CN108123639A - 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器 - Google Patents

一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN108123639A
CN108123639A CN201611080630.XA CN201611080630A CN108123639A CN 108123639 A CN108123639 A CN 108123639A CN 201611080630 A CN201611080630 A CN 201611080630A CN 108123639 A CN108123639 A CN 108123639A
Authority
CN
China
Prior art keywords
modulation
phase
max
modulating wave
common mode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201611080630.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN108123639B (zh
Inventor
刘方诚
辛凯
郭海滨
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN201611080630.XA priority Critical patent/CN108123639B/zh
Priority to PCT/CN2017/081600 priority patent/WO2018098975A1/zh
Priority to EP17875630.0A priority patent/EP3537589B1/en
Publication of CN108123639A publication Critical patent/CN108123639A/zh
Priority to US16/426,171 priority patent/US10630163B2/en
Application granted granted Critical
Publication of CN108123639B publication Critical patent/CN108123639B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/501—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode sinusoidal output voltages being obtained by the combination of several pulse-voltages having different amplitude and width
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Abstract

本申请提供了一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器，用于三相变流器的共模分量的变化速率随着变流器调制度的变化而改变，提升三相变流器的稳定性和谐波特性，并且实现灵活地自适应调节。本发明实施例方法包括：获取三相初始调制波及变流器调制度；根据预设调制参数和变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数；根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。

