JP7285301B2 - 三相インバータおよびその制御方法 - Google Patents

三相インバータおよびその制御方法 Download PDF

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Description

本発明は、三相インバータおよびその制御方法に関し、特に、三相デカップリング制御の実現、ＥＭＣ性能の最適化、および低スイッチング損失に優れる、三相インバータおよびその制御方法に関する。
三相インバータは、最も広く使用されているインバータトポロジの１つであり、このトポロジには、一般的に使用されるＳＰＷＭ （Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ＰＷＭ）、第３変調波注入ＳＶＰＷＭ （Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ）などの連続変調式、ＤＰＷＭ （Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｅｓ ＰＷＭ）などの不連続変調式、またはソフトスイッチングを実現することを目的とした可変周波数変調式など多くの制御および変調方式がある。
既存の変調方式では、ハードスイッチング変調式およびソフトスイッチング変調式に大別することができる。スイッチング損失の制限のために、ハードスイッチング変調式は、高周波数、高電力密度および高効率を達成することが困難である。一方、ソフトスイッチング変調式は、スイッチング周波数の範囲が広すぎることや、三相カップリングによって分析と設計が困難になるなどの問題がある。
そのため、従来技術における上記問題点を改善できる、三相インバータおよびその制御方法をどのように開発するかは、当面の急務である。
本発明の目的は、三相インバータのブリッジアーム回路をクランプモード、ＤＣＭ（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モードまたはＴＣＭ（Ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モードに動作させるように切替可能にし、各ブリッジアーム回路では、ゼロ電圧スイッチングまたはバレースイッチングを実現し、スイッチング周波数を予め設定される周波数以下に制限させることで、スイッチング周波数の変化は比較的に小さい範囲内に制限される、三相インバータおよびその制御方法を提供することである。
上記の目的を達成するために、本発明は、交流端子、直流端子、３つのブリッジアーム回路、３つのフィルタ回路、キャパシタモジュール、制御部を備える、三相インバータを提供する。交流端子は交流電源に電気接続され、直流端子は直流電源または直流負荷に電気接続される。３つのブリッジアーム回路は三相ブリッジアーム回路を形成し、かつ直流端子に電気接続される。各ブリッジアーム回路はブリッジアーム中性点を有する。３つのフィルタ回路は三相フィルタ回路を形成し、前記三相フィルタ回路は三相ブリッジアーム回路と交流端子との間に電気接続され、前記３つのフィルタ回路はそれぞれ３つのブリッジアーム回路のブリッジアーム中性点に電気接続される。各フィルタ回路はフィルタインダクタンスとフィルタコンデンサーとを含む。フィルタインダクタンスは交流端子と対応のブリッジアーム中性点との間に電気接続される。フィルタコンデンサーの一端は交流端子とフィルタインダクタンスとの間に電気接続される。３つのフィルタ回路の３つのフィルタコンデンサーの他端は電気接続してフィルタコンデンサー中性点を形成する。キャパシタモジュールは三相ブリッジアーム回路の両端に並列に電気接続され、かつ２つのコンデンサーおよび直流コンデンサー中性点を有する。直流コンデンサー中性点は２つのコンデンサー同士の間に位置されかつフィルタコンデンサー中性点に電気接続される。交流電源の１つの線間電圧周期において、制御部は、各ブリッジアーム回路が時間別に第１モードおよび第２モードで動作するように制御する。第１モードでは、ブリッジアーム回路がクランプモードで動作し、第２モードでは、ブリッジアーム回路がＤＣＭモードまたはＴＣＭモードで動作するように切替可能であり、三相インバータのスイッチング周波数が予め設定される周波数以下に制限され、三相インバータが定格負荷８０％以上動作する時、ブリッジアーム回路が第２モードで動作する時間は線間電圧周期の１／３～２／３である。
上記の目的を達成するために、本発明は、本発明の三相インバータを制御するための制御方法を提供している。制御方法は、交流電源の１つの線間電圧周期において、各ブリッジアーム回路が時間別に第１モードおよび第２モードで動作するように制御し、第１モードでは、ブリッジアーム回路がクランプモードで動作するように制御し、第２モードでは、ブリッジアーム回路がＤＣＭモードまたはＴＣＭモードで動作するように切替可能に制御し、三相インバータのスイッチング周波数が予め設定される周波数以下に制限され、三相インバータが定格負荷の８０％以上動作するとき、ブリッジアーム回路が第２モードで動作する時間は線間電圧周期の１／３～２／３であることを含む。
本発明の好ましい実施形態における三相インバータの回路構造の概念図である。 図１に示す三相インバータの変調波形を示す図である。 図１に示すブリッジアーム回路の回路構造を示す図である。 図３に示すブリッジアーム回路のＴＣＭモードの動作波形を示す図である。 図３に示すブリッジアーム回路の第１ＤＣＭモードの動作波形を示す図である。 図３に示すブリッジアーム回路の第２ＤＣＭモードの動作波形を示す図である。 図３に示すブリッジアーム回路の第３ＤＣＭモードの動作波形を示す図である。 本発明の好ましい実施形態における三相インバータの動作波形を示す図である。 本発明の他の実施形態における三相インバータの動作波形を示す図である。 図１に示す三相インバータの変化例を示す図である。 図１に示す三相インバータの変化例を示す図である。 図１に示す三相インバータの変化例を示す図である。
以下、本発明の特徴および利点を具体化するいくつかの典型的な実施形態について詳細に説明する。本発明は、本願特許請求の範囲から逸脱しない様々な変更および改良を加えることができる。また、本明細書における以下の内容および図面は、本願発明を理解するためのものであり、本願発明を限定するものではない。
