CN105553306A - 混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法，适用于高功率密度、高性能的单相及三相逆变电源。逆变电源由逆变桥、滤波电感、滤波电容以及直接电荷量控制器构成。该装置采用小电感量的滤波电感来降低其体积，并在减小磁芯损耗的同时降低开关损耗，缩小散热器体积，从而提高功率密度。但小滤波电感使得其电流在每个工频周期中的各个开关周期中即可工作在连续导通模式，也可工作于不连续导通模式。因此，本发明在每个开关周期中，采用直接电荷量控制器通过采样输出电压和负载电流，计算下一周期中流过滤波电感的总电荷量，并通过控制功率开关器件的通断时间来实现该电荷量，使装置能够对任意负载提供标准正弦供电电压。

Description

混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法

技术领域

本发明属于逆变器控制领域，更具体地，涉及一种混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法。

背景技术

高功率密度是逆变电源发展的必然趋势，但是提升功率密度难度极大。在逆变电源中，磁性元件和散热器是限制功率密度提升的瓶颈。要实现高功率密度必须在提高效率的同时有效地降低体积。提高逆变电源的效率必须降低其自身的损耗，而这些损耗主要集中在磁性元件和开关器件上。其中，磁性元件的损耗和体积都与逆变电源的工作方式密切相关，而散热器的体积则主要取决于开关器件的损耗。因此，通过合理的参数设计并采用合适的工作方式，能够在降低开关器件和磁性元件损耗的同时，有效地缩小散热器和磁性元件的体积。这既能提高逆变电源的效率，又能有效地提升功率密度。本发明的研究对象为图1所示的三相全桥逆变电源，其三相完全解耦，可等价为3个单相半桥逆变电源(如图2所示)，并按照单相半桥逆变电源进行分析和控制。

逆变电源中，每个开关周期内开关器件会完成一次开通和关断(如图3,在一个开关周期T_s内，开关器件在驱动波形的上升沿开通，并在下降沿关断)，因此，开关器件的损耗分为开关损耗和通态损耗两部分。其中，通态损耗由开关器件的导通压降和流过的电流决定，通常无法改变。而开关损耗是由开关器件在开通和关断过程中电压与电流的交叠所产生。提高开关频率必然会大幅增加开关损耗，增大散热器的体积。因此，必须采取相应的措施降低逆变电源的开关损耗。

在一定的开关频率下降低开关损耗的有效途径是尽可能地减少开关器件在开通和关断时电压与电流的交叠时间，而这往往是通过软开关技术实现的，即当开关器件电流为零后,使器件关断(或电压为零时,使器件开通)。在小功率逆变电源中，软开关技术主要通过外加谐振电路来实现。根据其工作原理和电路位置可分为谐振直流环节、谐振极、辅助谐振缓冲、主辅开关电路、载波控制等。利用谐振电路来实现软开关时，谐振过程会在开关器件上产生很高的电压应力与电流应力。因此，基于谐振电路的软开关技术仅仅适用于小功率领域。此外，谐振电路需要加入辅助电路，额外引入了电容、电感及开关器件等辅助元件，这使得逆变电源的控制策略变得非常复杂，影响逆变电源的稳定运行。因此，在逆变电源中，应该在尽量不增加谐振电路的前提下，实现软开关。

逆变电源中的磁性元件主要包括变压器和滤波电感。其中，逆变电源中的变压器可以通过采用合理的共地技术完全去除，从而消除相应的损耗。但是，作为滤波元件的电感是无法去除的，其损耗很大一部分集中在磁芯上。为降低损耗，我们可以减小磁芯的体积(或采用无磁芯的空心电感来完全去除磁芯损耗)，但是这会使单位体积下所能实现的电感量大幅降低。在逆变电源中，这会使其电流进入如图3a所示的不连续导通模式。在该模式下，由于电感电流在每个开关周期都会回零，使功率开关器件在不增加谐振电路的前提下实现了零电流开通的软开关模式，其开通过程中的损耗接近为零。此外，借助功率开关器件的寄生电容还可实现零电压关断，使关断过程中的损耗较小。开关损耗的降低还可减小散热器的尺寸。因此，在逆变电源中降低滤波电感的电感量，既能缩小电感的体积，减小磁芯损耗，也能降低开关损耗，缩小散热器的体积，从而在整体上大幅提高逆变电源的效率和功率密度。此外，在降低电感量的同时，若保证逆变电源的输出功率不变，则会使逆变电源工作在混合导通模式(即带额定负载时，每个工频周期中，滤波电感电流在部分开关周期工作于不连续导通模式，在其余开关周期工作于连续导通模式)。