Description

一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器
技术领域
本申请涉及电路技术领域，尤其涉及一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器。
背景技术
随着经济社会的发展，能源危机逐步凸显以及全球环境的逐渐恶化，发展和使用清洁替代能源已成为的能源行业的重要目标。伴随新能源发电、储能以及新能源汽车产业的不断发展，作为核心能源控制装置的变流器成为清洁能源应用的关键因素之一。在众多种类的变流器中，三相变流器是应用最为广泛的变流器之一，用于连接三相交流电力系统以及直流电力系统并实现两个系统之间能量传递。根据能量流向的不同又区分为整流和逆变两种工作状况，其中能量从直流系统传递到交流系统被称为逆变，而从交流系统传递到直流系统称为整流。转换效率和电能质量是三相变流器的两个关键技术指标，而调制方式直接影响着开关器件的通断状态，因此是影响其转换效率和电能质量的关键因素之一。
常用的三相变流器的脉宽调制手段为脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)，即对开关网络中各器件的驱动脉冲的宽度进行控制。最直接的实现形式为将载波与调制波进行比较，以比较结果来控制开关器件的通断状态。PWM又可以分为连续脉冲宽度调制(Continuous Pulse Width Modulation，CPWM)和不连续脉冲宽度调制(DiscontinuousPulse Width Modulation，DPWM)，DPWM和CPWM相比，DPWM的开关次数更少，因此开关损耗较小，由此带来的益处即是能够提高变流器的能量转换效率。但是，采用的调制方式为DPWM时，谐波畸变率普遍高于CPWM的方式，注入谐波含量高，更容易引起系统谐振，并且三相变流器调制度越低时，DPWM注入的谐波含量越高，而三相变流器调制度较高时，DPWM和CPWM注入水平接近。因此在三相变流器调制度较低的同时，又要兼顾能量转换效率，就需要采用DPWM，此时，对DPWM的共模注入方法进行改进，降低其注入共模含量，从而降低由共模注入产生的谐波含量就成为了研究的重点。
为了降低三相变流器采用DPWM时，由于共模注入产生的谐波含量，现有的两种技术分别为：一、对共模电压的上升率进行限制，以减少由于共模电压迅速变化而产生的谐波，等效延长共模电压变化时间并减少三相变流器的切换状态的时间；二、以直流母线电压为参考对象，量测直流母线电压计算出开关管钳位时间及对应的导通角度，及增加限幅度环节，根据直流母线电压、开关管钳位时间及相位信息计算出三相对应的共模调制电压，根据三相的基频正弦调制电压与共模调制电压计算出对应的最终调制电压。
但是，方法一中如果限幅值取值太小，则无法明显减少三相变流器在DPWM下的切换状态的时间，效率提升的优势减小，若限幅值取值太大，则难以抑制高频谐波，实施起来不够灵活；根据实际测验，在三相变流器中决定共模调制电压大小的并不是直流母线电压，因此方法二不适用于三相变流器采用DPWM的场景中，而且计算过程比较复杂，计算耗时过长，在三相变流器这种开关频率较高的场合中不适用。
发明内容
本申请提供了一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器，用于三相变流器的共模分量的变化速率随着变流器调制度的变化而改变，提升三相变流器的稳定性和谐波特性，并且实现灵活地自适应调节。
本发明第一方面提供一种脉冲宽度调制方法，应用于三相变流器，包括：
获取三相初始调制波及变流器调制度；
根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，所述预设调制参数包括所述三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
三相交流电力系统和直流电力系统之间的能量传递，一般是通过三相变流器实现的，三相变流器的调制方式为DPWM情况下，变流器调制度比较高时，实现DPWM注入的共模分量较小，此时输出波形接近正弦波，既可满足降低损耗亦可满足输出电流畸变小的要求，此时应较少限制注入共模分量的变化速率，当变流器调制度逐渐降低时，实现DPWM注入的共模分量逐渐较大，此时输出波形畸变严重，应降低注入共模分量的变化速率，而共模分量的变化速度是由共模分量变化速率调节系数所决定的，共模分量变化速率调节系数是由预设调制参数和变流器调制度计算得来的，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数，根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，最后，将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，与现有技术的方法一相比，因为共模分量的变化速率由变流器调制度决定，随着变流器调制度变化而改变，没有限幅环节，因此可以避免限幅值取值不当造成的影响，提升了三相变流器的稳定性和谐波特性，与现有技术二相比，共模分量的变化速率由变流器调制度决定，实现了自适应调节。
结合本发明第一方面，本发明第一方面第一实施方式中，所述根据预设调制系数和所述变流器调制度，计算得到共模分量变化速率调节系数，包括：
获取所述三相变流器的预置最大调制度Mmax、预置最小调制度Mmin、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值Ka及调制曲率参数N，N大于0；
将所述Mmax、Mmin、Kb、Ka、N及所述变流器调制度M带入公式计算得到共模分量变化速率调节系数K。
在方案实施之前，需要预设调制系数，其中，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin是三相变流器所容许的最大调制度(一般Mmax不超过1.15)和最小调制度(一般Mmin小于1)，是由变流器产品设计和应用场景所决定的，因此，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin相当于两个固定的数值；正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb是由三相变流器所处的场景所决定的，也可以是用户自由设置的；正负钳位状态之间共模量变化最大速率与Kb的差值Ka，假设三相变流器所能允许的正负钳位状态之间共模量变化最大速率为1，那么Ka等于1-Kb；调制曲率参数N的取值是预先设置的，N为1的情况下，共模分量变化速率调节系数和变流器调制度之间为直线关系，N大于零且不等于1的情况下，共模分量变化速率调节系数和变流器调制度之间为曲线关系。在已知M、Mmax、Mmin、Kb、Ka及N的值的情况下，通过公式就能计算得出共模分量变化速率调节系数K的值，那么K的值是由M所决定，实现了通过变流器调制度M灵活地调节共模分量变化速率的目标。
结合本发明第一方面第一实施方式，本发明第一方面第二实施方式中，所述根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，包括：
获取预设的调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到所述va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，所述vmax-va为所述va对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-va为所述va对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-va)为所述va对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vb，计算得到所述vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，所述vmax-vb为所述vb对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vb为所述vb对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vb)为所述vb对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vc，计算得到所述vc对应的调制波集合{vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-vc}，所述vmax-vc为所述vc对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vc为所述vc对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vc)为所述vc对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述va、所述vb和所述vc对应的调制波集合，得到所述三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}；
对所述共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin是预先设置的，由于三相变流器中每一相对应一个开关，每一个开关存在三种钳位状态，那么根据vmax、vmin、共模分量变化速率调节系数K及三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，vmax-va为va对应的正钳位状态下的调制波变量，vmin-va为va对应的负钳位状态下的调制波变量，K*(vmax/2+vmin/2-va)为va对应的切换状态下的调制波变量，依次对计算得到第二相初始调制波vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，计算得到第三相初始调制波vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，将三个相的初始调制波的调制波集合合并为三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}，对共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
结合本发明第一方面、第一方面第一实施方式或第一方面第二实施方式，本发明第一方面第三实施方式中，所述将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，包括：
将所述三相初始调制波中的每一相初始调制波分别与所述共模调制波进行一一对应的波形叠加，得到三相输出调制波。
在得到共模调制波之后，三相变流器需要通过将共模调制波中每一相初始调制波分别与共模调制波进行一一对应的波形叠加，从而得到三相输出调制波。
结合本发明第一方面，本发明第一方面第四实施方式中，获取初始调制波及变流器调制度，包括：
获取三相电网电压、三相电流及预设载波幅值；
对所述三相电网电压进行锁相处理，得到旋转坐标系相位；
根据所述旋转坐标系相位，对所述三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流；
获取所述三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算所述预设电流参考值与所述旋转坐标系电流的差值，得到电流差值；
通过PI调节器对所述电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量；
对所述旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波；
获得所述三相初始调制波的调制波幅值，并根据所述调制波幅值和所述预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
检测三相变流器得到三相电网电压、三相电流及预设载波幅值，把三相电网电压送入锁相环，得到旋转坐标系相位，根据旋转坐标系相位，对三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流，获取三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算预设电流参考值与旋转坐标系电流的差值，得到电流差值，通过PI调节器对电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量，对旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波，获得三相初始调制波的调制波幅值，并根据调制波幅值和预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
本发明第二方面提供一种脉冲宽度调制系统，应用于三相变流器，包括：
获取模块，用于获取三相初始调制波及变流器调制度；
计算模块，用于根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，所述预设调制参数包括所述三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
计算模块，还用于根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
调制模块，还用于将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
