CN112821790A - 三相变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请提供一种三相变换器及其控制方法，三相变换器包含依序电连接的交流端、三个滤波电路、三个桥臂电路、电容模块及直流端和控制器。三个滤波电路中的滤波电容中点与电容模块的直流电容中点电性耦接。在交流源的一个线电压周期内，控制器控制每一桥臂电路至少分时工作于第一模式及第二模式。在第一模式中，桥臂电路工作于钳位状态，在第二模式中，桥臂电路可切换地工作于DCM状态或TCM状态，使开关频率被限制在预设频率以下。当三相变换器工作在额定负载的80％以上时，桥臂电路工作于第二模式的时长为线电压周期的1/3～2/3。

Description

三相变换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及一种三相变换器及其控制方法，尤指一种可实现三相解耦控制及EMC性能优化且具有低开关损耗的三相变换器及其控制方法。
背景技术
三相变换器是最被广泛应用的变换器拓扑之一，针对此种拓扑已有许多相关的控制与调制方案，例如常用的SPWM(Sinusoidal PWM)和三次谐波注入SVPWM(Space VectorPWM)等连续调制策略，如DPWM(Discontinues PWM)的断续调制策略以及以实现软开关为目的的变频调制策略。
综览现有的调制策略，大致可划分为硬开关调制策略及软开关调制策略，其中，由于开关损耗的限制，硬开关调制策略难以同时达到高频高功率密度与高效率；而软开关调制策略则普遍存在开关频率范围过宽及因三相耦合而造成的分析与设计困难等问题。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术的三相变换器及其控制方法，实为目前迫切的需求。
发明内容
本申请的目的在于提供一种三相变换器及其控制方法，通过控制三相变换器的桥臂电路可切换地工作在钳位状态、DCM(Discontinuous Conduction Modulation)状态及TCM(Triangular Current Modulation)状态，可使各桥臂电路实现零电压开通或谷底导通，同时将开关频率限制在预设频率以下，借此将开关频率的变化限制在一较小范围内。
为达上述目的，本申请提供一种三相变换器，包含交流端、直流端、三个桥臂电路、三个滤波电路、电容模块及控制器。交流端电性耦接至交流源，直流端电性耦接至直流源或直流负载。三个桥臂电路共同形成三相桥臂电路，且电连接于直流端。每一桥臂电路具有桥臂中点。三个滤波电路共同形成三相滤波电路，其中三相滤波电路电性耦接于三相桥臂电路与交流端之间，三个滤波电路分别电连接于三个桥臂电路的桥臂中点。每一滤波电路均包含滤波电感及滤波电容。滤波电感电连接于交流端与对应的桥臂中点之间。滤波电容的一端电连接于交流端与滤波电感之间。三个滤波电路的三个滤波电容的另一端相连接而形成滤波电容中点。电容模块并联于三相桥臂电路的两端，且包含两个电容及直流电容中点。直流电容中点位于两个电容之间并与滤波电容中点电性耦接。在交流源的一个线电压周期内，控制器控制每一桥臂电路至少分时工作于第一模式及第二模式。在第一模式中，桥臂电路工作于钳位状态，在第二模式中，桥臂电路可切换地工作于DCM状态或TCM状态，使三相变换器的开关频率被限制在预设频率以下，当三相变换器工作在额定负载的80％以上时，桥臂电路工作于第二模式的时长为线电压周期的1/3～2/3。
