TWI552502B

TWI552502B - 逆變電路之控制方法

Info

Publication number: TWI552502B
Application number: TW104128843A
Authority: TW
Inventors: 言超; 孫麗萍; 徐東; 丁志輝
Original assignee: 台達電子工業股份有限公司
Priority date: 2015-07-03
Filing date: 2015-09-01
Publication date: 2016-10-01
Also published as: CN106329977A; CN106329977B; US9780695B2; US20170005592A1; TW201703416A

Description

逆變電路之控制方法

本案係關於一種電源轉換裝置的控制方法，尤指一種逆變電路之控制方法。

逆變電路為一種電源轉換裝置，其係廣泛應用於例如不斷電系統、再生能源系統及其它備用電源系統等，逆變電路是係藉由內部開關的切換而將直流輸入電能轉換為交流輸出電能。

請參閱第1圖，其係為傳統全橋式逆變電路的電路結構示意圖。如第1圖所示，其中，Vin為直流輸入電壓，Vo為交流輸出電壓，Io為輸出電流，S1~S4為4個開關，其中上開關S1、下開關S2係串聯連接而構成全橋電路之其中之一橋臂，上開關S3、下開關S4亦串聯連接而構成全橋電路之另一橋臂，而L為電感，VA、VB分別為兩個橋臂中點之電壓，D1~D4分別為上開關S1、下開關S2、上開關S3、下開關S4的體二極體，D5~D8為反並二極體，係電連接於全橋式逆變電路1之輸出端，用以防止電路中的浪湧電流等突發狀態對負載造成衝擊。

請參閱第2圖及第3圖並配合第1圖，其中第2圖係為第1圖所示之全橋式逆變電路工作於單極性調變方式時的工作波形示意圖，第3圖係為第1圖所示之全橋式逆變電路工作於雙極性調變方式時的工作波形示意圖。如第1至3圖所示，傳統全橋式逆變電路1可工作於單極性調變方式或者雙極性調變方式。其中當傳統全橋式逆變電路1工作於單極性調變方式時，如第2圖所示，在全橋式逆變電路1所輸出之交流輸出電壓Vo的正半週期，上開關S1保持導通狀態，下開關S2保持斷開，上開關S3與下開關S4係進行高頻，例如一千赫茲以上，的切換作動而交替導通或斷開，此時上開關S3為續流開關，下開關S4為儲能開關。在全橋式逆變電路1所輸出之交流輸出電壓Vo的負半週期，上開關S1保持關斷狀態，下開關S2保持導通狀態，上開關S3與下開關S4係進行高頻的切換作動而交替導通或斷開，此時下開關S4為續流開關，上開關S3為儲能開關。而由第2圖可知，當傳統全橋式逆變電路1工作於單極性調變方式時，交流輸出電壓Vo依據正半週期或負半週期而僅在0至正值的直流輸入電壓Vin之間或是在0至負值的直流輸入電壓Vin之間做變動。

當全橋式逆變電路1工作於雙極性調變方式時，如第3圖所示，全橋式逆變電路1之其中之一橋臂的上開關S1與另一橋臂的下開關S4保持相同開關動作，而其中之一橋臂的下開關S2與另一橋臂的上開關S3也保持相同開關動作，兩路橋臂在載波調變下分別進行交替切換，於全橋式逆變電路1所輸出之交流輸出電壓Vo的正負半週期對各開關的控制規律相同，所以在雙極性調變方式下，上開關S1、下開關S2同上開關S3與下開關S4均以高頻，例如1千赫茲以上，進行切換。而由第3圖可知，當全橋式逆變電路1工作於雙極性調變方式時，交流輸出電壓Vo依據正半週期或負半週期而分別在正值的直流輸入電壓Vin至負值的直流輸入電壓Vin之間做變動。

請參閱第4圖並配合第1圖，其中第4圖係為傳統全橋式逆變電路於輕載條件下時輸出電壓及輸出電流的仿真波形圖。如圖所示，由於傳統的逆變電路係工作在固定的開關頻率，因此當全橋式逆變電路應用於輕載時，電感L之電流的峰值與交流輸出電壓Vo的峰值處的反向電流皆較大，增加了開關的導通損耗和斷開損耗，且在固定開關頻率下，全橋式逆變電路1通常工作在連續電模式，故上開關S1、S3及下開關S2、S4工作在硬開關狀態，導致產生相應的開關損耗，使得傳統全橋全橋式逆變電路1整體效率較低，並隨之產生可能的開關雜訊、寄生振盪和閘極驅動干擾等問題。