三相交流电力系统和直流电力系统之间的能量传递，一般是通过三相变流器实现的，三相变流器的调制方式为DPWM情况下，变流器调制度比较高时，实现DPWM注入的共模分量较小，此时输出波形接近正弦波，既可满足降低损耗亦可满足输出电流畸变小的要求，此时应较少限制注入共模分量的变化速率，当变流器调制度逐渐降低时，实现DPWM注入的共模分量逐渐较大，此时输出波形畸变严重，应降低注入共模分量的变化速率，而共模分量的变化速度是由共模分量变化速率调节系数所决定的，共模分量变化速率调节系数是由预设调制参数和变流器调制度计算得来的，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数，根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，最后，将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，与现有技术的方法一相比，因为共模分量的变化速率由变流器调制度决定，随着变流器调制度变化而改变，没有限幅环节，因此可以避免限幅值取值不当造成的影响，提升了三相变流器的稳定性和谐波特性，与现有技术二相比，共模分量的变化速率由变流器调制度决定，实现了自适应调节。
结合本发明第二方面，本发明第二方面第一实施方式中，
所述获取模块，还用于获取所述三相变流器的预置最大调制度Mmax、预置最小调制度Mmin、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值Ka及调制曲率参数N，N大于0；
所述计算模块，还用于将所述Mmax、Mmin、Kb、Ka、N及所述变流器调制度M带入公式计算得到共模分量变化速率调节系数K。
在方案实施之前，需要预设调制系数，其中，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin是三相变流器所容许的最大调制度(一般Mmax不超过1.15)和最小调制度(一般Mmin小于1)，是由变流器产品设计和应用场景所决定的，因此，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin相当于两个固定的数值；正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb是由三相变流器所处的场景所决定的，也可以是用户自由设置的；正负钳位状态之间共模量变化最大速率与Kb的差值Ka，假设三相变流器所能允许的正负钳位状态之间共模量变化最大速率为1，那么Ka等于1-Kb；调制曲率参数N的取值是预先设置的，N为1的情况下，共模分量变化速率调节系数和变流器调制度之间为直线关系，N大于零且不等于1的情况下，共模分量变化速率调节系数和变流器调制度之间为曲线关系。在已知M、Mmax、Mmin、Kb、Ka及N的值的情况下，通过公式就能计算得出共模分量变化速率调节系数K的值，那么K的值是由M所决定，实现了通过变流器调制度M灵活地调节共模分量变化速率的目标。
结合本发明第二方面第一实施方式，本发明第二方面第二实施方式中，
所述获取模块，还用于获取预设的调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin；
所述计算模块，还用于根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到所述va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，所述vmax-va为所述va对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-va为所述va对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-va)为所述va对应的切换状态下的调制波变量；
所述计算模块，还用于根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vb，计算得到所述vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，所述vmax-vb为所述vb对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vb为所述vb对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vb)为所述vb对应的切换状态下的调制波变量；
所述计算模块，还用于根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vc，计算得到所述vc对应的调制波集合{vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-vc}，所述vmax-vc为所述vc对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vc为所述vc对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vc)为所述vc对应的切换状态下的调制波变量；
所述计算模块，还用于根据所述va、所述vb和所述vc对应的调制波集合，得到所述三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}；
所述计算模块，还用于对所述共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin是预先设置的，由于三相变流器中每一相对应一个开关，每一个开关存在三种钳位状态，那么根据vmax、vmin、共模分量变化速率调节系数K及三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，vmax-va为va对应的正钳位状态下的调制波变量，vmin-va为va对应的负钳位状态下的调制波变量，K*(vmax/2+vmin/2-va)为va对应的切换状态下的调制波变量，依次对计算得到第二相初始调制波vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，计算得到第三相初始调制波vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，将三个相的初始调制波的调制波集合合并为三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}，对共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
结合本发明第二方面、第二方面第一实施方式或第二方面第二实施方式，本发明第二方面第三实施方式中，
所述调制模块，具体用于将所述三相初始调制波中的每一相初始调制波分别与所述共模调制波进行一一对应的波形叠加，得到三相输出调制波。
在得到共模调制波之后，三相变流器需要通过将共模调制波中每一相初始调制波分别与共模调制波进行一一对应的波形叠加，从而得到三相输出调制波。
结合本发明第二方面，本发明第二方面第四实施方式中，
所述获取模块，用于获取三相电网电压、三相电流及预设载波幅值；
所述计算模块，还用于对所述三相电网电压进行锁相处理，得到旋转坐标系相位；
所述计算模块，还用于根据所述旋转坐标系相位，对所述三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流；
所述获取模块，还用于获取所述三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算所述预设电流参考值与所述旋转坐标系电流的差值，得到电流差值；
所述计算模块，还用于通过比例积分PI调节器对所述电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量；
所述计算模块，还用于对所述旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波；
所述计算模块，还用于获得所述三相初始调制波的调制波幅值，并根据所述调制波幅值和所述预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
获取模块检测三相变流器得到三相电网电压、三相电流及预设载波幅值，计算模块把三相电网电压送入锁相环，得到旋转坐标系相位，根据旋转坐标系相位，对三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流，获取三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算预设电流参考值与旋转坐标系电流的差值，得到电流差值，通过PI调节器对电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量，对旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波，获得三相初始调制波的调制波幅值，并根据调制波幅值和预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
本发明第三方面提供一种控制器，应用于三相变流器，包括：
处理器、存储器及信号接口之间互相连接，存储器中存储有处理器的运行指令，
处理器、存储器及信号接口之间互相连接，存储器中存储有处理器的运行指令，
所述信号接口，用于获取三相初始调制波及变流器调制度；
所述处理器，用于根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，所述预设调制参数包括所述三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
所述处理器，还用于根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
所述处理器，还用于将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
共模分量变化速率调节系数是由处理器根据预设调制参数和变流器调制度计算得来的，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数，根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，最后，将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，与现有技术的方法一相比，因为共模分量的变化速率由变流器调制度决定，随着变流器调制度变化而改变，没有限幅环节，因此可以避免限幅值取值不当造成的影响，提升了三相变流器的稳定性和谐波特性，与现有技术二相比，共模分量的变化速率由变流器调制度决定，实现了自适应调节。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例技术方案，下面将对实施例和现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1为本申请提供的三相变流器的系统结构图；
图2为本申请提供的共模信号的一个波形示意图；
图3为本申请提供的变流器调制度和谐波畸变率的曲线关系图；
图4为本申请提供的变流器调制度M＝1.1时的DPWM调制波的波形示意图；
图5为本申请提供的变流器调制度M＝0.88时的DPWM调制波的波形示意图；
图6为本申请提供的脉冲宽度调制方法的一个实施例的流程示意图；
图7为本申请提供的三电平并网光伏逆变器的结构示意图；
图8为本申请提供的三电平并网光伏逆变器控制算法示意图；
图9为本申请提供的调制曲率参数、变流器调制度与共模分量变化速率调节系数的关系图；
图10为本申请提供的变流器调制度M＝1.1时本发明DPWM与常规DPWM效果对比图；
图11为本申请提供的变流器调制度M＝0.8时本发明DPWM与常规DPWM效果对比图；
图12为本申请提供的脉冲宽度调制系统的一个实施例的结构示意图；
图13为本申请提供的控制器的一个实施例结的构示意图；
图14为本申请提供的两电平整流器和变流器的结构示意图；
图15为本申请提供的三电平整流器和变流器的结构示意图；
图16为本申请提供的五电平整流器和变流器的结构示意图；
图17为本申请提供的级联多电平整流器和变流器的结构示意图。
具体实施方式
本申请提供了一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器，用于三相变流器的共模分量的变化速率随着变流器调制度的变化而改变，提升三相变流器的稳定性和谐波特性，并且实现灵活地自适应调节。
下面将结合本申请中的附图，对本申请中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
首先简单介绍本发明应用的系统构架或场景。
本发明应用于变流器，尤其是目前应用最广泛的三相变流器，三相变流器用于连接三相交流电力系统以及直流电力系统并实现两个系统之间能量传递。根据能量流向的不同又区分为整流和逆变两种工作状况，其中能量从直流系统传递到交流系统被称为逆变，而从交流系统传递到直流系统称为整流。因此，大部分应用场景下，整流和逆变均可采用同样的系统来实现，典型的三相变流器的系统结构如图1所示，包括直流系统、开关网络、控制器、滤波器及交流系统，滤波器用于在整流的过程中，进行交流电的过滤，开关网络包括开关器件，控制器通过调制方式控制开关网络中的各开关器件的导通或断开动作，从而开启和关闭交流系统和直流系统之间的能量传递。
三相变流器采用的脉宽调制手段为PWM，即对开关网络中各器件的驱动脉冲的宽度进行控制。最直接的实现形式为将载波与调制波进行比较，以比较结果来控制开关器件的通断状态。PWM又可以分为CPWM和DPWM。CPWM是指在每个开关周期内每相桥臂总有一个开关动作，常见的方式有正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)；DPWM是指在一定的开关时期内，变流器的某相桥臂被钳位在正直流母线或者负直流母线，在该钳位时间内，该相开关器件常通或常断，没有开关动作。常见的DPWM调制包括DPWM0，DPWM1，DPWM2，DPWM3，DPWMMAX，DPWMMIN和GDPWM(General DPWM)等方式。