为达上述目的，本申请提供一种控制方法，架构于控制本申请的三相变换器。控制方法包含：在交流源的一个线电压周期内，控制每一桥臂电路至少分时工作于第一模式及第二模式，其中，在第一模式中，控制桥臂电路工作于钳位状态，在第二模式中，控制桥臂电路可切换地工作于DCM状态或TCM状态，使三相变换器的开关频率被限制在预设频率以下；其中，当三相变换器工作在额定负载的80％以上时，桥臂电路工作于第二模式的时长为线电压周期的1/3～2/3。
附图说明
图1为本申请优选实施例的三相变换器的电路结构示意图。
图2示出了图1中的三相变换器的调制波波形。
图3示出了图1中的桥臂电路的电路结构。
图4A、图4B、图4C及图4D分别示出了图3的桥臂电路工作于TCM状态、第一DCM状态、第二DCM状态及第三DCM状态时的工作波形。
图5为本申请优选实施例的三相变换器的工作波形示意图。
图6为本申请另一优选实施例的三相变换器的工作波形示意图。
图7、图8及图9示出了图1的三相变换器的各种变化例。
其中，附图标记说明如下：
1：三相变换器
VR、VS、VT：交流源
11：交流端
12：直流端
13：桥臂电路
131：桥臂中点
S1：主开关管
S2：辅助开关管
CS1：主电容
CS2：辅助电容
14：滤波电路
141：滤波电容中点
L：滤波电感
iL：电感电流
Cf：滤波电容
Vf：滤波电压
15：电容模块
151：直流电容中点
C1、C2：电容
M1：第一模式
M2：第二模式
M3：第三模式
fs：开关频率
fmax：预设频率
Tmin：预设周期
Vcm：共模调制波
VM：三相调制波
VGS1、VGS2：栅极-源极电压
VDS1：主电容上的电压
VDS2：辅助电容上的电压
t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8：时刻
P1、P2、P3：时间段
1a：三相三电平变换器
1b：两路交错并联的三相两电平变换器
1c：两路交错并联的三相三电平变换器
具体实施方式
体现本申请特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本申请能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本申请的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本申请。
图1为本申请优选实施例的三相变换器的电路结构示意图。如图1所示，三相变换器1包含交流端11、直流端12、三个桥臂电路13、三个滤波电路14、电容模块15及控制器(未图示)。交流端11电性耦接至交流源VR、VS及VT，直流端12电性耦接至直流源或直流负载。三个桥臂电路13共同形成三相桥臂电路，且三个桥臂电路13均电连接于该直流端12，其中每一桥臂电路13皆具有桥臂中点131。三个滤波电路14共同形成三相滤波电路，三相滤波电路电性耦接于三相桥臂电路与交流端11之间，三个滤波电路14分别电连接于三个桥臂电路13的三个桥臂中点131。每一滤波电路14均包含滤波电感L及滤波电容Cf，于任一滤波电路14中，滤波电感L电连接于交流端11与对应的桥臂中点131之间，滤波电容Cf的一端电连接于交流端11与滤波电感L之间，三个滤波电路14的三个滤波电容Cf的另一端相连接而形成滤波电容中点141。电容模块15并联于三相桥臂电路的两端，且包含两个电容C1及C2和直流电容中点151，其中直流电容中点151位于两个电容C1与C2之间，且直流电容中点151与滤波电容中点141电性耦接。控制器架构于控制三相桥臂电路中的开关作动。由于滤波电容中点141连接于直流电容中点151，故各相电路的控制相互解耦，有利于电路分析及设计。于一些实施例中，三相变换器1还包含EMI(Electromagnetic interference)滤波器，EMI滤波器耦接于交流端11与三相滤波电路之间，由于滤波电容中点141连接于直流电容中点151，故可提供一内部共模分量的回路，减轻EMI滤波器的压力。