而為了解決上述傳統全橋式逆變電路1所存在之問題，僅能藉由增加額外的電路或是藉由控制載波或調變波來改善，如此一來，又導致傳統全橋式逆變電路的生產成本提高、電路設計及控制上較為複雜。

因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失，且無須添加额外的電路元件，同時無須控制載波與調變波的逆變電路之控制方法，實為相關技術領域者目前所迫切需要解決之問題。

本案之目的在於提供一種逆變電路之控制方法，其中該逆變電路包含至少一橋臂、至少一電感及一寄生電容，該橋臂包括至少一上開關和一下開關，該上開關與下開關串聯連接；該逆變電路通過控制該上開關和該下開關的導通與關斷而將直流輸入電壓轉換為交流輸出電壓，該控制方法包含：至少分一第一階段和一第二階段控制該橋臂的上開關和下開關在交流輸出電壓的一個交流週期內的開關頻率；在該第一階段控制該橋臂的上開關和下開關的開關頻率小於一預設最高頻率，以減少該上開關和該下開關的導通和關斷損耗，且使該逆變電路工作於電流連續模式；在該第二階段控制該橋臂的上開關和下開關的開關頻率，使得上開關或下開關實現預設電壓電位的開啟，且使得該逆變電路工作於斷續電流臨界模式。

藉由以上所示意的本案一廣義實施例可解決逆變電路中輕載時頻率過高所導致的開關損耗問題，並實現軟開關的功效。其中在本案的一實施態樣中，在第一階段的控制中，上開關或下開關以固定開關頻率工作。這樣利於簡化在第一階段的控制。

其中在本案的另一實施態樣中，在第二階段的控制中，上開關或下開關的開關頻率隨著交流輸出的增大而減小，利於控制逆變器工作於DCMB模式且實現逆變電路的軟開關功效。

其中在本案的又一實施態樣中，對於單極性控制的逆變電路，在逆變電路的交流輸出小於和等於二分之一的交流輸入對應的第二階段中的階段B控制該上開關或下開關延時關斷，以使在該電感和該寄生電容諧振後該下開關或該上開關在下一次開啟時能達到預設電壓電位的開啟。此種方式的控制利於實現該上開關或下開關的軟開關功能。

為達上述目的，本案之一較廣義實施態樣為提供一種逆變電路之控制方法，其中逆變電路包含至少一橋臂、至少一電感及寄生電容，橋臂包括至少一上開關和下開關，上開關與下開關串聯連接，逆變電路通過控制上開關和下開關的導通與關斷而將直流輸入轉換為一交流輸出，控制方法包含：至少分第一階段和第二階段控制交流週期內交流輸出對應的橋臂的上開關和下開關的開關頻率；在第一階段控制橋臂的上開關和下開關的開關頻率小於預設最高頻率，以減少上開關和下開關的導通和關斷損耗且使逆變電路工作於電流連續模式；以及在第二階段控制橋臂的上開關和下開關的開關頻率，使得上開關或下開關實現預設電壓電位的開啟且使得逆變電路工作於斷續電流臨界模式。

體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非架構於限制本案。

本案提出一種逆變電路之控制方法。逆變電路包括至少一橋臂、一電感和一寄生電容。其中，橋臂包括兩個相互串聯的上開關和下開關。該控制方法係控制逆變電路選擇性地運作於斷續電流臨界(discontinuous current mode boundary；DCMB)模式，更具體地說明，即本案之控制方法對應於逆變電路所輸出的交流輸出電壓的半個週期至少分兩個階段：以第一階段和第二階段來分別進行控制，在第一階段的控制中，係控制橋臂的上開關和下開關的開關頻率小於預設最高頻率，以減少上開關和下開關的導通和關斷損耗，且使逆變電路工作於電流連續模式；在第二階段的控制中，係控制橋臂的上開關和下開關的開關頻率，使得上開關或下開關實現預設電壓電位的開啟且使得逆變電路工作於斷續電流臨界模式。

更進一步說明，即不論逆變電路係工作於單極性調變方式或雙極性調變方式，皆為控制進行交錯高頻切換的兩個開關在輸出電壓的半波週期內初始和結尾階段的開關頻率小於預設最高頻率，且使逆變電路工作於電流連續模式，另外，亦控制進行交錯高頻切換的兩個開關在交流輸出電壓的半波週期內的除初始和結尾階段的其它階段工作於變頻且頻率小於預設最高頻率而逆變器工作於斷續電流臨界模式，如此一來，本案便可解決逆變電路中輕載時頻率過高導致的開關損耗以及實現軟開關的功效。