在具体实现上，DPWM的调制波可以通过在CPWM的调制波上叠加等效共模分量来实现。例如，将一个工频周期(例如50Hz)内的DPWM调制波形与SPWM(CPWM的一种)调制波形进行对比，如图2所示，DPWM调制波和工频正弦波之差即是图2中所示共模信号的波形。由于DPWM的调制波可以等效于SPWM调制波与共模信号之和，因此DPWM的输出特性受到SPWM输出特性与共模信号输出特性的共同影响。注入的共模信号会影响变流器电能质量，甚至会产生谐振，从而对系统稳定性产生影响。图3为常见PWM调制方式下，变流器调制度M与谐波畸变率HDF的关系曲线图。如图3可以看出，DPWM的调制方式的谐波畸变率普遍高于CPWM的方式，但是在调制度比较高的时候，DPWM和CPWM的谐波畸变率较为接近，此时DPWM调制中注入的共模信号分量较少，而在调制度较低时，为了实现钳位而注入的共模信号量较大，此时DPWM的谐波畸变率要比CPWM的大很多。因此，需要对调制度低时的DPWM的共模注入进行改进，降低其注入共模含量，从而降低由共模注入产生的谐波含量。
根据现有研究可知，当变流器调制度比较大时，实现DPWM注入的共模信号较小，如图4所示为变流器调制度M＝1.1时DPWM调制波的示意图。此时实现DPWM注入的共模信号较小，输出波形接近正弦波，输出电流畸变小，此时应采用常规DPWM调制，较少限制注入共模分量的变化速率；当变流器调制度比较小时，实现DPWM注入的共模信号较大,如图5所示为变流器调制度M＝0.88时DPWM调制波的示意图，此时输出波形畸变严重，应降低注入共模分量的变化速率，减少共模分量的高频分量，降低共模分量剧烈变化对变流器带来的冲击以及电流的畸变。
在目前的DPWM方案中，由于三相变流器有3个桥臂，每个桥臂又能够产生正钳位、负钳位和切换3种状态，这3个桥臂总共9个状态分别对应9种调制波。而三相变流器在任一时刻仅能实现一种钳位状态，否则变流器就失控，因此，三相变流器可能存在的钳位状态有三种：正钳位状态、负钳位状态和切换状态。根据分析，切换对于三相变流器效率提升远小于正钳位和负钳位，而且切换状态又是正钳位状态和负钳位状态的一个过渡状态，切换状态下的共模电压的分量直接影响到最终叠加的共模分量。
本发明提出一种脉冲宽度调制方法用于解决切换状态下共模分量对三相变流器所造成的影响，具体如下：
请参阅图6，本发明实施例提供一种脉冲宽度调制方法，包括：
601、获取三相初始调制波及变流器调制度；
本实施例中，三相初始调制波为三相交流器控制环路的每一相的初始调制波，该控制环路包括电压控制环路、电流控制环路以及功率控制环路中的一种或多种组合，变流器调制度可以通过计算变流器交流电压相峰值和直流电压的比值得到，或者通过计算三相初始调制波的峰值和载波峰值来获得，三相变流器通过调整调制波来对变流器的电压和电流进行控制，因此调制波是动态变化的。当变流器进入稳定运行状态，调制波是周期性重复的，此时调制波的峰值也可以认为是一个固定值，那么变流器调制度是可以准确的获得的。
602、根据预设调制参数和变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数；
本实施例中，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数，其中，预置最大调制度和预置最小调制度是由三相变流器产品设计和应用场景所决定的，预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率及预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值是由三相变流器所处的场景所决定的，也可以是用户自由设置的，调制曲率参数也是预先设置的，因此，在方案实施之前预设调制参数中各参数的值均是已知的，根据预设调制参数和变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，共模分量变化速率调节系数是用于共模分量的变化速率的，取值越大，表示共模分量的变化速率越快。
603、根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
本实施例中，调制波最大限幅值和调制度最小限幅值是预先设置的，由于三相变流器中每一相对应一个开关，每一个开关存在三种钳位状态，那么三相初始调制波中的每一相调制波均对应的可以得到三种钳位状态的调制波，由此计算得到三相初始调制波对应的调制波集合包含九个调制波，从调制波集合中的九个调制波中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波。
604、将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
本实施例中，将三相初始调制波和共模调制波进行波形叠加，得到对应的三相输出调制波，从三相输出调制波的波形畸变情况可以观察到，变流器调制度与共模分量的变化速率是成正比的。
本发明实施例中，共模分量的变化速度是由共模分量变化速率调节系数所决定的，共模分量变化速率调节系数是由预设调制参数和变流器调制度计算得来的，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数，根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，最后，将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，与现有技术的方法一相比，因为共模分量的变化速率由变流器调制度决定，随着变流器调制度变化而改变，没有限幅环节，因此可以避免限幅值取值不当造成的影响，提升了三相变流器的稳定性和谐波特性，与现有技术二相比，共模分量的变化速率由变流器调制度决定，实现了自适应调节。
三相变流器可以分为逆变器状态和整流器状态，本发明的方案可以应用于逆变器或整流器中，以图7所示的光伏逆变器应用系统为例，逆变器结构为两电平结构，直流母线与光伏电池板相连，交流端口通过L滤波器与三相交流电网相连。在控制系统中定义电流正方向为流出逆变器桥臂端口方向，如图8所示为逆变器的算法图。
可选的，本发明的一些实施例中，获取三相初始调制波及变流器调制度，包括：
获取三相电网电压、三相电流及预设载波幅值；
对三相电网电压进行锁相处理，得到旋转坐标系相位；
根据旋转坐标系相位，对三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流；
获取三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算预设电流参考值与旋转坐标系电流的差值，得到电流差值；
通过PI调节器对电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量；
对旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波；
获得三相初始调制波的调制波幅值，并根据调制波幅值和预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
本发明实施例中，结合图8所示的光伏逆变器，获取三相电网电压vga、vgb和vgc，及三相电流ia、ib和ic，及变流器调制度M，首先将三相电网电压vga、vgb和vgc送入锁相环(PLL)，得到旋转坐标系相位θ，再将三相电流ia、ib和ic进行坐标变换，得到其在旋转坐标系电流id和iq，坐标变换的计算方法为帕克变换(Park Transformation)，其计算方程为：
将计算得到的id和iq与其参考值idref和iqref进行比较，将其差值分别送入调节器Gd和Gq，得到d轴和q轴旋转坐标系调节分量vd和vq，其中Gd和Gq均为比例积分(ProportionalIntegral，PI)调节器。
对调节分量vd和vq进行反坐标变换，得到其在静止坐标系中的等效值va、vb和vc，计算方法为逆帕克变换(Inverse Park Transformation)，其计算方程为：
根据三相初始调制波va、vb和vc的调制波幅值，以及预置载波幅值的比值，得到逆变器调制度，逆变器调制度即变流器调制度。
需要说明的是，上述实施例根据三相电网电压和三相电流的坐标变换得到三相初始调制波，只是获取初始调制波的一种方式，在实际应用中，还可以有其他方式，具体不做限定。
可选的，本发明的一些实施例中，根据预设调制系数和变流器调制度，计算得到共模分量变化速率调节系数，包括：
获取三相变流器的预置最大调制度Mmax、预置最小调制度Mmin、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值Ka及调制曲率参数N，N大于0；
将Mmax、Mmin、Kb、Ka、N及变流器调制度M带入公式计算得到共模分量变化速率调节系数K。
本发明实施例中，根据变流器调制度M及预设调制系数，计算得到共模分量变化速率调节系数K的公式为：
其中，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin是三相变流器所容许的最大调制度(一般Mmax不超过1.15)和最小调制度(一般Mmin小于1)，是由变流器产品设计和应用场景所决定的，因此，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin相当于两个固定的数值；正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb是由三相变流器所处的场景所决定的，也可以是用户自由设置的；正负钳位状态之间共模量变化最大速率与Kb的差值Ka，假设三相变流器所能允许的正负钳位状态之间共模量变化最大速率为1，那么Ka等于1-Kb；调制曲率参数N的取值是预先设置的，N为1的情况下，预设共模分量调节公式为直线公式，N大于零且不等于1的情况下，预设共模分量调节公式是曲线方程。在获取模块获取M、Mmax、Mmin、Kb、Ka及N的值的情况下，计算模块通过公式就能计算得出共模分量变化速率调节系数K的值，并且Mmax、Mmin、Kb、Ka及N的值都是预先设置并且可调节的，那么K的值是由M所决定，实现了通过变流器调制度M灵活地调节共模分量变化速率的目标。
假设Mmax为1.15，Mmin为0.8，N为1，Ka和Kb均为0.5，则可以根据M计算出共模分量变化速率调节系数K，其数学关系为：
得到的变流器调制度M与共模分量变化速率调节系数K的关系图，如图9中N＝1的直线，具体调制曲率参数N需要根据期望的自适应调节变化程度来改变，例如图9中，当N＝0.01时，可以看到大部分范围内K值均接近或等于1，这样切换状态的范围就比较大，而当K值不等于1时，所处的过渡状态覆盖范围比较小。这个需要结合三相变流器硬件系统结构以及参数来共同设定。类似，若N＝99时，可以看到过渡状态(K不等于1)占据了大部分空间，而切换状态(K＝1)仅在最大调制度时方才实现，因此，预设调制系数可以实现减少三相变流器切换状态的时间，进一步提高三相变流器的效率。
可选的，本发明的一些实施例中，根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，包括：
获取预设的调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到所述va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，所述vmax-va为所述va对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-va为所述va对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-va)为所述va对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vb，计算得到所述vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，所述vmax-vb为所述vb对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vb为所述vb对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vb)为所述vb对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vc，计算得到所述vc对应的调制波集合{vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-vc}，所述vmax-vc为所述vc对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vc为所述vc对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vc)为所述vc对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述va、所述vb和所述vc对应的调制波集合，得到所述三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}；
对所述共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
本发明实施例中，需要预先设置调制波的最大幅度值和最小幅度值，获取预设的调制波限幅值，将三相初始调制波、共模分量变化速率调节系数及调制波限幅值代入预置共模调制波变量集，由于三相变流器中每一相对应一个开关，每一个开关存在三种钳位状态，那么预置共模调制波变量集中包括每一相初始调制波对应的正钳位状态、负钳位状态和切换状态的调制波变量，所以调制波变量的数量为九个，为最小的影响系统的稳定性，选取九个调制波变量中绝对值最小的一个作为共模调制波。假设调制波限幅值为vmax＝1，vmin＝-1，将三相初始调制波va、vb和vc，共模分量变化速率调节系数K及调制波限幅值vmax＝1，vmin＝-1，代入预置共模调制波变量集{1-va，1-vb，1-vc，K*(1/2+-1/2-va)，K*(1/2+-1/2-vb)，K*(1/2+-1/2-vc)，-1-va，-1-vb，-1-vc}，其中包括九个变量，选择九个变量中绝对值最小的变量，作为共模调制波vZ，计算过程为：