值得注意的是，滤波电路14还可以为LCL结构，本申请并不加以限定。桥臂电路13中的开关管在本实施例中为MOSFET，在其他实施例中，也可以为IGBT或其他类型的开关管，本申请并不以此为限。
在本实施例中，滤波电容中点141与直流电容中点151通过导线直接连接。然本申请不以此为限，于其他实施例中，在滤波电容中点141与直流电容中点151之间，亦可串接其他电子元件。
如图2所示，在交流源VR、VS及VT(图2中以交流源VR为例)的一个线电压周期内，控制器控制每一桥臂电路13至少分时工作于第一模式M1及第二模式M2。在第一模式M1中，桥臂电路13工作于钳位状态。在第二模式M2中，桥臂电路13可切换地工作于DCM状态或TCM状态，使桥臂电路13中的开关管实现零电压开通或谷底导通。借此，三相变换器1的开关频率fs被限制在预设频率fmax以下。在一个优选的实施例中，当三相变换器1工作在额定负载的80％以上时，桥臂电路13工作于第二模式M2的时长为线电压周期的1/3～2/3，即工作于第二模式M2的时长为2/3个线电压周期的50％～100％。于一些实施例中，桥臂电路13工作于第二模式M2的时长至少为2/3个线电压周期的50％、75％、80％或90％。
值得注意的是，在本申请中，在一个交流源的线电压周期内，桥臂电路13除了工作于第一模式M1和第二模式M2外，还可以工作于第三模式M3下，例如CCM模式(ContinuousConduction Modulation)。就工作时序而言，第三模式M3可介于第一模式M1与第二模式M2之间(例如桥臂电路13可以M1-M3-M2-M3-M1的时序工作)，亦可穿插在第二模式M2中(例如桥臂电路13可以M1-M2-M3-M2-M1的时序工作)。桥臂电路13工作在不同模式下的时长与负载等因素有关，当负载较小时，桥臂电路13工作在第二模式M2下的时长可以较长，而在负载较大时，例如额定负载的50％或80％以上时，桥臂电路13工作在第二模式M2下的时长为2/3个线电压周期的50％、75％、80％或90％以上。
于一些实施例中，三相变换器1采用DPWM调制方式。具体而言，如图2所示，控制器将三相桥臂电路的三相初始调制波与三相共模调制波相叠加，以产生对应于三相桥臂电路的三相调制波，其中三相共模调制波的波形中不存在垂直跳变，即三相共模调制波由正向过渡为负向或者由负向过渡为正向时，斜率并非无穷大，可以根据实际应用预设一个特定的斜率或者一个可变的斜率，也可以是实时变化的斜率，本专利并不限定斜率的具体数值。借此，可使三相调制波带有斜率，从而降低开关损耗并同时抑制共模电流。如图2所示，以交流源VR为例，控制器将初始调制波(即交流源VR)与共模调制波Vcm相叠加，以产生对应的桥臂电路13的调制波VM。
于一些实施例中，在第一模式M1中，钳位状态包含正向钳位状态及负向钳位状态，每一桥臂电路13在其对应的调制波达到正限幅值时工作于正向钳位状态，在其对应的调制波达到负限幅值时工作于负向钳位状态。其中，工作于第一模式M1的时长可以在1/3个线电压周期的上下范围内波动，取决于DPWM调制的具体方式以及共模调制波Vcm的斜率。在一个优选的实施例中，工作于正向钳位状态的时长与工作于负向钳位状态的时长相等，即二者平分工作于第一模式M1的总时长。当然，本发明并不以此为限。