図１は、本発明の好ましい実施形態における三相インバータの回路構造の概念図である。図１に示すように、三相インバータ１は、交流端子１１と、直流端子１２と、３つのブリッジアーム回路１３と、３つのフィルタ回路１４と、キャパシタモジュール１５と、制御部（図示せず）とを備える。交流端子１１は、交流電源ＶＲ、ＶＳおよびＶＴに電気接続され、直流端子１２は、直流電源または直流負荷に電気接続される。３つのブリッジアーム回路１３は、三相ブリッジアーム回路を形成し、かつ３つのブリッジアーム回路１３は前記直流端子１２に電気接続されている。各ブリッジアーム回路１３は、ブリッジアーム中性点１３１を有する。３つのフィルタ回路１４は、三相フィルタ回路を形成し、三相フィルタ回路は、三相ブリッジアーム回路と交流端子１１との間に電気接続され、３つのフィルタ回路１４は、３つのブリッジアーム回路１３の３つのブリッジアーム中性点１３１に電気接続されている。各フィルタ回路１４は、フィルタインダクタンスＬとフィルタコンデンサーＣｆとを備える。フィルタ回路１４において、フィルタインダクタンスＬが、交流端子１１と対応のブリッジアーム中性点１３１との間に電気接続され、フィルタコンデンサーＣｆの一端が、交流端子１１とフィルタインダクタンスＬとの間に電気接続され、３つのフィルタ回路１４の３つのフィルタコンデンサーＣｆの他端が電気接続してフィルタコンデンサー中性点１４１を形成する。キャパシタモジュール１５は、三相ブリッジアーム回路の両端に並列に接続され、かつ２つのコンデンサーＣ１，Ｃ２と直流コンデンサー中性点１５１とを備え、前記直流コンデンサー中性点１５１がコンデンサーＣ１とコンデンサーＣ２との間に位置され、直流コンデンサー中性点１５１がフィルタコンデンサー中性点１４１に電気接続される。制御部は、三相ブリッジアーム回路のスイッチ動作を制御するように構成されている。フィルタコンデンサー中性点１４１が直流コンデンサー中性点１５１に電気接続されるので、各相回路の制御はデカップリングされており、回路の分析および設計に有利である。ある実施形態では、三相インバータ１は、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）除去フィルタを備えており、ＥＭＩ除去フィルタは、交流端子１１と三相フィルタ回路との間に電気接続される。フィルタコンデンサー中性点１４１が直流コンデンサー中性点１５１に電気接続されるので、内部コモンモード成分の回路を提供し、ＭＩ除去フィルタの負荷を低減させることができる。
なお、フィルタ回路１４は、ＬＣＬ構造であるば、本発明はこれに限定されない。本実施形態では、ブリッジアーム回路１３におけるスイッチ素子がＭＯＳＦＥＴであり、他の実施形態では、ＩＧＢＴまたは他種類のスイッチ素子であっても良い。なお、本発明はこれに限定されない。
本実施形態では、フィルタコンデンサー中性点１４１と直流コンデンサー中性点１５１は、ワイヤによって直接接続されている。ただし、本発明はこれに限定されず、他の実施形態では、フィルタコンデンサー中性点１４１と直流コンデンサー中性点１５１との間には、他の電子部品を直列接続することもできる。
図２に示すように、交流電源ＶＲ、ＶＳおよびＶＴ（図２では、ＶＲを交流電源として例示している）の１つの線間電圧周期に、制御部は、各ブリッジアーム回路１３を第１モードＭ１または第２モードＭ２で動作させるように制御する。第１モードＭ１では、ブリッジアーム回路１３がクランプモードで動作する。第２モードＭ２では、ブリッジアーム回路１３がＤＣＭモードまたはＴＣＭモードで動作するように切り替え可能であり、結果として、ブリッジアーム回路１３におけるスイッチ素子によってゼロ電圧スイッチングまたはバレースイッチングを実現することができる。それにより、三相インバータ１のスイッチング周波数ｆｓが予め設定される周波数ｆｍａｘ以下に制限される。好ましい実施形態では、三相インバータ１が定格負荷の８０％以上で動作する場合、第２モードＭ２で動作するブリッジアーム回路１３の継続時間は、線間電圧周期の１／３～２／３であり、すなわち、第２モードＭ２で動作する継続時間は、２／３の線間電圧周期の５０％～１００％である。ある実施形態では、第２モードＭ２で動作するブリッジアーム回路１３の継続時間は、少なくとも２／３の線間電圧周期の５０％、７５％、８０％、または９０％である。
なお、本発明では、交流電源の線間電圧周期において、ブリッジアーム回路１３は、第１モードＭ１および第２モードＭ２に加えて、例えば、ＣＣＭモード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの第３モードＭ３で動作することもできる。動作シーケンスに関して、第３モードＭ３は、第１モードＭ１と第２モードＭ２との間にあり（例えば、ブリッジアーム回路１３は、Ｍ１－Ｍ３－Ｍ２－Ｍ３－Ｍ１のシーケンスで動作できる）、また、第２モードＭ２同士の間に（例えば、ブリッジアーム回路１３は、Ｍ１－Ｍ２－Ｍ３－Ｍ２－Ｍ１のシーケンスで動作できる）に実行させても良い。異なるモードで動作するブリッジアーム回路１３の継続時間は、負荷などの要因に関連し、負荷が小さい時、第２モードＭ２で動作するブリッジアーム回路１３の継続時間は長く、負荷が小さい時、例えば定格負荷の５０％または８０％以上である場合、第２モードＭ２で動作するブリッジアーム回路１３の継続時間は、２／３の線間電圧周期の５０％、７５％、８０％、または９０％以上である。
ある実施形態では、三相インバータ１がＤＰＷＭ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ ａｄｊｕｓｔｅｄ Ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式である。より具体的に、図２に示すように、制御部は、三相ブリッジアーム回路の三相初期変調波と三相コモンモード変調波とを重ね合わせて、三相ブリッジアーム回路に対応する三相変調波を生成する。三相コモンモード変調波の波形に垂直ホッピング（Ｖｅｒｔｉｃａｌ ｈｏｐｐｉｎｇ）が生じなく、すなわち、三相コモンモード変調波が正から負または負から正に遷移（変化）する時の傾きが無限大ではない。実際応用に応じて、所定の傾き、可変傾き、またはリアルタイムで変化する傾きを予め設定することができる。なお、本発明は傾きの数値を限定しない。このように、三相変調波に傾きがあり、スイッチング損失を制限するとともにコモンモード電流を制限することができる。図２に示すように、交流電源ＶＲを例示として、制御部は、初期変調波（すなわち、交流電源ＶＲ）とコモンモード変調波Ｖｃｍとを重ね合わせて対応のブリッジアーム回路１３の変調波ＶＭを生成する。
ある実施形態では、第１モードＭ１において、クランプモードは、正のクランプモードおよび負のクランプモードを含み、各ブリッジアーム回路１３は、対応する変調波が正の限界値に達するとき、正のクランプモードで動作し、対応する変調波が負の限界値に達するとき、負のクランプモードで動作する。第１モードＭ１で動作する時間は、線間電圧周期の１／３の範囲内で変動可能であり、その変動は、ＤＰＷＭ変調の方式およびコモンモード変調波Ｖｃｍの傾きに依存する。好ましい実施形態では、正のクランプモードで動作する時間は、負のクランプモードで動作する時間に等しく、すなわち、両者は第１モードＭ１での合計時間を均等的に分割する。なお、本発明はこれに限定されない。