1、当1-max{va,vb,vc}的绝对值小于的绝对值，K*min{va,vb,vc}的绝对值以及K*max{va,vb,vc}的绝对值时，vZ＝1-max{va,vb,vc}；
2、当K*min{va,vb,vc}的绝对值小于1-max{va,vb,vc}的绝对值，-1-min{va,vb,vc}的绝对值以及K*max{va,vb,vc}的绝对值时，
3、当K*max{va,vb,vc}的绝对值小于1-max{va,vb,vc}的绝对值，-1-min{va,vb,vc}的绝对值以及K*min{va,vb,vc}的绝对值时，vZ＝-K*max{va,vb,vc}；
4、当-1-min{va,vb,vc}的绝对值小于的绝对值，K*min{va,vb,vc}的绝对值以及K*max{va,vb,vc}的绝对值时，vZ＝-1-min{va,vb,vc}。
可选的，本发明的一些实施例中，将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，包括：
将三相初始调制波中的每一相初始调制波分别与共模调制波进行一一对应的波形叠加，得到三相输出调制波。
本发明实施例中，共模调制波vZ与三相初始调制波va、vb和vc分别相加，得到新的三相输出调制波va_mod、vb_mod和vc_mod。
将本发明技术方案的实现效果与常规DPWM方案效果进行对比，其中变流器调制度M＝1.1时的对比结果如图10所示，图10(a)和图10(b)为变流器调制度M＝1.1时的常规DPWM调制波形及注入共模频谱图，图10(c)和图10(d)为本发明的DPWM调制波形及注入共模频谱图。经过图10的对比可以看出，在调制度M较高时，本方案和常规DPWM方法调制波形以及频谱特性非常接近。此时，注入共模信号的高频分量较小，无需对共模电压源进行限制，可以使得变流器开关钳位效果最大化，提升效率。
变流器调制度M＝0.8时的对比结果如图11所示，图11(a)和图11(b)为变流器调制度M＝0.8时的常规DPWM调制波形及注入共模频谱图，图11(c)和图11(d)为本发明的DPWM调制波形及注入共模频谱图，经过图11的对比可以看出，随着调制度降低，常规DPWM注入的共模分量增大。而在调制度较低时，本方案和常规DPWM方法调制波形差距较大，本方案注入的共模分量较为平滑，频谱分量也远小于常规DPWM方案。
以上实施例描述的是脉冲宽度调制方法，下面通过实施例对脉冲宽度调制系统进行说明。
请参阅图12，本发明提供一种脉冲宽度调制系统，应用于三相变流器，包括：
获取模块1201，用于获取三相初始调制波及变流器调制度；
计算模块1202，用于根据预设调制参数和变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
计算模块1202，还用于根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
调制模块1203，还用于将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
本发明实施例中，共模分量的变化速度是由共模分量变化速率调节系数所决定的，共模分量变化速率调节系数是由计算模块1202根据获取模块1201获取到的变流器调制度计算得来的，并且计算模块1202根据三相初始调制波及共模分量变化速率调节系数得到共模调制波，调制模块1203根据三相初始调制波及共模调制波得到三相输出调制波，与现有技术一相比，因为共模分量的变化速率由变流器调制度决定，随着变流器调制度变化而改变，没有限幅环节，因此可以避免限幅值取值不当造成的影响，提升了三相变流器的稳定性和谐波特性，与现有技术二相比，共模分量的变化速率由变流器调制度决定，实现了自适应调节。
可选的，本发明的一些实施例中，
获取模块1201，还用于获取三相变流器的预置最大调制度Mmax、预置最小调制度Mmin、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值Ka及调制曲率参数N，N大于0；
计算模块1202，还用于将Mmax、Mmin、Kb、Ka、N及变流器调制度M带入公式计算得到共模分量变化速率调节系数K。
本发明实施例中，需要预设调制系数，其中，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin是三相变流器所容许的最大调制度(一般Mmax不超过1.15)和最小调制度(一般Mmin小于1)，是由变流器产品设计和应用场景所决定的，因此，最大调制度Mmax和最小调制度Mmin相当于两个固定的数值；正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb是由三相变流器所处的场景所决定的，也可以是用户自由设置的；正负钳位状态之间共模量变化最大速率与Kb的差值Ka，假设三相变流器所能允许的正负钳位状态之间共模量变化最大速率为1，那么Ka等于1-Kb；调制曲率参数N的取值是预先设置的，N为1的情况下，预设共模分量调节公式为直线公式，N大于零且不等于1的情况下，预设共模分量调节公式是曲线方程。在获取模块1201获取M、Mmax、Mmin、Kb、Ka及N的值的情况下，计算模块1202通过公式就能计算得出共模分量变化速率调节系数K的值，并且Mmax、Mmin、Kb、Ka及N的值都是预先设置并且可调节的，那么K的值是由M所决定，实现了通过变流器调制度M灵活地调节共模分量变化速率的目标。
可选的，本发明的一些实施例中，
获取模块1201，还用于获取预设的调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin；
计算模块1202，还用于根据vmax、vmin、共模分量变化速率调节系数K及三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，vmax-va为va对应的正钳位状态下的调制波变量，vmin-va为va对应的负钳位状态下的调制波变量，K*(vmax/2+vmin/2-va)为va对应的切换状态下的调制波变量；
计算模块1202，还用于根据vmax、vmin、共模分量变化速率调节系数K及三相初始调制波中的第二相初始调制波vb，计算得到vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，vmax-vb为vb对应的正钳位状态下的调制波变量，vmin-vb为vb对应的负钳位状态下的调制波变量，K*(vmax/2+vmin/2-vb)为vb对应的切换状态下的调制波变量；
计算模块1202，还用于根据vmax、vmin、共模分量变化速率调节系数K及三相初始调制波中的第二相初始调制波vc，计算得到vc对应的调制波集合{vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-vc}，vmax-vc为vc对应的正钳位状态下的调制波变量，vmin-vc为vc对应的负钳位状态下的调制波变量，K*(vmax/2+vmin/2-vc)为vc对应的切换状态下的调制波变量；
计算模块1202，还用于根据va、vb和vc对应的调制波集合，得到三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}；
计算模块1202，还用于对共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
本发明实施例中，预先设置了调制波最大幅度值和最小幅度值，获取模块1201获取预设的调制波最大幅度值和调制波最小幅度值，由于三相变流器中每一相对应一个开关，每一个开关存在三种钳位状态，那么计算模块1202根据vmax、vmin、共模分量变化速率调节系数K及三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，vmax-va为va对应的正钳位状态下的调制波变量，vmin-va为va对应的负钳位状态下的调制波变量，K*(vmax/2+vmin/2-va)为va对应的切换状态下的调制波变量，依次对计算得到第二相初始调制波vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，计算得到第三相初始调制波vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，计算模块1202将三个相的初始调制波的调制波集合合并为三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}，对共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
可选的，本发明的一些实施例中，
调制模块1203，具体用于将三相初始调制波中的每一相初始调制波分别与共模调制波进行一一对应的波形叠加，得到三相输出调制波。
可选的，本发明的一些实施例中，
获取模块1201，用于获取三相电网电压、三相电流及预设载波幅值；
计算模块1202，还用于对三相电网电压进行锁相处理，得到旋转坐标系相位；
计算模块1202，还用于根据旋转坐标系相位，对三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流；
获取模块1201，还用于获取三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算预设电流参考值与旋转坐标系电流的差值，得到电流差值；
计算模块1202，还用于通过比例积分PI调节器对电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量；
计算模块1202，还用于对旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波；
计算模块1202，还用于获得三相初始调制波的调制波幅值，并根据调制波幅值和预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
本发明实施例中，获取模块1201检测三相变流器得到三相电网电压、三相电流及预设载波幅值，计算模块1202把三相电网电压送入锁相环，得到旋转坐标系相位，根据旋转坐标系相位，对三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流，获取三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算预设电流参考值与旋转坐标系电流的差值，得到电流差值，通过PI调节器对电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量，对旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波，获得三相初始调制波的调制波幅值，并根据调制波幅值和预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
以上实施例对脉冲宽度调制方法和脉冲宽度调制系统进行了详细说明，下面对脉冲宽度调制系统的实体装置进行说明，实体装置为图13中所示的控制器，具体如下：
请参阅图13，本发明提供一种控制器，包括：
处理器1301、存储器1302及信号接口1303之间互相连接，存储器1302中存储有处理器1301的运行指令，
信号接口1303，用于获取三相初始调制波及变流器调制度；
处理器1301，用于根据预设调制参数和变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
处理器1301，还用于根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
处理器1301，还用于将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
本发明实施例中，共模分量变化速率调节系数是由处理器1301根据预设调制参数和信号接口1303获取的变流器调制度计算得来的，预设调制参数包括三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数，处理器1301根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、三相初始调制波和共模分量变化速率调节系数，计算得到三相初始调制波对应的调制波集合，从调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，最后，将三相初始调制波与共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，与现有技术的方法一相比，因为共模分量的变化速率由变流器调制度决定，随着变流器调制度变化而改变，没有限幅环节，因此可以避免限幅值取值不当造成的影响，提升了三相变流器的稳定性和谐波特性，与现有技术二相比，共模分量的变化速率由变流器调制度决定，实现了自适应调节。
图13所示的控制器还包括一个或一个以上存储应用程序1305或数据1306的存储介质1304(例如一个或一个以上海量存储设备)。其中，存储器1302和存储介质1304可以是短暂存储或持久存储。存储在存储介质1304的程序可以包括一个或一个以上模块(图示没标出)，每个模块可以包括对服务器中的一系列指令操作。更进一步地，处理器1301可以设置为与存储介质1304通信，在服务器上执行存储介质1304中的一系列指令操作。
控制器还可以包括一个或一个以上操作系统1307，例如Windows ServerTM，MacOS XTM，UnixTM,LinuxTM或FreeBSDTM等等。
需要说明的是，本发明中所举的如图7所示的光伏逆变器应用系统可以等效为如图14所示的两电平整流器和逆变器结构，除此之外，还可以为图15所示的三电平整流器和变流器结构，还可以为图16所示的五电平整流器和变流器结构，还可以为图17所示的级联多电平整流器和变流器结构。
应理解，在本发明的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (11)

