述的步骤S1还包含根据输入的调制电压V1、V2计算电压幅值Vm，其中
式中Vm表示电压幅值，V1表示两相静止坐标系下输入到Alpha轴的调制电压，V2表示两相静止坐标系下输入到Beta轴的调制电压。
所述的步骤S2还包含根据导通角度计算相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率。
所述的相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率的计算公式为：
式中Kz表示相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，Vm表示电压幅值，表示导通角度，Ts表示基波调制周期，Tz表示开关管不切换维持时间。
所述的步骤S3具体包含：
S3.1、判断基频正弦调制电压是否位于导通角度内；
若是，则执行步骤S3.2；
若否，则；
S3.2、判断基频正弦调制电压是否大于0；
若是，则
若否，则；
式中表示零序调制电压，取值为A、B、C三相对应的Vza(t)、Vzb(t)及Vzc(t)，表示直流母线电压对应的线性调制下输出的最大相电压峰值，表示基频正弦调制电压，取值为A、B、C三相对应的Va(t)、Vb(t)及Vc(t)，Kz表示相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，t表示时间。
所述的步骤S4中A相最终调制电压Va_mod(t)= Va(t)+ Vza(t)；
B相最终调制电压Vb_mod(t)= Vb(t)+ Vzb(t)；
C相最终调制电压Vc_mod(t)= Vc(t)+ Vzc(t)。
本发明一种三电平逆变器DPWM控制方法与现有技术相比具有以下优点：根据直流侧电容电压大小线性调整电流最大时刻对应的调制电压的导通角度，在直流母线电压比较高的情况下，减小开关不切换时刻的时间长度，而在电压比较低的情况下增加开关管不切换时刻的时间长度，调制电压导通角度的维护时间和直流侧电容电压大小成线性关系；在直流母线电压最大的情况下，共模调制电压为零，此时相当于SPWM调制方式，理论上此时调制方式产生低频共模电压为零；相对传统的DPWM调制方式实现，此实现方案具有实现简单，占软件实现资源少的优势。
附图说明
图1为三电平基本拓扑结构形图；
图2为本发明一种三电平逆变器DPWM控制方法的流程图；
图3为本发明对应的零序电压波形图；
图4为本发明一种三电平逆变器DPWM控制系统结构框图。
具体实施方式
以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。
如图1所示，三电平逆变器的基本拓扑结构，每一桥臂上有4个开关管。即包含开关管S1，S2，S3，S4，S5，S6，S7，S8，S9，S10，S11，S12。
本发明公开的一种三电平逆变器DPWM控制方法，用于上述三电平逆变器的控制，所示控制方法包含以下步骤，如图2所示：
S1、采用反Clark变换将输入的调制电压V1、V2变换为A、B、C三相的基频正弦调制电压Va(t)、Vb(t)及Vc(t)，根据输入的调制电压V1、V2计算电压幅值Vm，其中。
反Clark变换的公式为：
式中V1表示两相静止坐标系下输入到Alpha轴的调制电压，V2表示两相静止坐标系下输入到Beta轴的调制电压，Va、Vb及Vc表示三相静止坐标系下基频正弦调制电压。
S2、量测直流母线电压Vdc并计算出开关管不切换维持时间Tz及对应的导通角度，根据导通角度计算相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，参考图3所示，确定最大直流母线电压Vdc_max对应的时间为0，最小直流母线电压Vdc_min对应的导通时间为基波调制周期的1/6，即Tz_max=Ts/6。为了实现线性调制，考虑到电感压降和开关管等压降，直流母线电压最小值为电网线电压VLL峰值的1.06倍，而实际电网线电压值是通过电压检测模块实时得到。
Vdc_min=1.06×VLL
光伏面板的最大输入电压为1000V，而输入侧的PV面板最额定功率工作点对应的最大电压，即MPPT电压一般为面板最大电压的0.8倍，所以Vdc_max取800V。
开关管不切换维持时间Tz的计算公式为：
导通角度的计算公式为：
相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率的计算公式为：
式中Kz表示相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，Vm表示电压幅值，表示导通角度，Ts表示基波调制周期，Tz表示开关管不切换维持时间，Vdc_max表示最大直流母线电压，Vdc_min表示最小直流母线电压，Vdc表示直流母线电压。
S3、根据直流母线电压、开关管不切换维持时间及相位信息计算出A、B、C三相对应的零序调制电压Vza(t)、Vzb(t)及Vzc(t)，如图3所示。
S3.1、判断基频正弦调制电压是否位于导通角度内；
若是，则执行步骤S3.2；
若否，则；
S3.2、判断基频正弦调制电压是否大于0；
若是，则
若否，则；
式中表示零序调制电压，取值为A、B、C三相对应的Vza(t)、Vzb(t)及Vzc(t)，表示直流母线电压对应的线性调制下输出的最大相电压峰值，表示基频正弦调制电压，取值为A、B、C三相对应的Va(t)、Vb(t)及Vc(t)，Kz表示相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，t表示时间。
S4、根据A、B、C三相的基频正弦调制电压与零序调制电压计算出对应的最终调制电压Va_mod(t)，Vb_mod(t)，Vc_mod(t)。