本案先以一具體的逆變電路進行舉例說明其控制方法。例如逆變電路為第1圖所示之全橋式逆變電路1，其中全橋式逆變電路1其橋臂的上開關和下開關可採用具高效的寬禁帶半導體元件(如氮化鎵GaN，其體二極體的反向電流具有快速恢復特性），以進一步提高逆變電路之工作效率。由於本案之控制方法在全橋式逆變電路1之交流輸出電壓Vo的正半週期或負半週期的控制原理係相似，故以下亦僅以正半週期的工作來說明本發明的控制方法之具體實施方式。

請配合第1圖，本案之控制方法所應用之全橋式逆變電路1可工作於單極性調變方式或雙極性調變方式，且全橋式逆變電路1為閉環系統。其中當全橋式逆變電路1工作於單極性調變方式且於交流輸出電壓Vo的正半週期時，上開關S3為續流開關，下開關S4為儲能開關，而在交流輸出電壓Vo的負半週期時，上開關S3為儲能開關，下開關S4為續流開關。在交流輸出電壓Vo的正半週期時，上開關S3或下開關S4的導通時間Ton可因全橋式逆變電路1為閉環系統而由閉環輸出決定，因此導通時間Ton可作為已知量。為實現上開關S3或下開關S4的開關頻率能隨著交流輸出電壓Vo的增大而減小，可通過採樣直流輸入電壓Vin及交流輸出電壓Vo。例如，通過建立以下公式(1)所示直流輸入電壓Vin/交流輸出電壓Vo與下開關S4或上開關S3的關斷時間Toff的關係：【數學式1】（1）又藉由公式(1)可得到全橋式逆變電路1之一開關週期Ts(開關週期Ts可為上開關S3、下開關S4的工作週期，而開關頻率為開關週期Ts之倒數)符合公式(2)：【數學式2】（2）

請參閱第5圖，其係為本案之控制方法應用於進行單極性調變方式之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路之開關週期(頻率)的變化示意圖。如第5圖所示，藉由上述之公式(1)及(2)可以得到採用本案之控制方法之全橋式逆變電路1在進行單極性調變方式時開關週期Ts(開關頻率)的變化情況，而由第5圖的變化趨勢可知，在交流輸出電壓Vo之正半週期時，隨著相角的變化，全橋式逆變電路1的開關週期Ts係先逐漸增加，並在四分之一開關週期Ts時達到最大，隨後即逐漸減小，而由於開關頻率為週期的倒數，故開關頻率的變化則隨著相角的變化而由剛開始的最大值逐漸減小，接著到達一個最小值後又反向增加。

請參閱第6A、6B圖所示全橋逆變電路在單極性調變方式下之本案具體的分階段控制示意圖。第6A圖示意了輸入直流電壓、輸出交流電壓以及電感上的電流的波形圖，第6B圖示意了在半個週期內對應至不同階段時電感上的電流的變化示意圖。第6A圖所示，本實施例之控制方法對應於交流輸出電壓Vo分了三個階段進行控制：階段A為電流連續模式；階段B和階段C為斷續電流臨界模式。在全橋式逆變電路1的工作模式的判斷是以電感L上的電流進行判斷的，雖然第6B圖給出了電感L上的電流IL的變化波形，但不能直接的進行判斷，通過後續的解釋再進行說明。於第6A圖所示的實施例中，階段A對應於交流輸出電壓Vo的半波週期的開始和結尾區域，而除階段A之外的區域則為階段B和階段C對應的區域。

對於階段A，控制橋臂之上開關S3和下開關S4的開關頻率小於一預設最高頻率。這樣可以減小在階段A時由於橋臂上的開關的開關頻率過高導致的開關損耗。該預設最高頻率的設置可參考以下關係式：【數學式3】（3）

其中，fmax為預設最高頻率，Tdead為同一橋臂上之複數個開關之間(例如儲能開關及續流開關之間)的死區時間，其係在輕載條件下可適當延長死區時間以給電路提供足夠的反向充電時間，Vo_max為交流輸出電壓Vo的最大值，L為電感L之電感值，Cpara為全橋式逆變電路1之寄生電容（比如開關之結電容、二極體之寄生電容、電感之寄生電容等）。由以上公式可知，預設最高頻率fmax的設定和直流輸入電壓Vin和交流輸出電壓Vo的最大值有關，且可由公式(3)得出。