理解を容易にするために、図３では、本発明の好ましい実施形態によって提供されるブリッジアーム回路の回路構造を示している。本発明の三相インバータ１では、各回路が同様な回路構造を有するので、図３では、説明のために、交流電源ＶＲおよびそれに対応するブリッジアーム回路１３とフィルタ回路１４のみを示している。図３に示すように、ブリッジアーム回路１３は、直列に電気接続される、主スイッチ素子Ｓ１と補スイッチ素子Ｓ２とを備える。なお、主スイッチ素子Ｓ１および補スイッチ素子Ｓ２は、同時にスイッチオン状態とならない。また、ブリッジアーム回路１３は、主キャパシタＣＳ１と補キャパシタＣＳ２とを備え、主キャパシタＣＳ１と主スイッチ素子Ｓ１は並列に電気接続され、補キャパシタＣＳ２と補スイッチ素子Ｓ２は並列に電気接続される。主キャパシタＣＳ１および補キャパシタＣＳ２は、それぞれ、主スイッチ素子Ｓ１と補スイッチ素子Ｓ２との接合コンデンサー、またはスイッチ素子の両端に接続されたコンデンサーであるが、本発明はこれに限定されない。
主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオン状態である時間と補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオン状態である時間との合計が予め設定される周波数ｆｍａｘに対応する予め設定される周期Ｔｍｉｎ以上である場合、ブリッジアーム回路１３がＤＣＭモードまたはＴＣＭモードで動作する。ＴＣＭモードで動作することを選択すると、ソフトスイッチングの実現に有利である。ＤＣＭモードで動作することを選択すると、スイッチング周波数がさらに減少するのに有利であるが、ターンオン損失が少し発生する場合がある。主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオン状態である時間と補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオン状態である時間が予め設定される周期Ｔｍｉｎよりも小さい場合、ブリッジアーム回路１３がＤＣＭモードで動作する。
したがって、ブリッジアーム回路１３が第２モードＭ２である場合、制御部は、上述状況に応じて、ブリッジアーム回路１３をＴＣＭモードまたはＤＣＭモードで動作させるように制御することができる。ＤＣＭモードは、第１ＤＣＭモード、第２ＤＣＭモード、および第３ＤＣＭモードを含む。図３に示すように、フィルタコンデンサーＣｆ上のフィルタ電圧Ｖｆについて、上を正とし、下を負とする場合、フィルタ電圧Ｖｆの符号が正であり、逆では負となる。フィルタインダクタンスＬ上のインダクタ電流ｉＬがブリッジアーム中性点１３１に流れる場合、インダクタ電流ｉＬの符号が正であり、逆では負である。任意のブリッジアーム回路１３およびそれに対応するフィルタ回路１４では、フィルタコンデンサーＣｆ上のフィルタ電圧ＶｆとフィルタインダクタンスＬ上のインダクタ電流ｉＬの平均値の積が正である場合、ブリッジアーム回路１３が第１ＤＣＭモードまたは第３ＤＣＭモードで動作し、フィルタ電圧Ｖｆとインダクタ電流ｉＬとの平均値の積が負である場合、ブリッジアーム回路１３が第２ＤＣＭモードで動作する。以下、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃおよび図４Ｄを例示してブリッジアーム回路１３がＴＣＭモード、第１ＤＣＭモード、第２ＤＣＭモードおよび第３ＤＣＭモードで動作する時の波形を説明する。ここでは、ＶＧＳ１が主スイッチ素子Ｓ１の駆動電圧であり、すなわち、主スイッチ素子Ｓ１上のグリッド－ソース電圧であり、ＶＧＳ２が補スイッチ素子Ｓ２の駆動電圧であり、すなわち、補スイッチ素子Ｓ２上のグリッド－ソース電圧であり、ＶＤＳ１が主キャパシタＣＳ１上の電圧である。
図４Ａに示すように、ブリッジアーム回路１３がＴＣＭモードで動作する。時間ｔ１において、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオンであり、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフである。時間ｔ１からｔ２までの期間中、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオン状態であり、対応のフィルタ回路１４のフィルタインダクタンスＬ上のインダクタ電流ｉＬが増加する。時間ｔ２において、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオフである。時間ｔ２からｔ３までの期間はデッドタイムである。時間ｔ３において、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオンであり、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオフのままである。時間ｔ３からｔ５までの期間中、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオン状態であり、インダクタ電流ｉＬが減少し（インダクタ電流ｉＬは、時間ｔ４でゼロに減少する）、補スイッチ素子Ｓ２が時間ｔ５までスイッチオンのままであり、インダクタ電流ｉＬが負である。時間ｔ５において、インダクタ電流ｉＬが負の予め設定される電流値にまで減少し、この時、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフとなる。時間ｔ５の後、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１は、負のインダクタ電流ｉＬによって放電されて減少し、主スイッチ素子Ｓ１は、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１が予め設定される電圧（例えば、時間ｔ６では０Ｖである）にまで減少すると、スイッチオンとなる。予め設定される電圧は、０に近い電圧値であっても良い。これによって、主スイッチ素子Ｓ１のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