1.一种脉冲宽度调制方法，应用于三相变流器，其特征在于，所述方法包括：
获取三相初始调制波及变流器调制度；
根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，所述预设调制参数包括所述三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
2.根据权利要求1所述的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，包括：
获取所述三相变流器的预置最大调制度Mmax、预置最小调制度Mmin、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值Ka及调制曲率参数N，N大于0；
将所述Mmax、Mmin、Kb、Ka、N及所述变流器调制度M带入公式计算得到共模分量变化速率调节系数K。
3.根据权利要求2所述的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波，包括：
获取预设的调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到所述va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，所述vmax-va为所述va对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-va为所述va对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-va)为所述va对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vb，计算得到所述vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，所述vmax-vb为所述vb对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vb为所述vb对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vb)为所述vb对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vc，计算得到所述vc对应的调制波集合{vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-vc}，所述vmax-vc为所述vc对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vc为所述vc对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vc)为所述vc对应的切换状态下的调制波变量；
根据所述va、所述vb和所述vc对应的调制波集合，得到所述三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}；
对所述共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波，包括：
将所述三相初始调制波中的每一相初始调制波分别与所述共模调制波进行一一对应的波形叠加，得到三相输出调制波。
5.根据权利要求4所述的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述获取三相初始调制波及变流器调制度，包括：
获取三相电网电压、三相电流及预设载波幅值；
对所述三相电网电压进行锁相处理，得到旋转坐标系相位；
根据所述旋转坐标系相位，对所述三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流；
获取所述三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算所述预设电流参考值与所述旋转坐标系电流的差值，得到电流差值；
通过比例积分PI调节器对所述电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量；
对所述旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波；
获得所述三相初始调制波的调制波幅值，并根据所述调制波幅值和所述预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
6.一种脉冲宽度调制系统，应用于三相变流器，其特征在于，所述系统包括：
获取模块，用于获取三相初始调制波及变流器调制度；
计算模块，用于根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，所述预设调制参数包括所述三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
计算模块，还用于根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
调制模块，还用于将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
7.根据权利要求6所述的脉冲宽度调制系统，其特征在于，
所述获取模块，还用于获取所述三相变流器的预置最大调制度Mmax、预置最小调制度Mmin、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率Kb、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值Ka及调制曲率参数N，N大于0；
所述计算模块，还用于将所述Mmax、Mmin、Kb、Ka、N及所述变流器调制度M带入公式计算得到共模分量变化速率调节系数K。
8.根据权利要求7所述的脉冲宽度调制系统，其特征在于，
所述获取模块，还用于获取预设的调制波最大限幅值vmax和调制度最小限幅值vmin；
所述计算模块，还用于根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第一相初始调制波va，计算得到所述va对应的调制波集合{vmax-va，K*(vmax/2+vmin/2-va)，vmin-va}，所述vmax-va为所述va对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-va为所述va对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-va)为所述va对应的切换状态下的调制波变量；
所述计算模块，还用于根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vb，计算得到所述vb对应的调制波集合{vmax-vb，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，vmin-vb}，所述vmax-vb为所述vb对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vb为所述vb对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vb)为所述vb对应的切换状态下的调制波变量；
所述计算模块，还用于根据所述vmax、所述vmin、所述共模分量变化速率调节系数K及所述三相初始调制波中的第二相初始调制波vc，计算得到所述vc对应的调制波集合{vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-vc}，所述vmax-vc为所述vc对应的正钳位状态下的调制波变量，所述vmin-vc为所述vc对应的负钳位状态下的调制波变量，所述K*(vmax/2+vmin/2-vc)为所述vc对应的切换状态下的调制波变量；
所述计算模块，还用于根据所述va、所述vb和所述vc对应的调制波集合，得到所述三相初始调制波对应的调制波集合{vmax-va，vmax-vb，vmax-vc，K*(vmax/2+vmin/2-va)，K*(vmax/2+vmin/2-vb)，K*(vmax/2+vmin/2-vc)，vmin-va，vmin-vb，vmin-vc}；
所述计算模块，还用于对所述共模调制波集合中每一个调制波变量取绝对值，选择绝对值最小的调制波变量作为共模调制波。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的脉冲宽度调制系统，其特征在于，
所述调制模块，具体用于将所述三相初始调制波中的每一相初始调制波分别与所述共模调制波进行一一对应的波形叠加，得到三相输出调制波。
10.根据权利要求9所述的脉冲宽度调制方法，其特征在于，
所述获取模块，用于获取三相电网电压、三相电流及预设载波幅值；
所述计算模块，还用于对所述三相电网电压进行锁相处理，得到旋转坐标系相位；
所述计算模块，还用于根据所述旋转坐标系相位，对所述三相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系电流；
所述获取模块，还用于获取所述三相电流坐标变换的预设电流参考值，并计算所述预设电流参考值与所述旋转坐标系电流的差值，得到电流差值；
所述计算模块，还用于通过比例积分PI调节器对所述电流差值进行处理，得到旋转坐标系调节分量；
所述计算模块，还用于对所述旋转坐标系调节分量进行反坐标变换，得到三相初始调制波；
所述计算模块，还用于获得所述三相初始调制波的调制波幅值，并根据所述调制波幅值和所述预置载波幅值的比值，得到变流器调制度。
11.一种控制器，应用于三相变流器，其特征在于，所述控制器包括：
处理器、存储器及信号接口之间互相连接，存储器中存储有处理器的运行指令，
所述信号接口，用于获取三相初始调制波及变流器调制度；
所述处理器，用于根据预设调制参数和所述变流器调制度计算得到共模分量变化速率调节系数，所述预设调制参数包括所述三相变流器的预置最大调制度、预置最小调制度、预置正负钳位状态之间共模量变化最小速率、预置正负钳位状态之间共模量变化最大速率与最小速率的差值及调制曲率参数；
所述处理器，还用于根据预设的调制波最大限幅值、调制波最小限幅值、所述三相初始调制波和所述共模分量变化速率调节系数，计算得到所述三相初始调制波对应的调制波集合，从所述调制波集合中选取绝对值最小的调制波作为共模调制波；
所述处理器，还用于将所述三相初始调制波与所述共模调制波进行波形叠加，得到三相输出调制波。
CN201611080630.XA 2016-11-30 2016-11-30 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器 Active CN108123639B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611080630.XA CN108123639B (zh) 2016-11-30 2016-11-30 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器
PCT/CN2017/081600 WO2018098975A1 (zh) 2016-11-30 2017-04-24 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器
EP17875630.0A EP3537589B1 (en) 2016-11-30 2017-04-24 Pulse width modulation method, pulse width modulation system, and controller
US16/426,171 US10630163B2 (en) 2016-11-30 2019-05-30 Pulse width modulation method, pulse width modulation system, and controller