對於具體的階段A的控制波形示意圖，請參閱第7圖。第7圖係示意電感之電流(IL)、階段A所對應的交流電壓輸出的區間以及上開關和下開關的控制波形圖。在本案階段A控制的其它實施態樣中，為了簡便階段A的控制，通常會在階段A以一固定開關頻率控制橋臂的上開關或下開關。在階段A中，只要預設最高頻率fmax中的死區時間Tead選擇合適，保證電感L具有足夠的反向電流也可實現上開關S3和下開關S4在預設電壓電位開啟。當然，此預設電壓電位可以是零電位，從而實現零電壓開關。在第6B圖示實施例中，階段A的劃分是以交流輸出電壓Vo大於或等於零，且小於或等於五分之一直流輸入電壓Vin時進入A區域。然而在其它實施態樣中可根據具體逆變電路的情況去劃分階段A與其他階段的界限，並不局限在此所舉之實施態樣示例的情況。請參閱第8圖，其係為本案之控制方法應用於以單極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域B的工作狀態波形圖。如第8圖所示，當交流輸出電壓Vo小於二分之一直流輸入電壓Vin係進入區域B。在區域B中，對應控制為續流開關的上開關S3的導通狀態延長第一設定時間△T，以使在延長的接續時間段內而電感L和寄生電容Cpara諧振後，下開關S4在下一次開啟時能達到一預設電壓電位的開啟，同時控制全橋式逆變電路1工作在斷續電流臨界模式。更進一步說明，如第8圖所示，首先在時間t1至時間t2期間：上開關S1長時間為導通狀態(未圖示)，下開關S2長時間為關斷狀態(未圖示)，上開關S3為關斷狀態，下開關S4為導通狀態，此時直流輸入電壓Vin係對電感L進行正方向（設定從左向右，即從全橋式逆變電路1之輸入端向輸出端的方向流動為正）充電，故電感L之電流IL係線性上升，並對負載提供電能。在時間t2至時間t3期間，上開關S1長時間為導通狀態，下開關S2長時間為關斷狀態，上開關S3為導通狀態，下開關S4在時間t2時由導通狀態切換為關斷狀態，且電感L之電流IL於時間t2時上升至最大值，並於時間t2以後以正方向線性下降。

在時間t3至時間t4期間，上開關S1長時間為導通狀態，下開關S2長時間為關斷狀態，且在時間t3時刻，由於電感L的電流IL以正方向降至為零。若此時上開關S3切換為關斷狀態，則電感L和此時電路中的寄生電容發生諧振，然而此時電感L所積蓄的能量是不足以讓諧振後的下開關S4兩端的電壓降至預設電壓電位。因此在此時將上開關S3的導通狀態延長第一設定時間△T (即時間t3至時間t4所經過的時間)，使得電感有足夠大的反向充電電流，那麼在時刻t4至時刻t5區間，電感L與此時電路中的寄生電感的諧振才有可能讓下開關S4兩端的電壓降至預設電壓電位。其中第一設定時間△T係符合公式(4)：【數學式4】（4）其中，，L為電感L之電感值，Cpara為全橋式逆變電路1之寄生電容（比如開關之結電容、二極體之寄生電容、電感之寄生電容等）的電容值，Vset為期望下開關S4兩端的電壓在由關斷狀態切換為導通狀態時所等於的預設電壓。藉由將上開關S3的導通狀態延長第一設定時間△T，使全橋式逆變電路1之輸出端上的負載在第一設定時間△T內對電感L進行反方向充電，此時電感L之電流IL滿足公式(5)：【數學式5】（5）

在時間t4至時間t5期間，上開關S1長時間為導通狀態，下開關S2長時間為關斷狀態，且上開關S3在時間t4時由導通狀態切換為關斷狀態，下開關S4則為關斷狀態，而在上開關S3切換為關斷狀態時，電感L與寄生電容Cpara將發生諧振，此時電感L為反向(負值)之電流IL因諧振而逐漸為零，下開關S4兩端的電壓，即Vds4，亦逐漸放電至零，然而在其它的實施態樣中，也可通過縮短時間t3至時間t4的時間間隔，而使得下開關S4兩端的電壓降至一預設電壓準位。隨著下開關S4兩端電壓的下降，而全橋式逆變電路1之兩個橋臂中點之電壓差VAB亦逐漸上升，其中電感L上之電流IL滿足公式(6)：【數學式6】（6）