对于混合导通模式的逆变电源需要对其工作状态及数学模型进行分析。目前广泛采用的逆变电源数学模型都是针对电感电流工作在连续模式下，以占空比为控制量建立的线性状态空间平均模型(占空比定义为：一个开关周期中开关器件的开通时间占整个开关周期的比例)。而当电感电流工作在不连续导通模式时，连续模式下的数学模型不再适用，其模型变得高度非线性化。并且，工作在混合导通模式下的逆变电源需要根据两种模式下的数学模型分别设计不同的控制器，还需要考虑模式切换问题。这使得混合导通模式下的控制器设计非常复杂。

发明内容

针对现有技术中混合导通模式下的控制器设计复杂的缺陷，本发明的目的在于解决以上技术的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种混合导通模式的逆变电源装置，其特征在于，在逆变器的交流侧依次配置有滤波电感、交流电压传感器、滤波电容、交流电流传感器、电压电流采样单元及直接电荷量控制器，在逆变器的直流侧配置有直流侧电容，其中，

所述直流侧电容与所述逆变桥的输入端相连；

所述逆变桥的输出端通过所述滤波电感与所述负载端相连；

所述滤波电容与所述滤波电感相连，与所述负载端并联；

所述电压电流采样单元的输入端通过所述电压传感器和电流传感器与所述逆变桥的输出端相连，用于采集电压信号和电流信号；其输出端与所述直接电荷量控制器的输入端相连，用于将采集到的电压信号和电流信号输出至所述直接电荷量控制器；

所述直接电荷量控制器的输出端与所述逆变桥的控制信号输入端相连，用于根据所述电压电流采样单元提供的电压信号和电流信号生成电荷量控制信号，并将该信号输出到占空比计算单元，所述占空比计算单元根据该信号计算相应的占空比信号并输出给逆变桥，所述逆变桥根据该占空比信号控制其开关器件的开通和关断。

优选地，采用小电感量的滤波电感并且其电流工作于混合导通模式，即减小了磁芯损耗，也降低了开关损耗，同时缩小了电感和散热器的体积，从而提高了功率密度。

根据本发明的另一个方面，本发明提供了一种混合导通模式的直接电荷量控制器，其特征在于，所述直接电荷量控制器包括电荷量控制单元和占空比计算单元；

所述电压电流采样单元在第k个开关周期的开始时刻，将逆变电源装置的正弦输入指令与输出电压,通过减法器相减获得偏差值；

所述电荷量控制单元根据偏差值和输出电流采样值，计算并输出第k+1个开关周期内维持输出电压为标准正弦波所需的充放电电荷量；

占空比计算单元根据所述电荷量控制单元的输出信号，计算并输出所对应工作模式下的占空比信号，所述逆变桥根据该占空比信号控制其开关器件的开通和关断。

根据本发明的另一个方面，本发明提供了一种混合导通模式的直接电荷量控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(1)所述逆变电源装置在第k个开关周期的开始时刻，将所述逆变电源装置的正弦输入指令与输出电压的采样值通过减法器相减获得偏差值；

(2)所述电荷量控制单元根据该偏差值和所述逆变电源装置的输出电流采样值，计算并输出第k+1个开关周期维持输出电压为标准正弦波所需的充放电电荷量；

(3)所述占空比计算单元根据输入的充放电电荷量及相应的工作模式，计算逆变桥中功率开关器件的占空比信号，并将该占空比信号输出给逆变桥；

(4)所述逆变桥根据该占空比信号控制其开关器件的开通和关断。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