図４Ｂに示すように、ブリッジアーム回路１３が第１ＤＣＭモードで動作する。時間ｔ１において、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオンであり、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフである。時間ｔ１からｔ２までの期間中、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオン状態であり、対応するフィルタ回路１４のフィルタインダクタンスＬ上のインダクタ電流ｉＬが増加する。時間ｔ２において、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオフである。時間ｔ２からｔ３までの期間はデッドタイムである。時間ｔ３において、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオンである。時間ｔ３からｔ４までの期間中、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオン状態であり、インダクタ電流ｉＬが減少する。時間ｔ４において、インダクタ電流ｉＬが０まで減少し、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフとなる。時間ｔ４からｔ６までの期間中、主スイッチ素子Ｓ１および補スイッチ素子Ｓ２は、いずれもスイッチオフ状態であり、フィルタインダクタンスＬ、主キャパシタＣＳ１、および補キャパシタＣＳ２は共振する。主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１がｎ番目の谷（バレー）に共振すると、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオンとなり、ここでは、ｎが正の整数である。この実施形態では、ｎが２であり、すなわち、主スイッチ素子Ｓ１は、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１が２番目の谷に共振すると、スイッチオンとなる。なお、ｎの数値は、スイッチング周波数ｆｓと予め設定される周波数ｆｍａｘの関係によって決まる。ｎが大きいほど、共振時間が長くなり、スイッチング周波数ｆｓは、共振時間の増加につれて減少する。それによって、スイッチング周波数ｆｓを効果的に制御して、スイッチング損失を減らすことができる。また、主スイッチ素子Ｓ１が谷値電圧でスイッチオンする場合、スイッチオンの損失が小さい。
図４Ｃに示すように、ブリッジアーム回路１３が第２ＤＣＭモードで動作し、その動作は第１ＤＣＭモードと同様であるため、詳細を省略する。第１ＤＣＭモードに対して、ブリッジアーム回路１３が第２ＤＣＭモードで動作し、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１の谷値電圧が０であり、すなわち、主スイッチ素子Ｓ１のゼロ電圧スイッチングを実現でき、スイッチオンの損失が０である。
図４Ｄに示すように、ブリッジアーム回路１３が第３ＤＣＭモードで動作し、第１ＤＣＭモードと比較して、スイッチオン損失をさらに減らすことができる。時間ｔ１において、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオンであり、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフである。時間ｔ１からｔ２までの期間中、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオン状態であり、対応のフィルタ回路１４のフィルタインダクタンスＬ上のインダクタ電流ｉＬが増加する。時間ｔ２において、主スイッチ素子Ｓ１がスイッチオフである。時間ｔ２からｔ３までの期間はデッドタイムである。時間ｔ３において、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオンである。時間ｔ３からｔ４までの期間中、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオン状態であり、インダクタ電流ｉＬが減少する。時間ｔ４において、インダクタ電流ｉＬが０まで減少し、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフとなる。時間ｔ４からｔ６までの期間中、主スイッチ素子Ｓ１および補スイッチ素子Ｓ２はいずれもスイッチオフ状態であり、フィルタインダクタンスＬ、主キャパシタＣＳ１および補キャパシタＣＳ２は共振する。主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１がｍ番目の峰まで共振し、補キャパシタＣＳ２上の電圧ＶＤＳ２がｍ番目の谷に共振すると、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオンとなり、補スイッチ素子Ｓ２が予め設定される時間（例えば、時間ｔ６からｔ７までの期間）スイッチオンし、ここでは、ｍが正の整数である。この実施形態では、ｍが３であり、すなわち、補スイッチ素子Ｓ２は、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１が３番目の峰に共振すると、スイッチオンとなる。ｍの数値は、スイッチング周波数ｆｓと予め設定される周波数ｆｍａｘとの関係によって決まり、ｍが大きいほど共振時間が長くなり、スイッチング周波数ｆｓは、共振時間の増加につれて減少する。それによって、スイッチング周波数ｆｓを効果的に制御することができる。時間ｔ６からｔ７までの期間中、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオン状態であり、インダクタ電流ｉＬが負の予め設定される電流値まで徐々に減少する。時間ｔ７において、補スイッチ素子Ｓ２がスイッチオフとなる。時間ｔ７の後、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１は、負のインダクタ電流ｉＬによって放電されて減少し、主スイッチ素子Ｓ１は、主キャパシタＣＳ１上の電圧ＶＤＳ１が予め設定される電圧（例えば、時間ｔ８では０Ｖである）まで減少すると、スイッチオンとなる。これによって、主スイッチ素子Ｓ１のゼロ電圧スイッチングを実現し、スイッチオンの損失はほぼゼロである。
なお、主スイッチ素子Ｓ１と補スイッチ素子Ｓ２のオン・オフ切り替えタイミングを逆にしても、補スイッチ素子Ｓ２のゼロ電圧スイッチングまたはボトム電圧駆動を実現することもできる。
したがって、ブリッジアーム回路１３を制御してＴＣＭモードまたは様々なＤＣＭモードで動作させることにより、スイッチング周波数ｆｓの変動を効果的に狭い範囲に制限することができ、本発明の三相インバータ１をより実用的にすることができる。また、ソフトスイッチングまたはボトムバレースイッチングを実現でき、スイッチング損失を低減し、インバータの効率をさらに向上させることができる。