而在上開關S3由導通狀態切換為關斷狀態後，即時間t4後，為了使電感L可與寄生電容Cpara進行諧振而使電感L為反向之電流IL降至為零，故本實施例之控制方法控制下開關S4在上開關S3由導通狀態切換為關斷狀態並經過一第二設定時間△T2後由關斷狀態切換為導通狀態，使電感L之電流IL在第二設定時間△T2內係反向放電至零，其中第二設定時間△T2(例如第8圖所示之時間t4至時間t5所經過的時間)係符合公式(7)：【數學式7】（7）

而在時間t5至時間t6期間，上開關S1長時間為導通狀態，下開關S2長時間為關斷狀態，上開關S3為關斷狀態，且在時間t5時，電感L之電流IL已反向放電至零。下開關S4兩端的電壓亦已放電至零，此時本案之控制方法便控制下開關S4以零電壓條件下由關斷狀態切換為導通狀態，並進入下一開關週期。其中第8圖係省略顯示上開關S3及下開關S4的死區時間。

由以上第一設定時間△T的公式（4）可以看出，該階段B對應的逆變電路的交流輸出小於二分之一的直流輸入才會存在第一設定時間△T，才會需要對上開關S3進行延時關斷，使得電感L進行反向充電，以使得在接續的諧振時間內，下開關S4兩端的電壓降至一預設電壓電位。

請參閱第9圖，其係為本案之控制方法應用於以單極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域C的工作狀態波形圖。如第9圖所示，當交流輸出電壓Vo大於或等於二分之一直流輸入電壓Vin時進入區域C，而在區域C中，全橋式逆變電路1之控制器在第9圖所示之時間t1~t2及時間t2~t3控制全橋式逆變電路1內之開關的模式係分別同於在第8圖所示之時間t1~t2及時間t2~t3控制全橋式逆變電路1內之開關的模式，故於此不再贅述。而在第9圖所示之時間t3~t4期間，由於上開關S3和下開關S4均已關閉，電感L與寄生電容Cpara由電感L的反方向產生諧振，此時上開關S3兩端的電壓Vds3及電感L之電流IL係分別符合公式(8)：【數學式8】（8）

藉由諧振使上開關S3兩端的電壓可充電至直流輸入電壓Vin，下開關S4兩端的電壓Vds4亦可放電至零，故本案之控制方法更需要在上開關S3切換為關斷狀態(即時間t3)後控制一諧振時間△T3，以使下開關S4兩端的電壓Vds4在經過諧振時間△T3後放電至零，並受下開關S4之體二極體D4的鉗位，而全橋式逆變電路1之兩個橋臂中點之電壓差VAB亦在時間t3後逐漸上升，其中諧振時間△T3係符合公式(9)：【數學式9】（9）

而在時間t4時，雖然下開關S4兩端的電壓係放電至零，然而由於電感L之反向的電流IL仍存在，故本案之一實施態樣為待到電感L之電流IL反向放電至零後再開啟下開關S4。因此，經過一放電時間Tdelay後，下開關S4才由關斷狀態切換為導通狀態而進行下一開關週期。電感L之電流IL反向放電的放電時間Tdelay係符合公式(10)：【數學式10】（10）

由上可知，在進行單極性調變方式之全橋式逆變電路1中，若在區域A中，則採用本案之控制方法之控制器係控制上開關S3、下開關S4的開關頻率低於一預設最高頻率fmax。當在區域B中，控制器則控制上開關S3的導通狀態延長第一設定時間△T，藉此使電感L進行反向的儲能，如此一來便可使電感L與寄生電容Cpara諧振而讓下開關S4在預設電壓Vset的條件下導通(當然，較佳的實施態樣為零電壓開通)，其中在區域B中，一個開關的動作週期Ts係符合公式(11)：【數學式11】（11）其中，Tdead為同一橋臂側上之儲能開關(S4)與續流開關(S3)之間的死區時間，其係可預先進行設定。至於在區域C中，本案之控制方法係控制全橋式逆變電路1所輸出之輸出電流Io工作在斷續電流臨界模式，使電感L與全橋式逆變電路1中之寄生電容Cpara諧振，而讓下開關S4放電並將下開關S4之漏極與源極之間的電壓鉗位至零，以實現控制下開關S4在預設電壓Vset的條件下導通，其中在區域C中，一個開關的動作週期Ts係符合公式(12)：【數學式12】（12）