(1)本发明所述的方案是使传统的逆变电源工作于混合导通模式，在无需外加谐振电路的情况下实现了功率开关器件的软开关，大幅降低或消除了磁芯损耗，有效地减小了开关损耗。

(2)针对混合导通模式，本发明通过计算下一开关周期实现输出电压为标准正弦波所需的滤波电容充放电电荷量，并将其折算为控制开关器件的占空比来实现该电荷量。该方法可适用于高功率密度、高性能的单相及三相逆变电源，尤其是模块化逆变电源。

附图说明

图1为三相逆变电源主电路拓扑图；

图2为单相半桥型逆变电源主电路拓扑图；

图3a为不连续导通模式下滤波电感电流在一个开关周期内的波形示意图；

图3b为连续导通模式下滤波电感电流在一个开关周期内的波形示意图

图4为混合导通模式逆变电源控制结构图；

图5为直接电量控制方法的控制结构图；

图6为逆变电源装置使用本发明方案时的空载输出电压、输出电流、电感电流波形图；

图7为逆变电源装置使用本发明方案时的带阻性负载输出电压、输出电流、电感电流波形图；

图8为逆变电源装置使用本发明方案时的带非线性性负载输出电压、输出电流、电感电流波形图；

图9为电感电流波形示意图；

图中：1、逆变桥；2、滤波电感；3、交流电压传感器；4、滤波电容；5、负载端；6、交流电流传感器；7、电压电流采样单元；8、直接电荷量控制器；9、直流侧电容；10、减法器；11、逆变电路。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明针对混合导通模式下的逆变电源建立了在连续模式与不连续模式下的统一数学模型，并采用了相同的控制算法，使得混合导通模式下的逆变电源能够获得优良的控制性能。

图3a和图3b分别为不连续导通模式下和连续导通模式滤波电感电流在一个开关周期内的波形示意图。其中，阴影的面积都代表着一个开关周期中流过滤波电感的电荷量Q_L，是负载所消耗的电荷量与滤波电容所需的充放电电荷量之和。由于无论电感电流是处于不连续导通模式还是连续导通模式，流过滤波电感的电荷量由对应的功率开关器件的开通时间决定，即与该模式下对应的功率开关器件占空比存在着一一对应的关系。因此，本发明将该电荷量作为控制量建立数学模型，并实现了相应的直接电荷量控制方法。相应的闭环控制结构如图4所示。其中，直接电荷量控制器由电荷量控制单元和占空比计算单元两部分组成。通过直接电荷量控制器所实现的直接电荷量控制方法如图5所示。其中，比较单元计算输出电压与给定电压的偏差值e。电荷量控制单元以该偏差值e和负载输出电流的采样值为输入，计算并输出维持输出电压为标准正弦波所需的电荷量Q_L。占空比计算单元将输入Q_L折算为占空比d(占空比d定义为一个开关周期中功率开关器件的开通时间占整个开关周期的比例)，并通过控制功率器件的开通和关断来实现电荷量Q_L。所实现的电荷量Q_L在保证负载电流所需电荷量的同时，提供了滤波电容所需要的充放电电荷量，因此滤波电容通过充放电使其电压(即输出电压)达到设定的给定值，最终使得逆变电源能够向任意负载提供标准正弦波供电。逆变电源的数学模型和控制器设计都是围绕着电荷量来进行，是非常简洁的一阶线性环节，并且能够统一地表达连续导通模式与不连续导通模式下的两种工作状态。虽然电荷量与占空比间的折算关系呈现高度非线性，但是基于电荷量的逆变电源数学模型大大简化了控制器的设计。最终使逆变电源能够获得优良的控制性能。

如图4，本发明所述的混合导通模式的逆变电源装置为，在逆变桥1的交流侧依次配置有滤波电感2，交流电压传感器3，滤波电容4和负载端5。在逆变桥1的交流侧配置交流电流传感器6，电压电流采样单元7和直接电荷量控制器8，直流侧配置直流侧电容9。其中，