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611080630.XA CN108123639B (zh) 2016-11-30 2016-11-30 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108123639A true CN108123639A (zh) 2018-06-05
CN108123639B CN108123639B (zh) 2020-02-21

Family

ID=62226138

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201611080630.XA Active CN108123639B (zh) 2016-11-30 2016-11-30 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10630163B2 (zh)
EP (1) EP3537589B1 (zh)
CN (1) CN108123639B (zh)
WO (1) WO2018098975A1 (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110071680A (zh) * 2019-05-14 2019-07-30 深圳市正弦电气股份有限公司 一种减小变频器温升的pwm调制方法及系统
CN111371301A (zh) * 2020-03-13 2020-07-03 中南大学 一种两电平牵引逆变器igbt结温控制方法及系统
CN112803823A (zh) * 2019-11-13 2021-05-14 华为技术有限公司 脉冲宽度调制方法、逆变器和控制器
CN112821790A (zh) * 2021-01-04 2021-05-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 三相变换器及其控制方法
CN113691157A (zh) * 2021-08-30 2021-11-23 燕山大学 一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法
WO2022188629A1 (zh) * 2021-03-11 2022-09-15 中国长江三峡集团有限公司 一种适用于任意桥臂数的三电平变换器直流侧中性点电位平衡方法

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2605557B (en) * 2020-12-23 2023-05-24 Yasa Ltd A method and apparatus for generating a three-phase voltage
GB2602338B (en) * 2020-12-23 2023-03-15 Yasa Ltd A Method and Apparatus for Cooling One or More Power Devices
CN114583989B (zh) * 2021-03-22 2023-09-22 上海正泰电源系统有限公司 三电平逆变器调制方式切换方法、装置、设备和存储介质
EP4120528A1 (en) * 2021-07-16 2023-01-18 Siemens Aktiengesellschaft Power converter
CN113556053B (zh) * 2021-07-21 2022-10-28 华为数字能源技术有限公司 三相多电平逆变器的控制方法以及逆变器系统
CN114977870B (zh) * 2022-06-16 2022-12-27 安徽理工大学 一种适用于t型三电平的不连续调制载波实现统一算法
CN115913002B (zh) * 2022-11-25 2023-10-13 江苏国科智能电气有限公司 一种无刷直流电机三电平逆变器及其控制方法
CN116865584B (zh) * 2023-09-04 2023-11-21 西安千帆翼数字能源技术有限公司 两电平变换器及控制方法、spwm调制方法、spwm调制系统