図５を例示としてブリッジアーム回路１３の制御について説明し、より詳しくは、期間Ｐ１、Ｐ２およびＰ３でのブリッジアーム回路１３の動作状態を説明する。他期間の制御は同様方法で推測できるため、ここでは詳細を省略する。図５は、インダクタ電流ｉＬの包絡線を示している。図５に示すように、期間Ｐ１において、スイッチング周波数ｆｓは予め設定される周波数ｆｍａｘよりも小さく、かつスイッチング周波数ｆｓと予め設定される周波数ｆｍａｘとの差は比較的に大きいので、ブリッジアーム回路１３がＴＣＭモードで動作することに制御できる。期間Ｐ２において、インダクタ電流ｉＬが減少し、ブリッジアーム回路１３がＴＣＭモードで動作し続けると、スイッチング周波数ｆｓは、予め設定される周波数ｆｍａｘに近づくひいては予め設定される周波数ｆｍａｘよりも高くなる可能性がある。同時に、フィルタコンデンサーＣｆ上のフィルタ電圧Ｖｆと、フィルタインダクタンスＬ上のインダクタ電流ｉＬとの平均値の積が正であるため、ブリッジアーム回路１３を第１ＤＣＭモードで動作させるように制御し、変調周期の回数制御によって、スイッチング周波数ｆｓを制御する。期間Ｐ３において、インダクタ電流ｉＬが減少し続け、かつフィルタ電圧Ｖｆとインダクタ電流ｉＬとの平均値の積が負であるため、ブリッジアーム回路１３を第２ＤＣＭモードで動作させるように制御できる。
ある実施形態では、期間Ｐ１において、ブリッジアーム回路１３を第１または第３ＤＣＭモードで動作させるように制御してもよい。他の実施形態では、期間Ｐ２において、ブリッジアーム回路１３を第３ＤＣＭモードで動作させるように制御してもよい。
図６に示すように、ある実施形態では、インダクタ電流ｉＬの平均値の絶対値が予め設定される閾値よりも小さい場合、予め設定される周波数ｆｍａｘをそれに応じて減少させることができ、それによって、スイッチング損失が低減し、全体的な効率を向上させることができる。なお、本発明では、予め設定される周波数ｆｍａｘは、一定の数値またはインダクタ電流ｉＬの平均値に応じて変化する数値のいずれか１つであり、段階的に変化、または線形変化であっても良い。なお、本発明はこれに限定されない。
また、図１に示す三相インバータ１は三相２レベルインバータであるが、本発明の三相インバータの実施形態はこれに限定されない。ある実施形態では、図７に示すように、三相インバータは、三相３レベルインバータ１ａである。本実施形態では、３レベルインバータの構造を例示として提示しているが、当該概念図は、例えば、ＡＮＰＣ （ａｃｔｉｖｅ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｃｌａｍｐｅｄ）、ＤＮＰＣ （ｄｉｏｄｅ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｃｌａｍｐｅｄ）または、ＴＮＰＣ （Ｔ－ｔｙｐｅ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｃｌａｍｐｅｄ）など各種の中性点クランプ型３レベルインバータ、またはフライオーバーコンデンサー型３レベルインバータであるが、本発明はこれに限定されない。
さらに、ある実施形態では、フィルタコンデンサーＣｆおよびコンデンサーＣ１１，Ｃ２に流れる電流リプルを低減し、ＥＭＩ除去フィルタの負荷を低減しながら、インターリーブ並列技術を利用してより高い電力を達成することができる。図８および図９は、それぞれ２系統の交互に並列に接続された三相２レベルインバータ１ｂおよび三相３レベルインバータ１ｃを示している。図８に示すように、任意のブリッジアーム回路１３および対応のフィルタ回路１４では、ブリッジアーム回路１３は、複数の並列に接続されるブリッジアームを含み、各ブリッジアームは、１つのブリッジアーム中性点１３１を含み、フィルタ回路１４１は、複数のフィルタインダクタンスＬを含み、すべてのフィルタインダクタンスＬは１対１でブリッジアームに対応し、かつ各フィルタインダクタンスＬは交流端子１１と対応のブリッジアームのブリッジアーム中性点１３１との間に電気接続されている。図８に示す実施形態では、各ブリッジアーム回路１３は、２つのブリッジアームを含み、各フィルタ回路１４は、２つのフィルタインダクタンスＬを含んでいる。図９に示す三相３レベルインバータ１ｃでは、同様な構造を有し、ブリッジアーム回路１３の構造に相違点がある。同じ原理に基づいて、複数の（２つ以上）並列に接続される三相インバータを実現でき、ここでは詳細を省略する。
上述したように、本発明は、三相インバータおよびその制御方法を提供しており、三相インバータのブリッジアーム回路を、クランプモード、ＤＣＭモード、またはＴＣＭモードに切替可能に動作させることで、各ブリッジアーム回路では、ゼロ電圧スイッチングまたはバレースイッチングを実現するできる。同時に、スイッチング周波数が予め設定される周波数以下に制限され、スイッチング損失を低減し、インバータの効率を向上させることができる。また、フィルタコンデンサー中性点が直流コンデンサー中性点に電気接続されているので、各相電気回路の制御が互いにデカップリングされ、回路の分析および設計に有利であるとともに、内部コモンモード成分のループを設けることで、ＥＭＩ除去フィルタの負荷を軽減することができる。
なお、上述した内容は、本発明を説明するための好ましい実施形態であり、本発明は、上記の実施形態には限定されず、本発明の範囲は、特許請求の範囲によって規定されている。また、本発明は、当業者によって多くの変更および改良を実施することができるが、その変更および改良のいずれも本特許請求の範囲に含まれている。
１：三相インバータ
ＶＲ、ＶＳ、ＶＴ：交流電源
１１：交流端子
１２：直流端子
１３：ブリッジアーム回路
１３１：ブリッジアーム中性点
Ｓ１：主スイッチ素子
Ｓ２：補スイッチ素子
ＣＳ１：主キャパシタ
ＣＳ２：補キャパシタ
１４：フィルタ回路
１４１：フィルタコンデンサー中性点
Ｌ：フィルタインダクタンス
ｉＬ：インダクタ電流
Ｃｆ：フィルタコンデンサー
Ｖｆ：フィルタ電圧
１５：キャパシタモジュール
１５１：直流コンデンサー中性点
Ｃ１、Ｃ２：コンデンサー
Ｍ１：第１モード
Ｍ２：第２モード
Ｍ３：第３モード
ｆｓ：スイッチング周波数
ｆｍａｘ：予め設定される周波数
Ｔｍｉｎ：予め設定される周期
Ｖｃｍ：コモンモード変調波
ＶＭ：三相変調波
ＶＧＳ１、ＶＧＳ２：グリッド－ソース電圧
ＶＤＳ１：主キャパシタ上の電圧
ＶＤＳ２：補キャパシタ上の電圧
ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８：時間
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３：期間
１ａ：三相３レベルインバータ
１ｂ：インターリーブされた２つの並列回路を持つ三相２レベルインバータ
１ｃ：インターリーブされた２つの並列回路を持つ三相３レベルインバータ

Claims (20)

  1. 三相インバータであって、１つの交流端子と、１つの直流端子と、３つのブリッジアーム回路と、３つのフィルタ回路と、キャパシタモジュールと、制御部とを備え、
    前記交流端子は、交流電源に電気接続され、前記直流端子は、直流電源または直流負荷に電気接続され、