所述直流侧电容9与所述逆变桥1的输入端相连；

所述逆变桥1的输出端通过所述滤波电感2与所述负载端5相连；

所述滤波电容4与所述滤波电感2相连，与所述负载端5并联；

所述电压电流采样单元7的输入端通过所述电压传感器和电流传感器与所述逆变桥1的输出端相连，用于采集电压信号和电流信号；其输出端与所述直接电荷量控制器8的输入端相连，用于将采集到的电压信号和电流信号输出至所述直接电荷量控制器8；

所述直接电荷量控制器8的输出端与所述逆变桥1的控制信号输入端相连，用于根据所述电压电流采样单元7提供的电压信号和电流信号生成电荷量控制信号，并将该信号输出到占空比计算单元，占空比计算单元根据该信号计算相应的占空比信号并输出给逆变桥1。所述逆变桥1根据该占空比信号控制其开关器件的开通和关断。

在第k个开关周期的开始时刻，通过将正弦输入指令u_r(k)与输出电压u_o(k)(即输出电压)通过减法器10相减获得偏差值e(k)。电荷量控制单元根据偏差值e(k)和输出电流i_o(k)，计算并输出第k+1个开关周期维持输出电压为标准正弦波所需的电荷量Q_L(k+1)。电荷量控制单元有多种实现方式，如滞环控制算法等。

占空比计算单元根据电荷量控制单元的输出信号Q_L(k+1)，计算所对应工作模式下输出的功率开关器件的占空比d(k+1)，并根据控制信号d(k+1)控制开关器件开通和关断。

电感电流不连续时，占空比与电荷量Q_L(k+1)之间的对应关系为

$d(k+1)=\sqrt{\frac{E+u_o\left(k\right)}{E-u_o\left(k\right)}\·\frac{L}{T_s^{2}E}\·Q_L(k+1)}---\left(1\right)$

其中：E为逆变器直流母线相对中性点电压幅值；

u_o(k)为输出电压，在一个开关周期中可视为恒定值；

L为滤波电感的电感值；

T_s为开关周期，在逆变电源控制中为恒定值。

在连续模式下，以逆变桥输出电压u_in作为输入，负载电流i_o作为干扰输入量，i_L、u_o为状态变量,T_s为采样周期时，逆变器的离散化状态方程可写作

$\left[\begin{array}{c}{u}_o(k+1)\\ i_L(k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\φ}}_{11}& {\mathrm{\φ}}_{12}\\ {\mathrm{\φ}}_{21}& {\mathrm{\φ}}_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_o\left(k\right)\\ i_L\left(k\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{in}\left(k\right)\\ i_o\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中：φ₁₁、φ₁₂、φ₂₁、φ₂₂、h₁₁、h₁₂、h₂₁、h₂₂为相应的离散化状态方程系数。由于状态空间平均法是对各个开关量取平均值，所以i_L(k)＝Q_L(k)/T_s，则对应连续模式下的占空比计算式为

$d(k+1)=\frac{q_L(k+1)-T_s{\mathrm{\φ}}_{21}{u}_o\left(k\right)-{\mathrm{\φ}}_{22}{q}_L\left(k\right)-T_s{h}_{22}{i}_o\left(k\right)}{2T_s{h}_{21}E}+\frac{1}{2}---\left(3\right)$

逆变桥根据计算出的占空比，通过控制功率器件的开通和关断来实现该占空比，进而使滤波电感流过图3所示的电流波形，从而实现阴影面积所对应的电荷量Q_L。所实现的电荷量Q_L在保证负载电流所需电荷量的同时，提供了滤波电容所需要的充放电电荷量，因此滤波电容通过充放电使其电压(即负载电压)达到设定的给定值，最终使得逆变电源能够向任意负载提供标准正弦波供电。

本发明所述的方案是使传统的逆变电源工作于混合导通模式，在无需外加谐振电路的情况下实现了功率开关器件的软开关，大幅降低或消除了磁芯损耗，有效地减小了开关损耗。针对混合导通模式，本发明通过计算下一开关周期为实现滤波电容正弦化所需的电荷量，并将其折算为控制开关器件的占空比来实现该电荷量。该方法可适用于高功率密度、高性能的单相及三相逆变电源，尤其是模块化逆变电源。