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7400518B2 (en) * 2006-05-22 2008-07-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modulation methods and apparatus for reducing common mode noise
CN103051227A (zh) * 2012-12-21 2013-04-17 燕山大学 一种三相z源中点钳位多电平光伏逆变器调制方法
CN104753375A (zh) * 2015-04-10 2015-07-01 上海兆能电力电子技术有限公司 一种三电平逆变器dpwm控制方法
CN104883087A (zh) * 2015-05-04 2015-09-02 长安大学 一种多电平逆变器通用脉宽调制方法
JP5830298B2 (ja) * 2011-08-04 2015-12-09 株式会社ダイヘン 系統連系インバータ装置
CN105207511A (zh) * 2014-06-30 2015-12-30 华为技术有限公司 一种变换器的控制方法、装置和系统
CN105245123A (zh) * 2015-10-16 2016-01-13 燕山大学 三相中点钳位三电平逆变器一维调制共模电流抑制技术
CN106100430A (zh) * 2016-08-23 2016-11-09 合肥工业大学 三相五电平逆变器低共模电压调制的载波实现方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5852558A (en) * 1997-06-20 1998-12-22 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for reducing common mode voltage in multi-phase power converters
US6023417A (en) * 1998-02-20 2000-02-08 Allen-Bradley Company, Llc Generalized discontinuous pulse width modulator
JP5161180B2 (ja) * 2009-09-17 2013-03-13 日立アプライアンス株式会社 モータ駆動装置、インバータ装置、コンバータ装置、及び冷凍空調機器
JP6176495B2 (ja) * 2014-08-19 2017-08-09 富士電機株式会社 ３レベルインバータの制御方法及び制御装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7400518B2 (en) * 2006-05-22 2008-07-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modulation methods and apparatus for reducing common mode noise
JP5830298B2 (ja) * 2011-08-04 2015-12-09 株式会社ダイヘン 系統連系インバータ装置
CN103051227A (zh) * 2012-12-21 2013-04-17 燕山大学 一种三相z源中点钳位多电平光伏逆变器调制方法
CN105207511A (zh) * 2014-06-30 2015-12-30 华为技术有限公司 一种变换器的控制方法、装置和系统
CN104753375A (zh) * 2015-04-10 2015-07-01 上海兆能电力电子技术有限公司 一种三电平逆变器dpwm控制方法
CN104883087A (zh) * 2015-05-04 2015-09-02 长安大学 一种多电平逆变器通用脉宽调制方法
CN105245123A (zh) * 2015-10-16 2016-01-13 燕山大学 三相中点钳位三电平逆变器一维调制共模电流抑制技术
CN106100430A (zh) * 2016-08-23 2016-11-09 合肥工业大学 三相五电平逆变器低共模电压调制的载波实现方法

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110071680A (zh) * 2019-05-14 2019-07-30 深圳市正弦电气股份有限公司 一种减小变频器温升的pwm调制方法及系统
CN110071680B (zh) * 2019-05-14 2021-05-14 深圳市正弦电气股份有限公司 一种减小变频器温升的pwm调制方法及系统
CN112803823A (zh) * 2019-11-13 2021-05-14 华为技术有限公司 脉冲宽度调制方法、逆变器和控制器
WO2021093838A1 (zh) * 2019-11-13 2021-05-20 华为技术有限公司 脉冲宽度调制方法、逆变器和控制器
CN112803823B (zh) * 2019-11-13 2022-09-23 华为技术有限公司 脉冲宽度调制方法、逆变器和控制器
CN111371301A (zh) * 2020-03-13 2020-07-03 中南大学 一种两电平牵引逆变器igbt结温控制方法及系统
CN111371301B (zh) * 2020-03-13 2021-11-02 中南大学 一种两电平牵引逆变器igbt结温控制方法及系统
CN112821790A (zh) * 2021-01-04 2021-05-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 三相变换器及其控制方法
US11632057B2 (en) 2021-01-04 2023-04-18 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Three-phase converter and control method thereof
TWI820508B (zh) * 2021-01-04 2023-11-01 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司 三相變換器及其控制方法
WO2022188629A1 (zh) * 2021-03-11 2022-09-15 中国长江三峡集团有限公司 一种适用于任意桥臂数的三电平变换器直流侧中性点电位平衡方法
CN113691157A (zh) * 2021-08-30 2021-11-23 燕山大学 一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN108123639B (zh) 2020-02-21
WO2018098975A1 (zh) 2018-06-07
EP3537589A4 (en) 2019-11-20
EP3537589B1 (en) 2020-11-25
EP3537589A1 (en) 2019-09-11
US10630163B2 (en) 2020-04-21
US20190280609A1 (en) 2019-09-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108123639A (zh) 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器
CN110867887A (zh) Npc三电平逆变器最优序列模型预测控制装置及方法
CN110474557B (zh) 一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法
CN110417275B (zh) 一种3的偶数倍载波比下三电平变流器同步调制方法
CN107482630B (zh) 一种用于改善mmc-upfc串联侧补偿电压电能质量的混合调制策略
Xu et al. Improved SVPWM schemes for Vienna rectifiers without current distortion
CN104410311B (zh) 一种三电平逆变器不连续pwm调制中点平衡方法
CN106787895A (zh) 基于svm策略的三相并联逆变系统环流抑制方法
AU2021219955A1 (en) Determination of filter parameters in an inverter
Antar et al. Fractional order PI controller for grid connected wind energy conversion system
CN112736946A (zh) 一种基于准谐振控制器的储能变流器死区补偿方法及装置
CN108631624B (zh) 一种基于三维调制的级联h桥整流器及其控制方法
CN113346551B (zh) 一种并网变换器控制系统及控制方法
CN106549582B (zh) 一种降低开关次数的波形连续变换方法
Villalva et al. Detailed implementation of a current controller with 3D space vectors for four wire active filters
CN112701952B (zh) 三相两电平逆变器电流纹波最小有效值pwm方法及系统
Boudries et al. Study on sliding mode virtual flux oriented control for three-phase PWM rectifiers
CN211127644U (zh) 一种变流控制装置及电机
CN210468817U (zh) 九开关型双馈风机系统
CN109787493B (zh) 三相单级式ac-dc变换器的双周期电流解耦调制方法
Wang et al. Study on Control Strategy for PMSM Fed by Differential Boost Inverter
CN218920283U (zh) 一种单相pwm整流器网侧电流谐波的优化控制系统
Kumar Modi et al. Analysis and comparison of overmodulation algorithms for space vector modulated voltage source inverter
CN116073676B (zh) 一种三相电流源型整流器直流电压自适应调整方法
CN104753379B (zh) 用于三相三电平逆变器的中点电压调节方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20211104

Address after: 518043 No. 01, 39th floor, building a, antuoshan headquarters building, No. 33, antuoshan Sixth Road, Xiang'an community, Xiangmihu street, Futian District, Shenzhen, Guangdong Province

Patentee after: Huawei Digital Energy Technology Co.,Ltd.

Address before: 518129 Bantian HUAWEI headquarters office building, Longgang District, Guangdong, Shenzhen

Patentee before: HUAWEI TECHNOLOGIES Co.,Ltd.