A相最终调制电压Va_mod(t)= Va(t)+ Vza(t)；
B相最终调制电压Vb_mod(t)= Vb(t)+ Vzb(t)；
C相最终调制电压Vc_mod(t)= Vc(t)+ Vzc(t)。
S5、根据A、B、C三相的最终调制电压计算出三电平逆变器中所有开关管的驱动占空比。
开关管的驱动占空比根据三电平载波实现原理就可以得到。
以Va_mod(t) > 0说明开关管的驱动占空比的计算方法。
Va_mod(t)< 0时
式中为直流母线电压对应的线性调制下输出的最大相电压峰值，，其中，x取值为1，5，9；y取值为2，6，10；m取值为3，7，11；y取值为4，8，12即Duty5~Duty8，Duty9～Duty12和Duty1～Duty4类似，Duty1，Duty2，Duty3，Duty4，Duty5，Duty6，Duty7，Duty9，Duty10，Duty11，Duty12分别对应图1中开关管S1，S2，S3，S4，S5，S6，S7，S8，S9，S10，S11，S12的驱动占空比。
如图4所示，本发明还公开了一种三电平逆变器DPWM控制系统，包含反Clark变换模块101，用于对输入的调制电压V1、V2进行反Clark变换，调制电压计算实现模块102，用于计算出最终调制电压，直流母线电压计算模块103，用于确定最大直流母线电压及最小直流母线电压，占空比计算模块（PWM寄存器Duty计算实现模块）104，用于输出每一开关管的占空比。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (9)

1.一种三电平逆变器DPWM控制方法，所述三电平逆变器的每一桥臂上有4个开关管，其特征在于，包含以下步骤：
S1、采用反Clark变换将输入的调制电压V1、V2变换为A、B、C三相的基频正弦调制电压Va(t)、Vb(t)及Vc(t)；
S2、量测直流母线电压Vdc并计算出开关管不切换维持时间Tz及对应的导通角度                                                ；
S3、根据直流母线电压、开关管不切换维持时间及相位信息计算出A、B、C三相对应的零序调制电压Vza(t)、Vzb(t)及Vzc(t)；
S4、根据A、B、C三相的基频正弦调制电压与零序调制电压计算出对应的最终调制电压Va_mod(t)，Vb_mod(t)，Vc_mod(t)；
S5、根据A、B、C三相的最终调制电压计算出三电平逆变器中所有开关管的驱动占空比。
2.如权利要求1所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S1中反Clark变换的公式为：
式中V1表示两相静止坐标系下输入到Alpha轴的调制电压，V2表示两相静止坐标系下输入到Beta轴的调制电压，Va、Vb及Vc表示三相静止坐标系下基频正弦调制电压。
3.如权利要求1所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S2中开关管不切换维持时间Tz的计算公式为：
式中Tz表示开关管不切换维持时间，Vdc_max表示最大直流母线电压，Vdc_min表示最小直流母线电压，Vdc表示直流母线电压，Ts表示基波调制周期。
4.如权利要求1所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S2中导通角度的计算公式为：
式中表示导通角度，Tz表示开关管不切换维持时间，Ts表示基波调制周期。
5.如权利要求1所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S1还包含根据输入的调制电压V1、V2计算电压幅值Vm，其中
式中Vm表示电压幅值，V1表示两相静止坐标系下输入到Alpha轴的调制电压，V2表示两相静止坐标系下输入到Beta轴的调制电压。
6.如权利要求5所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S2还包含根据导通角度计算相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率。
7.如权利要求6所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率的计算公式为：
式中Kz表示相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，Vm表示电压幅值，表示导通角度，Ts表示基波调制周期，Tz表示开关管不切换维持时间。
8.如权利要求6所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S3具体包含：
S3.1、判断基频正弦调制电压是否位于导通角度内；
若是，则执行步骤S3.2；
若否，则；
S3.2、判断基频正弦调制电压是否大于0；
若是，则
若否，则；
式中表示零序调制电压，取值为A、B、C三相对应的Vza(t)、Vzb(t)及Vzc(t)，表示直流母线电压对应的线性调制下输出的最大相电压峰值，表示基频正弦调制电压，取值为A、B、C三相对应的Va(t)、Vb(t)及Vc(t)，Kz表示相邻导通角之间的调制曲线的变化斜率，t表示时间。
9.如权利要求6所述的三电平逆变器DPWM控制方法，其特征在于，所述的步骤S4中A相最终调制电压Va_mod(t)= Va(t)+ Vza(t)；
B相最终调制电压Vb_mod(t)= Vb(t)+ Vzb(t)；
C相最终调制电压Vc_mod(t)= Vc(t)+ Vzc(t)。
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