由上可知，在階段B和階段C是均存在電感L與電路中寄生電容諧振的情況，因此階段B和階段C在電感L上表現的電流波形會不同於階段A中電感L的電流的波形。又階段A中，全橋式逆變電路1工作在電流連續模式，而階段B和階段C中全橋式逆變電路1則工作在斷續電流臨界模式。亦即對於階段A，係控制全橋式逆變電路1中的開關以低於或等於一預設最高頻率的開關頻率工作，以降低全橋式逆變電路1中的開關損耗，而對於階段B和階段C，全橋式逆變電路1工作於斷續電流臨界模式便於實現全橋式逆變電路1中上開關或下開關的軟開關，以解決傳統逆變電路的控制方法中硬開關帶來的損耗。同時，本案會採樣交流輸出電壓Vo，依據交流輸出電壓Vo控制開關的導通時間隨著交流輸出電壓Vo之增大而增大，隨著交流輸出電壓Vo減小而減小。因此，對應地在階段C時全橋式逆變電路1中開關的開關頻率會小於階段B時全橋式逆變電路1中開關的開關頻率。

由於單極性控制的逆變電路的負半週期和正半週期工作原理比較類似，因此不再做進一步的詳細描述。請再配合第1圖，當全橋式逆變電路1工作於雙極性調變方式時，每一橋臂上之開關(上開關S1、下開關S2、上開關S3、下開關S4)的導通時間Ton可因全橋式逆變電路1為閉環系統而由閉環輸出決定，因此導通時間Ton可作為已知量。為實現橋臂上之開關的開關頻率能隨著交流輸出電壓Vo的增大而減小，通過採樣直流輸入電壓Vin及交流輸出電壓Vo。例如，通過建立以下公式(13)所示直流輸入電壓Vin/交流輸出電壓Vo與每一橋臂上之開關的關斷時間Toff的關係：【數學式13】（13）又藉由公式(13)可得到全橋式逆變電路1之一開關週期Ts’(開關週期Ts’為每一橋臂上之開關的工作週期)符合公式(14)：【數學式14】（14）

請參閱第10圖，其係為本案之控制方法應用於進行雙極性調變方式之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路之開關週期(頻率)的變化示意圖。如第10圖所示，藉由上述之公式(13)及(14)可以得到採用本案之控制方法之全橋式逆變電路1在進行雙極性調變方式時週期(頻率)的變化情況，而由第10圖的變化趨勢可知，雖然在雙極性調變方式下，每一橋臂上之開關的斷開時間Toff變成常數，但每一橋臂上之開關的導通時間Ton及開關週期Ts’的變化趨勢相似於第5圖所示在單極性調變方式下的導通時間Ton及開關週期Ts，故在全橋式逆變電路1進行雙極性調變方式下，本案之控制方法仍有部分相似於全橋式逆變電路1進行單極性調變方式下的控制方法。

請參閱第11A、11B圖所示全橋逆變電路在雙極性調變方式下本案具體的分階段控制示意圖。第11A圖示意了輸入直流電壓、輸出交流電壓以及電感上的電流的波形圖，第11B圖示意了在半個週期內對應至不同階段電感上的電流變化示意圖。如第11A圖所示，本實施例之控制方法對應於交流輸出電壓Vo分了兩個階段進行控制：階段A為電流連續模式；階段D為斷續電流臨界模式，在全橋式逆變電路1的工作模式的判斷是以電感L上的電流IL進行判斷的。於第11A圖所示的實施例中，階段A對應於交流輸出電壓Vo的半波週期的開始和結尾區域，而除階段A之外的區域則為階段D對應的區域。雖然第11B圖給出了電感L上的電流IL的變化波形，但不能直接的進行判斷，通過後續的解釋再進行說明。然而第11B圖較為明顯的體現了第10圖所示全橋逆變電路之工作頻率的變化，可以看出在區域D接近結尾階段的區域A的部分，頻率隨著輸出的減小而增大，而當進入區域A時，其工作頻率也大於區域D的工作的頻率。對於階段A，控制每一橋臂上之開關的開關頻率小於預設最高頻率。這樣可以減小在階段A時由於橋臂上開關的開關頻率過高導致的開關損耗。該預設最高頻率的設置可參考以下關係式：【數學式15】（15）