    前記３つのブリッジアーム回路は、三相ブリッジアーム回路を形成し、かつ前記直流端子に電気接続され、各前記ブリッジアーム回路はブリッジアーム中性点を有し、
    前記３つのフィルタ回路は、三相フィルタ回路を形成し、前記三相フィルタ回路は、前記三相ブリッジアーム回路と前記交流端子との間に電気接続され、前記３つのフィルタ回路は、それぞれ、前記３つのブリッジアーム回路の前記ブリッジアーム中性点に電気接続され、各前記フィルタ回路は、フィルタインダクタンスとフィルタコンデンサーとを備え、前記フィルタインダクタンスは、前記交流端子と対応の前記ブリッジアーム中性点との間に電気接続され、前記フィルタコンデンサーの一端は、前記交流端子と前記フィルタインダクタンスとの間に電気接続され、前記３つのフィルタ回路の３つの前記フィルタコンデンサーの他端は互いに電気接続してフィルタコンデンサー中性点を形成し、
    前記キャパシタモジュールは、前記三相ブリッジアーム回路の両端に並列に電気接続され、かつ、２つのコンデンサーと直流コンデンサー中性点を備え、前記直流コンデンサー中性点は、前記２つのコンデンサー同士の間に位置され、かつ前記フィルタコンデンサー中性点に電気接続され、
    前記交流電源の１つの線間電圧周期において、前記制御部は、各前記ブリッジアーム回路が時間別に第１モードおよび第２モードで動作するように制御し、前記第１モードでは、前記ブリッジアーム回路がクランプモードで動作し、前記第２モードでは、前記ブリッジアーム回路がＤＣＭモードまたはＴＣＭモードで動作するように切替可能であり、前記三相インバータのスイッチング周波数は予め設定される周波数以下に制限され、前記三相インバータが定格負荷の８０％以上動作する時、前記ブリッジアーム回路が前記第２モードで動作する時間は、前記線間電圧周期の１／３～２／３である、ことを特徴とする三相インバータ。
  2. 前記三相インバータは、ＤＰＷＭ変調方式であり、前記制御部は、前記三相ブリッジアーム回路の三相初期変調波と三相コモンモード変調波とを重ね合わせて、前記三相ブリッジアーム回路に対応する三相変調波を生成し、前記三相コモンモード変調波の波形では、垂直ホッピングがない、ことを特徴とする請求項１に記載の三相インバータ。
  3. 前記クランプモードは、正のクランプモードと負のクランプモードとを含み、前記ブリッジアーム回路は、対応の前記変調波が正の限界値まで達すると、前記正のクランプモードで動作し、前記ブリッジアーム回路は、対応の前記変調波が負の限界値まで達すると、前記負のクランプモードで動作する、ことを特徴とする請求項２に記載の三相インバータ。
  4. 各前記ブリッジアーム回路は、直列に接続される主スイッチ素子と補スイッチ素子とを備え、前記主スイッチ素子と前記補スイッチ素子は同時にスイッチオン状態とならず、各前記ブリッジアーム回路は、前記主スイッチ素子と前記補スイッチ素子のそれぞれに並列に接続される主キャパシタと補キャパシタとを備える、ことを特徴とする請求項１に記載の三相インバータ。
  5. 前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である時間と前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である時間の合計が前記予め設定される周波数に対応する予め設定される周期以上である場合、前記ブリッジアーム回路は、前記ＤＣＭモードまたは前記ＴＣＭモードで動作し、前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である時間と前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である時間の合計が前記予め設定される周波数に対応する予め設定される周期よりも小さい場合、前記ブリッジアーム回路が前記ＤＣＭモードで動作する、ことを特徴とする請求項４に記載の三相インバータ。
  6. 任意の前記ブリッジアーム回路において、前記ブリッジアーム回路が前記ＴＣＭモードで動作する場合、対応の前記フィルタ回路の前記フィルタインダクタンス上のインダクタ電流は、前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である時、増加し、前記インダクタ電流は、前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である時、減少し、前記補スイッチ素子は、前記インダクタ電流が負の予め設定される電流値まで減少すると、スイッチオフとなり、前記主キャパシタ上の電圧は、負の前記インダクタ電流によって放電されて減少し、前記主スイッチ素子は、前記主キャパシタ上の電圧が予め設定される電圧まで減少すると、スイッチオンとなる、ことを特徴とする請求項４に記載の三相インバータ。
  7. 前記ＤＣＭモードは、第１ＤＣＭモード、第２ＤＣＭモード、第３ＤＣＭモードを含み、任意の前記ブリッジアーム回路および対応の前記フィルタ回路において、前記フィルタコンデンサー上のフィルタ電圧と前記フィルタインダクタンス上のインダクタ電流の平均値の積が正である場合、前記ブリッジアーム回路が前記第１ＤＣＭモードまたは前記第３ＤＣＭモードで動作し、前記フィルタ電圧と前記インダクタ電流の平均値の積が負である場合、前記ブリッジアーム回路が前記第２ＤＣＭモードで動作する、ことを特徴とする請求項４に記載の三相インバータ。
  8. 任意のブリッジアーム回路および対応の前記フィルタ回路において、前記ブリッジアーム回路が前記第１ＤＣＭモードで動作する時、前記インダクタ電流は、前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である場合、増加し、前記インダクタ電流は、前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である場合、減少し、前記補スイッチ素子は、インダクタ電流が０まで減少するとスイッチオフとなり、前記主スイッチ素子および前記補スイッチ素子はスイッチオフ状態である場合、前記フィルタインダクタンス、前記主キャパシタ、および前記補キャパシタは共振し、前記主キャパシタ上の電圧がｎ番目の谷に共振すると、前記主スイッチ素子がスイッチオンとなり、ここでは、ｎが正の整数である、ことを特徴とする請求項７に記載の三相インバータ。