为验证本发明的实用性，基于如图2所示的单相半桥逆变电源的拓扑结构，建立了混合导通模式逆变电源的直接电量控制方法的MATLAB/Simulink仿真模型，利用S-function实现相应的控制算法，完成了仿真验证。空载时空载输出电压、输出电流、电感电流波形如图6，带阻性负载时对应仿真波形如图7。带非线性负载时对应仿真波形如图8。电感电流波形示意图如图9。仿真结果表明，在带任意负载时，逆变装置都能够在混合导通模式下保持输出电压为正弦波。所提出的逆变电源控制方法能快速准确地跟踪输入指令电压，并有效提高装置效率。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种混合导通模式逆变电源装置，其特征在于，所述电源装置包括逆变桥，在所述逆变桥的交流侧依次配置有滤波电感、交流电压传感器、滤波电容、交流电流传感器、电压电流采样单元及直接电荷量控制器，在逆变桥的直流侧配置有直流侧电容，其中，

所述直流侧电容与所述逆变桥的输入端相连；

所述逆变桥的输出端通过所述滤波电感与所述负载端相连；

所述滤波电容与所述滤波电感相连，与所述负载端并联；

所述电压电流采样单元的输入端通过所述电压传感器和电流传感器与所述逆变桥的输出端相连，用于采集滤波电容电压信号和输出电流信号；其输出端与所述直接电荷量控制器的输入端相连，用于将采集到的电压信号和电流信号输出至所述直接电荷量控制器；

所述直接电荷量控制器包括占空比计算单元和电荷量控制单元；

所述直接电荷量控制器的输出端与所述逆变桥的控制信号输入端相连，用于根据所述电压电流采样单元提供的电压信号和电流信号生成电荷量控制信号，并将该信号输出到占空比计算单元，所述占空比计算单元根据该信号计算相应的占空比信号并输出给逆变桥，所述逆变桥根据该占空比信号控制其功率开关器件的开通和关断。

2.如权利要求1所述的混合导通模式逆变电源装置，其特征在于，所述滤波电感的电流在所述电源装置输出电流过零点附近的多个开关周期中工作于不连续导通模式，在输出电流峰值附近的多个开关周期中工作于连续导通模式。

3.一种应用于如权利要求1或2所述的混合导通模式逆变电源装置的直接电荷量控制器，其特征在于，所述直接电荷量控制器包括电荷量控制单元和占空比计算单元；

在当前开关周期，即第k个开关周期中，所述电压电流采样单元在该开关周期的开始时刻，将所述逆变电源装置的正弦输入指令与输出电压,通过减法器相减获得偏差值；

所述电荷量控制单元根据所述偏差值和输出电流采样值，计算并输出第k+1个开关周期内维持输出电压为标准正弦波所需的充放电电荷量；

占空比计算单元根据所述电荷量控制单元的输出信号，计算并输出所对应工作模式下的占空比信号，所述逆变桥根据该占空比信号控制其功率开关器件的开通和关断。

4.一种应用于如权利要求1或2的混合导通模式逆变电源装置的直接电荷量控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(1)所述逆变电源装置在第k个开关周期的开始时刻，将所述逆变电源装置的正弦输入指令与输出电压的采样值通过减法器相减获得偏差值；

(2)所述电荷量控制单元根据该偏差值和所述逆变电源装置的输出电流采样值，计算并输出第k+1个开关周期中维持输出电压为标准正弦波所需的充放电电荷量；

(3)所述占空比计算单元根据输入的充放电电荷量及相应的工作模式，计算逆变桥中功率开关器件的占空比信号，并将该占空比信号输出给逆变桥；

(4)所述逆变桥根据该占空比信号控制其功率开关器件的开通和关断。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述滤波电感的电流在所述电源装置输出电流过零点附近的多个开关周期中工作于不连续导通模式，在输出电流峰值附近的多个开关周期中工作于连续导通模式。