为了便于分析，图3示出了本申请优选实施例的一个桥臂电路的电路结构。本申请的三相变换器1中的各相电路具有相同的电路结构，故图3中仅示出交流源VR及其对应的桥臂电路13及滤波电路14加以说明。如图3所示，桥臂电路13包含串联耦接的主开关管S1及辅助开关管S2，主开关管S1及辅助开关管S2不同时处于导通状态。此外，桥臂电路13还包含主电容CS1及辅助电容CS2，其中主电容CS1与主开关管S1并联耦接，辅助电容CS2与辅助开关管S2并联耦接。其中，主电容CS1以及辅助电容CS2可以分别为主开关管S1以及辅助开关管S2的结电容，也可以是外加在开关管两端的电容，本申请并不加以限定。
当主开关管S1处于导通状态的时间与辅助开关管S2处于导通状态的时间之和大于等于预设频率fmax对应的预设周期Tmin时，桥臂电路13工作于DCM状态或TCM状态。选择工作于TCM状态，有利于实现软开关；选择工作于DCM状态，则有利于进一步降低开关频率，但是会牺牲一部分开通损耗。当主开关管S1处于导通状态的时间与辅助开关管S2处于导通状态的时间之和小于预设周期Tmin时，桥臂电路13工作于DCM状态。
因此，在桥臂电路13处于第二模式M2时，控制器可视上述情况控制桥臂电路13工作于TCM状态或DCM状态，进一步地，DCM状态包含第一DCM状态、第二DCM状态及第三DCM状态。如图3所示，定义滤波电容Cf上的滤波电压Vf为上正下负时，滤波电压Vf的符号为正，反之为负；同时，滤波电感L上的电感电流iL为流入桥臂中点131时，电感电流iL的符号为正，反之为负。于任一桥臂电路13及对应的滤波电路14中，在滤波电容Cf上的滤波电压Vf与滤波电感L上的电感电流iL的平均值的乘积为正时，桥臂电路13工作于第一DCM状态或第三DCM状态；而在滤波电压Vf与电感电流iL的平均值的乘积为负时，桥臂电路13工作于第二DCM状态。以下分别依据图4A、图4B、图4C及图4D示例说明桥臂电路13分别工作于TCM状态、第一DCM状态、第二DCM状态及第三DCM状态时的作动情形，其中VGS1为主开关管S1的驱动电压，即主开关管S1上的栅极-源极电压，VGS2为辅助开关管S2的驱动电压，即辅助开关管S2上的栅极-源极电压，VDS1为主电容CS1上的电压。
如图4A所示，桥臂电路13工作在TCM状态。于时刻t1时，主开关管S1导通，辅助开关管S2关断。在时刻t1至t2期间，主开关管S1处于导通状态，对应的滤波电路14的滤波电感L上的电感电流iL上升。于时刻t2时，主开关管S1关断。时刻t2至t3期间为死区时间。于时刻t3时，辅助开关管S2导通，主开关管S1保持关断。在时刻t3至t5期间，辅助开关管S2处于导通状态，电感电流iL下降，其中，电感电流iL在时刻t4下降至零，而辅助开关管S2仍持续导通至时刻t5，使电感电流iL为负值。于时刻t5时，电感电流iL已下降至一负向预设电流值，此时辅助开关管S2关断。在时刻t5后，主电容CS1上的电压VDS1被负向的电感电流iL放电而下降，主开关管S1在主电容CS1上的电压VDS1下降至预设电压(例如时刻t6时的0V)时导通。其中，预设电压可以是一个接近于0的电压值。因此，可以实现主开关管S1的零电压开通。
如图4B所示，桥臂电路13工作在第一DCM状态。于时刻t1时，主开关管S1导通，辅助开关管S2关断。在时刻t1至t2期间，主开关管S1处于导通状态，对应的滤波电路14的滤波电感L上的电感电流iL上升。于时刻t2时，主开关管S1关断。时刻t2至t3期间为死区时间。于时刻t3时，辅助开关管S2导通。在时刻t3至t4期间，辅助开关管S2处于导通状态，电感电流iL下降。于时刻t4时，电感电流iL下降至零，辅助开关管S2关断。在时刻t4至t6期间，主开关管S1及辅助开关管S2均处于关断状态，滤波电感L、主电容CS1及辅助电容CS2进行谐振。在主电容CS1上的电压VDS1谐振至第n个波谷时，主开关管S1导通，其中n为正整数。于此实施例中，n为2，即主开关管S1在主电容CS1上的电压VDS1谐振至第2个波谷时导通。实际上，n的取值由开关频率fs与预设频率fmax间的关系所决定，若n越大，则谐振时间越长，而开关频率fs将随着谐振时间的延长而下降，借此，可对开关频率fs进行有效控制，以降低开关损耗。并且，主开关管S1在电压谷值开通，开通损耗较小。