  9. 任意の前記ブリッジアーム回路および対応の前記フィルタ回路において、前記ブリッジアーム回路が前記第２ＤＣＭモードで動作する時、前記インダクタ電流は、前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である場合、増加し、前記インダクタ電流は、前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である場合、減少し、前記補スイッチ素子は、前記インダクタ電流が０まで減少すると、スイッチオフとなり、前記主スイッチ素子および前記補スイッチ素子はスイッチオフ状態である場合、前記フィルタインダクタンス、前記主キャパシタ、および前記補キャパシタは共振し、かつ前記主キャパシタ上の谷値電圧が０であり、前記主キャパシタ上の電圧がｎ番目の谷に共振すると、前記主スイッチ素子がスイッチオンとなり、ここでは、ｎが正の整数である、ことを特徴とする請求項７に記載の三相インバータ。
  10. 任意の前記ブリッジアーム回路および対応の前記フィルタ回路において、前記ブリッジアーム回路が前記第３ＤＣＭモードで動作する時、前記インダクタ電流は、前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である場合、増加し、前記インダクタ電流は、前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である場合、減少し、前記補スイッチ素子は、前記インダクタ電流が０まで減少すると、スイッチオフとなり、前記主スイッチ素子および前記補スイッチ素子はスイッチオフ状態である場合、前記フィルタインダクタンス、前記主キャパシタ、および前記補キャパシタは共振し、前記主キャパシタ上の電圧がｎ番目の峰に達すると、前記インダクタ電流が負の予め設定される電流値まで減少するように、前記補スイッチ素子を予め設定される時間スイッチオンさせ、前記主キャパシタ上の電圧は、負の前記インダクタ電流によって放電されて減少し、前記主スイッチ素子は、前記主キャパシタ上の電圧が予め設定される電圧に減少する時、スイッチオンとなり、ここでは、ｎが正の整数である、ことを特徴とする請求項７に記載の三相インバータ。
  11. 前記ｎは、前記予め設定される周波数によって決められる、ことを特徴とする請求項８～請求項１０のいずれか１つに記載の三相インバータ。
  12. 前記インダクタ電流の平均値の絶対値が予め設定される閾値よりも小さい場合、前記予め設定される周波数は対応して減少する、ことを特徴とする請求項８～請求項１０のいずれか１つに記載の三相インバータ。
  13. 任意の前記ブリッジアーム回路および対応の前記フィルタ回路において、前記ブリッジアーム回路は、複数の並列に電気接続されるブリッジアームを備え、各ブリッジアームが前記ブリッジアーム中性点を有し、前記フィルタ回路は、複数のフィルタインダクタンスを含み、前記複数のフィルタインダクタンスは、前記複数のブリッジアームに１対１に対応し、各前記フィルタインダクタンスは、前記交流端子と対応の前記ブリッジアームの前記ブリッジアーム中性点との間に電気接続される、ことを特徴とする請求項１に記載の三相インバータ。
  14. 前記ブリッジアーム回路が前記第２モードで動作する時間は、すくなくとも２／３の前記線間電圧周期の５０％、７５％、８０％、または９０％である、ことを特徴とする請求項１に記載の三相インバータ。
  15. 三相インバータを制御する制御方法であって、前記三相インバータは、１つの交流端子と、１つの直流端子と、３つのブリッジアーム回路と、３つのフィルタ回路と、キャパシタモジュールとを備え、前記交流端子は交流電源に電気接続され、前記直流端子は直流電源または直流負荷に電気接続され、前記３つのブリッジアーム回路は前記直流端子に電気接続されかつ三相ブリッジアーム回路を形成し、各前記ブリッジアーム回路はブリッジアーム中性点を有し、前記３つのフィルタ回路は三相フィルタ回路を形成しかつ前記三相ブリッジアーム回路と前記交流端子との間に電気接続され、前記３つのフィルタ回路はそれぞれ前記３つのブリッジアーム回路の前記ブリッジアーム中性点に電気接続され、各前記フィルタ回路はフィルタインダクタンスとフィルタコンデンサーとを備え、前記フィルタインダクタンスは前記交流端子と対応の前記ブリッジアーム中性点との間に電気接続され、前記フィルタコンデンサーの一端は前記交流端子と前記フィルタインダクタンスとの間に電気接続され、前記３つのフィルタ回路の３つの前記フィルタコンデンサーの他端は電気接続してフィルタコンデンサー中性点を形成し、前記キャパシタモジュールは前記三相ブリッジアーム回路の両端に並列に電気接続され、かつ２つのコンデンサーと直流コンデンサー中性点とを備え、前記直流コンデンサー中性点は前記２つのコンデンサー同士の間に位置されかつ前記フィルタコンデンサー中性点に電気接続され、前記制御方法は、
    前記交流電源の１つの線間電圧周期において、前記ブリッジアーム回路が時間別に第１モードおよび第２モードで動作するように制御し、前記第１モードでは、前記ブリッジアーム回路がクランプモードで動作するように制御し、前記第２モードでは、前記ブリッジアーム回路がＤＣＭモードまたはＴＣＭモードで動作するように切替可能であり、前記三相インバータのスイッチング周波数は予め設定される周波数以下に制限され、前記三相インバータが定格負荷の８０％以上動作する時、前記ブリッジアーム回路が前記第２モードで動作する時間は前記線間電圧周期の１／３～２／３である、ことを特徴とする制御方法。
  16. 前記三相インバータは、ＤＰＷＭ変調方式であり、前記制御方法は、前記三相ブリッジアーム回路の三相初期変調波と三相コモンモード変調波とを重ね合わせて、前記三相ブリッジアーム回路に対応する三相変調波を生成することを含み、前記三相コモンモード変調波は波形に垂直ホッピングがない、ことを特徴とする請求項１５に記載の制御方法。
  17. 前記クランプモードは、正のクランプモードと負のクランプモードとを備え、前記ブリッジアーム回路は、対応の前記変調波が正の限界値に達する場合、前記正のクランプモードで動作し、前記ブリッジアーム回路は、対応の前記変調波が負の限界値に達する場合、前記負のクランプモードで動作する、ことを特徴とする請求項１６に記載の制御方法。
  18. 各前記ブリッジアーム回路は、直列に電気接続される主スイッチ素子と補スイッチ素子とを備え、前記主スイッチ素子と前記補スイッチ素子は同時にスイッチオン状態とならず、各前記ブリッジアーム回路は、前記主スイッチ素子と前記補スイッチ素子とのそれぞれに並列に電気接続される主キャパシタと補キャパシタとを備える、ことを特徴とする請求項１５に記載の制御方法。
  19. 前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である時間と前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である時間との合計が前記予め設定される周波数に対応する予め設定される周期以上である場合、前記ブリッジアーム回路が前記ＤＣＭモードまたは前記ＴＣＭモードで動作し、前記主スイッチ素子がスイッチオン状態である時間と前記補スイッチ素子がスイッチオン状態である時間との合計が前記予め設定される周波数に対応する予め設定される周期よりも小さい場合、前記ブリッジアーム回路が前記ＤＣＭモードで動作する、ことを特徴とする請求項１８に記載の制御方法。