其中，fmax’為預設最高頻率，Tdead為同一橋臂上之複數個開關之間的死區時間，其係在輕載條件下可適當延長死區時間以給電路提供足夠的反向充電時間，Vo_max為交流輸出電壓Vo的最大值，L為電感L之電感值，Cpara為全橋式逆變電路1之寄生電容（比如開關之結電容、二極體之寄生電容、電感之寄生電容等）。由以上公式可知，預設最高頻率fmax’的設定和直流輸入電壓Vin和交流輸出電壓Vo的最大值有關，且可由公式(15)得出。

對於具體的階段A的控制波形示意圖，請參閱第12圖。第12圖係示意電感之電流(IL)、階段A所對應的交流電壓輸出的區間以及兩個橋臂上各自的開關的控制波形圖。在本案階段A控制的其它實施態樣中，為了簡便階段A的控制，通常會在階段A以一固定開關頻率控制橋臂上的開關。在階段A中，只要預設最高頻率fmax’中的死區時間Tead選擇合適，保證電感L具有足夠的反向電流也可實現橋臂上的開關在預設電壓電位開啟。當然，此預設電壓電位可以是零電位，從而實現零電壓開關。從第12圖中電感L的電流IL的波形可以看出，在階段A，逆變電路工作於電流連續模式，未存在諧振電流波形。在第11B圖示實施例中，階段A劃分為在交流輸出電壓Vo的半波週期內的初始和結尾階段。然而在其它實施態樣中階段A和階段D具體劃分界限可根據逆變電路具體的工作情況進行劃分。

請參閱第13圖，其係為本案之控制方法應用於以雙極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域D的工作狀態波形圖。如第13圖所示，在交流輸出電壓Vo的半波週期內的除了初始和結尾階段的其它階段進入區域D。在區域D中，每一橋臂上之開關的開關頻率皆小於預設最高頻率fmax’，且每一橋臂上之開關的導通時間及斷開時間皆由公式(13)及(14)決定，而由於雙極性調變方式，故其中之一橋臂的開關S1、S4為同步導通或斷開，另一橋臂的開關S2、S3亦為同步導通或斷開。

更進一步說明，如第13圖所示，首先在時間t1至時間t2期間：開關S1、S4為導通狀態，開關S2、S3為關斷狀態，此時直流輸入電壓Vin係對電感L進行正方向（設定從左向右，即從全橋式逆變電路1之輸入端向輸出端的方向流動為正））充電，故電感L之電流IL係線性上升，並對負載提供電能。在時間t2至時間t3期間，開關S1、S4關斷，開關S2、S3亦關斷，而在時間t2時刻，電感L的電流IL上升至最大值，且由於開關S1、S4、S2、S3均為關斷狀態，故時間t2至時間t3所經過之時間實際上係為死區時間Tdead。由於在時間t2時，電感L之電流IL上升至最大值，因此在死區時間Tdead的時間內，兩個橋臂中點之電壓差VAB迅速從直流輸入電壓Vin下降至零，並且繼續反向增加到為負值的直流輸入電壓Vin而被鉗位，因此開關S2、S3便可實現零電壓導通。在時間t3至時間t4期間，開關S1、S4為關斷狀態，開關S2、S3則在時間t3由關斷狀態切換為導通狀態，故開關S2、S3係在零電壓導通條件下導通，此時電感L之電流IL係以正方向線性下降至零。

在時間t4至時間t5期間，開關S1、S4、S2、S3均為關斷狀態，此時電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感L之電流IL因諧振開始反向(負值)充電並增加，兩個橋臂中點之電壓差VAB的兩端逐漸充電，故兩個橋臂中點之電壓差VAB之電壓值從為負值的直流輸入電壓Vin逐漸增加，其中兩個橋臂中點之電壓差VAB滿足公式(16)：【數學式16】（16）其中，，IL(0)等於零，VAB(0)等於負值的直流輸入電壓Vin，Cpara為寄生電容（比如開關管結電容、二極體之寄生電容、電感之寄生電容等），L為電感L之電感值。