如图4C所示，桥臂电路13工作在第二DCM状态，其作动情形与第一DCM状态相似，故于此不再赘述。惟相较于第一DCM状态，当桥臂电路13工作在第二DCM状态，主电容CS1上的电压VDS1在谐振时的波谷为零，即实现了主开关管S1的零电压开通，开通损耗几乎为零。
如图4D所示，桥臂电路13工作在第三DCM状态，其相较于第一DCM状态可进一步降低开通损耗。于时刻t1时，主开关管S1导通，且辅助开关管S2关断。在时刻t1至t2期间，主开关管S1处于导通状态，对应的滤波电路14的滤波电感L上的电感电流iL上升。于时刻t2时，主开关管S1关断。时刻t2至t3期间为死区时间。于时刻t3时，辅助开关管S2导通。在时刻t3至t4期间，辅助开关管S2处于导通状态，电感电流iL下降。于时刻t4时，电感电流iL下降至零，辅助开关管S2关断。在时刻t4至t6期间，主开关管S1及辅助开关管S2均处于关断状态，滤波电感L、主电容CS1及辅助电容CS2进行谐振。在主电容CS1上的电压VDS1谐振至第m个波峰时，对应的，辅助电容CS2上的电压VDS2谐振至第m个波谷时，开通辅助开关管S2，辅助开关管S2导通一预设时间(例如时刻t6至t7的时长)，其中m为正整数。于此实施例中，m为3，即辅助开关管S2在主电容CS1上的电压VDS1谐振至第3个波峰时导通。实际上，m的取值由开关频率fs与预设频率fmax间的关系所决定，若m越大，则谐振时间越长，而开关频率fs将随着谐振时间的延长而下降，借此，可对开关频率fs进行有效控制。在时刻t6至t7期间，辅助开关管S2处于导通状态，电感电流iL逐渐下降至一负向预设电流值。于时刻t7时，辅助开关管S2关断。在时刻t7后，主电容CS1上的电压VDS1被负向的电感电流iL放电而下降，主开关管S1在主电容CS1上的电压VDS1下降至预设电压(例如时刻t8时的0V)时导通，以实现主开关管S1的零电压开通，开通损耗几乎为零。
可以理解的是，将主开关管S1与辅助开关管S2的开关时序对调，同样可以实现辅助开关管S2的零电压开通或谷底开通。
借此，通过控制桥臂电路13工作于TCM状态或各种DCM状态，可有效将开关频率fs的变化限制在一较小范围内，使本申请的三相变换器1更具实用价值。同时，可实现软开关或谷底导通，降低开关损耗，进一步提升变换器的效率。
以下以图5例示对于桥臂电路13的控制实例，且着重说明桥臂电路13在时间段P1、P2及P3的工作状态，由于其他时间段的控制方式均可同理推得，故于此不再赘述。且于图5中示出了电感电流iL的包络线。如图5所示，在时间段P1期间，开关频率fs小于预设频率fmax，且开关频率fs与预设频率fmax相差较大，故可控制桥臂电路13工作于TCM状态。在时间段P2期间，由于电感电流iL减小，若桥臂电路13继续工作于TCM状态，则开关频率fs趋近于预设频率fmax，甚至可能高于预设频率fmax，同时由于滤波电容Cf上的滤波电压Vf与滤波电感L上的电感电流iL的平均值的乘积为正，故可控制桥臂电路13工作于第一DCM状态，以通过控制谐振周期个数而控制开关频率fs。在时间段P3期间，由于电感电流iL继续减小，并且滤波电压Vf与电感电流iL的平均值的乘积为负，故可控制桥臂电路13工作于第二DCM状态。
于一些实施例中，在时间段P1期间，亦可控制桥臂电路13工作于第一或第三DCM状态。于另一些实施例中，在时间段P2期间，亦可控制桥臂电路13工作于第三DCM状态。