  20. 前記ブリッジアーム回路が前記第２モードで動作する時間はすくなくとも２／３の前記線間電圧周期の５０％、７５％、８０％、または９０％である、ことを特徴とする請求項１５に記載の制御方法。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113691157B (zh) * 2021-08-30 2022-04-19 燕山大学 一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105553306A (zh) 2016-01-19 2016-05-04 华中科技大学 混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法
US20190028039A1 (en) 2016-01-21 2019-01-24 Vacon Oy Frequency converter with lcl line and common mode filter
US10381921B1 (en) 2018-08-02 2019-08-13 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switching triangular current mode control for three phase two-level converters with power factor control
US20190280609A1 (en) 2016-11-30 2019-09-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Pulse width modulation method, pulse width modulation system, and controller
JP2019530418A (ja) 2016-09-30 2019-10-17 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 三相コンバータ及び三相コンバータ制御方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8174853B2 (en) * 2007-10-30 2012-05-08 Johnson Controls Technology Company Variable speed drive
US8891261B2 (en) * 2012-01-31 2014-11-18 Delta Electronics, Inc. Three-phase three-level soft-switched PFC rectifiers
CN103296913B (zh) * 2012-03-02 2016-06-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 逆变器及有源电力滤波系统
CN103825474B (zh) * 2012-11-16 2016-08-31 台达电子工业股份有限公司 低共模噪声的电源变换装置及其应用系统
CN104065259B (zh) * 2013-03-18 2016-08-03 台达电子工业股份有限公司 滤波装置、功率转换器及共模噪声抑制方法
US9590494B1 (en) 2014-07-17 2017-03-07 Transphorm Inc. Bridgeless power factor correction circuits
WO2017102005A1 (en) * 2015-12-17 2017-06-22 Vacon Oy A filtering arrangement
US10291109B2 (en) 2017-01-18 2019-05-14 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Critical-mode-based soft-switching techniques for three-phase bi-directional AC/DC converters
CN106961225B (zh) 2017-03-21 2019-06-11 江苏固德威电源科技股份有限公司 不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置
WO2019180299A1 (en) 2018-03-21 2019-09-26 Vacon Oy Method for pulse-width modulation of a power converter and a power converter
US10211734B1 (en) * 2018-07-17 2019-02-19 Huang-Jen Chiu Bidirectional DC-DC converter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105553306A (zh) 2016-01-19 2016-05-04 华中科技大学 混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法
US20190028039A1 (en) 2016-01-21 2019-01-24 Vacon Oy Frequency converter with lcl line and common mode filter
JP2019530418A (ja) 2016-09-30 2019-10-17 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 三相コンバータ及び三相コンバータ制御方法
US20190280609A1 (en) 2016-11-30 2019-09-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Pulse width modulation method, pulse width modulation system, and controller
US10381921B1 (en) 2018-08-02 2019-08-13 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switching triangular current mode control for three phase two-level converters with power factor control

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