于一些实施例中，如图6所示，当电感电流iL的平均值的绝对值小于预设阀值时，可对应调降预设频率fmax，从而降低开关损耗并提升整体效率。值得注意的是，本申请中，预设频率fmax既可以是一恒定的数值，也可以是跟随电感电流iL的平均值变化的数值，既可以是台阶式变化，也可以是线性变化，本申请不限于此。
此外，图1所示的三相变换器1为三相两电平变换器，然本申请的三相变换器的实际态样并不限于此。于一些实施例中，如图7所示，三相变换器为三相三电平变换器1a，在本实施例中，仅以示意性方式体现出三电平变换器结构，该示意图既可以代表各种中点钳位型三电平变换器，如ANPC(active neutral point clamped)、DNPC(diode neutral pointclamped)或TNPC(T-type neutral point clamped)三电平变换器，也可以代表飞跨电容型三电平变换器，本专利并不以此为限。
再者，于一些实施例中，可利用交错并联技术来达到更高的功率，同时减少流入滤波电容Cf及电容C1、C2的电流纹波，并减轻EMI滤波器的压力。图8及图9分别示出了两路交错并联的三相两电平变换器1b及三相三电平变换器1c。如图8所示，于任一桥臂电路13及对应的滤波电路14中，桥臂电路13包含多个并联耦接的桥臂，每一桥臂具有一个桥臂中点131，滤波电路141包含多个滤波电感L，所有滤波电感L与所有桥臂一一对应，且每一滤波电感L均电连接于交流端11与对应的桥臂的桥臂中点131之间。于图8所示之实施例中，每一桥臂电路13包含两个桥臂，对应地，每一滤波电路14包含两个滤波电感L。图9所示的三相三电平变换器1c中，也具有类似的结构，区别仅在于桥臂电路13的结构不同。基于相同原理，亦可实现多路(大于两路)交错并联的三相变换器，于此不再赘述。
综上所述，本申请提供一种三相变换器及其控制方法，通过控制三相变换器的桥臂电路可切换地工作在钳位状态、DCM状态及TCM状态，可使各桥臂电路实现零电压开通或谷底导通，同时将开关频率限制在预设频率以下，以降低开关损耗，提高变换器的效率。此外，由于滤波电容中点连接于直流电容中点，故各相电路的控制相互解耦，有利于电路分析及设计，同时可提供内部共模分量的回路，减轻EMI滤波器的压力。
须注意，上述仅是为说明本申请而提出的优选实施例，本申请不限于所述的实施例，本申请的范围由如附权利要求决定。且本申请得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (20)

1.一种三相变换器，包含：
一交流端和一直流端，其中该交流端电性耦接至一交流源，该直流端电性耦接至一直流源或一直流负载；
三个桥臂电路，共同形成一三相桥臂电路，且电连接于该直流端，其中每一该桥臂电路具有一桥臂中点；
三个滤波电路，共同形成一三相滤波电路，其中该三相滤波电路电性耦接于该三相桥臂电路与该交流端之间，该三个滤波电路分别电连接于该三个桥臂电路的该桥臂中点，每一该滤波电路均包含一滤波电感及一滤波电容，该滤波电感电连接于该交流端与对应的该桥臂中点之间，该滤波电容的一端电连接于该交流端与该滤波电感之间；该三个滤波电路的三个该滤波电容的另一端相连接而形成一滤波电容中点；
一电容模块，并联于该三相桥臂电路的两端，且包含两个电容及一直流电容中点，其中该直流电容中点位于该两个电容之间并与该滤波电容中点电性耦接；以及
一控制器，其中在该交流源的一个线电压周期内，该控制器控制每一该桥臂电路至少分时工作于一第一模式及一第二模式，在该第一模式中，该桥臂电路工作于钳位状态，在该第二模式中，该桥臂电路可切换地工作于DCM状态或TCM状态，使该三相变换器的开关频率被限制在一预设频率以下；其中，当该三相变换器工作在额定负载的80％以上时，该桥臂电路工作于该第二模式的时长为该线电压周期的1/3～2/3。
2.如权利要求1所述的三相变换器，其中，该三相变换器采用DPWM调制方式，该控制器将该三相桥臂电路的一三相初始调制波与一三相共模调制波相叠加，以产生对应于该三相桥臂电路的一三相调制波，其中该三相共模调制波的波形中不存在垂直跳变。
3.如权利要求2所述的三相变换器，其中，该钳位状态包含一正向钳位状态及一负向钳位状态，该桥臂电路在其对应的该调制波达到正限幅值时工作于该正向钳位状态，该桥臂电路在其对应的该调制波达到负限幅值时工作于该负向钳位状态。
4.如权利要求1所述的三相变换器，其中，每一该桥臂电路包含串联耦接的一主开关管及一辅助开关管，该主开关管及该辅助开关管不同时处于导通状态，每一该桥臂电路还包含分别与该主开关管及该辅助开关管并联耦接的一主电容及一辅助电容。
5.如权利要求4所述的三相变换器，其中，当该主开关管处于导通状态的时间与该辅助开关管处于导通状态的时间之和大于等于该预设频率对应的预设周期时，该桥臂电路工作于该DCM状态或该TCM状态；当该主开关管处于导通状态的时间与该辅助开关管处于导通状态的时间之和小于该预设频率对应的预设周期时，该桥臂电路工作于该DCM状态。
6.如权利要求4所述的三相变换器，其中，于任一该桥臂电路中，当该桥臂电路工作于该TCM状态时，对应的该滤波电路的该滤波电感上的一电感电流在该主开关管处于导通状态时上升，该电感电流在该辅助开关管处于导通状态时下降，该辅助开关管在该电感电流下降至一负向预设电流值时关断，该主电容上的电压被负向的该电感电流放电而下降，该主开关管在该主电容上的电压下降至一预设电压时导通。
7.如权利要求4所述的三相变换器，其中，该DCM状态包含一第一DCM状态、一第二DCM状态及一第三DCM状态，于任一该桥臂电路及对应的该滤波电路中，在该滤波电容上的一滤波电压与该滤波电感上的一电感电流的平均值的乘积为正时，该桥臂电路工作于该第一DCM状态或该第三DCM状态；而在该滤波电压与该电感电流的平均值的乘积为负时，该桥臂电路工作于该第二DCM状态。
8.如权利要求7所述的三相变换器，其中，于任一该桥臂电路及对应的该滤波电路中，在该桥臂电路工作于该第一DCM状态时，该电感电流在该主开关管处于导通状态时上升，该电感电流在该辅助开关管处于导通状态时下降，并且该辅助开关管在该电感电流下降至零时关断，在该主开关管及该辅助开关管均处于关断状态时，该滤波电感、该主电容及该辅助电容进行谐振，而在该主电容上的电压谐振至第n个波谷时，该主开关管导通，其中n为正整数。
9.如权利要求7所述的三相变换器，其中，于任一该桥臂电路及对应的该滤波电路中，在该桥臂电路工作于该第二DCM状态时，该电感电流在该主开关管处于导通状态时上升，该电感电流在该辅助开关管处于导通状态时下降，该辅助开关管在该电感电流下降至零时关断，在该主开关管及该辅助开关管均处于关断状态时，该滤波电感、该主电容及该辅助电容进行谐振，且该主电容上的电压谐振时的波谷为零，而在该主电容上的电压谐振至第n个波谷时，该主开关管导通，其中n为正整数。
10.如权利要求7所述的三相变换器，其中，于任一该桥臂电路及对应的该滤波电路中，在该桥臂电路处于该第三DCM状态时，该电感电流在该主开关管处于导通状态时上升，该电感电流在该辅助开关管处于导通状态时下降，该辅助开关管在该电感电流下降至零时关断，在该主开关管及该辅助开关管均处于关断状态时，该滤波电感、该主电容及该辅助电容进行谐振，在该主电容上的电压谐振至第m个波峰时导通该辅助开关管一预设时间，使该电感电流下降至一负向预设电流值，该主电容上的电压被为负的该电感电流放电而下降，该主开关管在该主电容上的电压下降至一预设电压时导通，其中m为正整数。
11.如权利要求8-10中任一项所述的三相变换器，其中，该n及m的取值由该预设频率所决定。
12.如权利要求8-10中任一项所述的三相变换器，其中，在该电感电流的平均值的绝对值小于一预设阀值时，该预设频率对应下降。
13.如权利要求1所述的三相变换器，其中，于任一该桥臂电路及对应的该滤波电路中，该桥臂电路包含多个并联耦接的桥臂，每一该桥臂具有一个该桥臂中点，该滤波电路包含多个滤波电感，该多个滤波电感与该多个桥臂一一对应，每一该滤波电感均电连接于该交流端与对应的该桥臂的该桥臂中点之间。
14.如权利要求1所述的三相变换器，其中，该桥臂电路工作于该第二模式的时长至少为2/3个该线电压周期的50％、75％、80％或90％。
15.一种控制方法，架构于控制一三相变换器，其中该三相变换器包含一交流端、一直流端、三个桥臂电路、三个滤波电路及一电容模块，该交流端电性耦接至一交流源，该直流端电性耦接至一直流源或一直流负载；该三个桥臂电路电连接于该直流端，且共同形成一三相桥臂电路，每一该桥臂电路具有一桥臂中点，该三个滤波电路共同形成一三相滤波电路，且电性耦接于该三相桥臂电路与该交流端之间，该三个滤波电路分别电连接于该三个桥臂电路的该桥臂中点，每一该滤波电路均包含一滤波电感及一滤波电容，该滤波电感电连接于该交流端与对应的该桥臂中点之间，该滤波电容的一端电连接于该交流端与该滤波电感之间，该三个滤波电路的三个该滤波电容的另一端相连接而形成一滤波电容中点；该电容模块并联于该三相桥臂电路的两端，且包含两个电容及一直流电容中点，该直流电容中点位于该两个电容之间并与该滤波电容中点电性耦接，该控制方法包含：
在该交流源的一个线电压周期内，控制每一该桥臂电路至少分时工作于一第一模式及一第二模式，其中，在该第一模式中，控制该桥臂电路工作于钳位状态，在该第二模式中，控制该桥臂电路可切换地工作于DCM状态或TCM状态，使该三相变换器的开关频率被限制在一预设频率以下；其中，当该三相变换器工作在额定负载的80％以上时，该桥臂电路工作于该第二模式的时长为该线电压周期的1/3～2/3。
16.如权利要求15所述的控制方法，其中，该三相变换器采用DPWM调制方式，该控制方法还包含：将该三相桥臂电路的一三相初始调制波与一三相共模调制波相叠加，以产生对应于该三相桥臂电路的一三相调制波，其中该三相共模调制波的波形中不存在垂直跳变。
17.如权利要求16所述的控制方法，其中，该钳位状态包含一正向钳位状态及一负向钳位状态，该桥臂电路在其对应的该调制波达到正限幅值时工作于该正向钳位状态，该桥臂电路在其对应的该调制波达到负限幅值时工作于该负向钳位状态。
18.如权利要求15所述的控制方法，其中，每一该桥臂电路包含串联耦接的一主开关管及一辅助开关管，该主开关管及该辅助开关管不同时处于导通状态，每一该桥臂电路还包含分别与该主开关管及该辅助开关管并联耦接的一主电容及一辅助电容。
19.如权利要求18所述的控制方法，其中，当该主开关管处于导通状态的时间与该辅助开关管处于导通状态的时间之和大于等于该预设频率对应的预设周期时，该桥臂电路工作于该DCM状态或该TCM状态；当该主开关管处于导通状态的时间与该辅助开关管处于导通状态的时间之和小于该预设频率对应的预设周期时，该桥臂电路工作于该DCM状态。
20.如权利要求15所述的控制方法，其中，该桥臂电路工作于该第二模式的时长至少为2/3个该线电压周期的50％、75％、80％或90％。
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