而當兩個橋臂中點之電壓差VAB的電壓值在時間t4抬升，並於時間t5抬升至等於直流輸入電壓Vin時，便受直流輸入電壓Vin箝位，故反向充電過程結束，其中反向充電時間△T4(即時間t4至時間t5)滿足公式(17)：【數學式17】（17）因此在時間t4而經過反向充電時間△T4至時間t5時，兩個橋臂中點之電壓差VAB便充電到直流輸入電壓Vin，此時電感L之電流IL係反向充電而符合公式(18)：【數學式18】（18）

而在時間t5至時間t6期間，開關 S1、S4為關斷狀態，開關S2、S3為關斷狀態，其中在時間t5時刻，電感L之電流IL係反向充電至IL(t5)，兩個橋臂中點之電壓差VAB充電至直流輸入電壓Vin，並被直流輸入電壓Vin鉗位而維持在直流輸入電壓Vin，此時開關S1、開關S4實際上已經符合零電壓導通工作條件，然而由於此時電感L之電流IL並非為零，故若在此時將開關S1、S4切換為導通狀態，則交流輸出電壓Vo及輸出電流Io容易發生偏移。因此為了保證全橋式逆變電路1運作於斷續電流臨界模式，使得全橋式逆變電路1之控制器可精確控制，故本案之一實施態樣為待到電感L之電流IL反向放電至零後再導通開關S1、S4。因此在時間t5而兩個橋臂中點之電壓差VAB被充電至直流輸入電壓Vin時，係控制為關斷狀態之開關S1、S4經過一延遲時間Tdelay’後才切換為導通狀態，其中該延遲時間Tdelay’可使電感L與寄生電容Cpara諧振而使電感L之反向的電流IL減少至零，且延遲時間Tdelay’係符合公式(19)：【數學式19】（19）

而在時間t6時，開關S1、S4便由關斷狀態切換為導通狀態，且時間t6之後開關S1、S2、S3、S4係重複前述時間t1至時間t6的作動方式。

由上可知，在進行雙極性調變方式之全橋式逆變電路1中，若在區域A中，則採用本案之控制方法之控制器係控制每一橋臂上開關的開關頻率低於預設最高頻率fmax’。當在區域D中，本案之控制方法則是控制每一橋臂上之開關的開關週期Ts’係符合公式(20)：【數學式20】（20）

其中，Tdead為全橋式逆變電路1之其中之一橋臂上的任一開關與另一橋臂上之任一開關之間的死區時間，其係可預先進行設定。

由上可知，在階段D是存在電感L與電路中寄生電容諧振的情況，如圖13中所示的電感L上電流波形，因此階段D在電感L上表現的電流波形會不同於階段A中電感L的電流的波形。又階段A中，逆變電路工作在電流連續模式，而階段D逆變電路則工作在斷續電流臨界模式。亦即對於階段A，係控制逆變電路中的開關以低於或等於一預設最高頻率的開關頻率工作，以降低逆變電路中的開關損耗，而對於階段D，逆變電路工作於斷續電流臨界模式便於實現逆變電路中上開關或下開關的軟開關，以解決傳統逆變電路的控制方法中硬開關帶來的損耗。同時，本案會採樣交流輸出電壓，依據交流輸出電壓控制開關的導通時間隨著交流輸出電壓之增大而增大，隨著交流輸出電壓減小而減小。

由於雙極性控制的逆變電路的負半週期和正半週期工作原理比較類似，因此不再做進一步的詳細描述。當然，本案之控制方法並不侷限於應用於如第1圖所示之的全橋式逆變電路中，於一些實施例中，本案之控制方法亦可應用於如第14圖所示為交錯式(interleaving)逆變電路2中，其中該交錯式逆變電路2包含並聯連接之一第一全橋電路20及一第二全橋電路21、複數個電感L及複數個反並二極體D5、D6、D7、D8，第一全橋電路20之其中一橋臂係具有串聯連接之開關S1、S2，第一全橋電路20之另一橋臂同樣具有串聯連接之開關S3、S4，且開關S1、S2、S3、S4各自具有一對應的體二極體D1、D2、D3、D4。第二全橋電路21之其中一橋臂係具有串聯連接之開關S1’、S2’，第二全橋電路21之另一橋臂同樣具有串聯連接之開關S3’、S4’，且開關S1’、S2’、S3’、S4’各自具有一對應的體二極體D1’、D2’、D3’、D4’。另外，第一全橋電路20及第二全橋電路21之每一橋臂的兩個開關之間係各自連接對應之電感L之一端。複數個反並二極體D5、D6、D7、D8則電連接於交錯式逆變電路2之輸出輸，且分別與對應之電感L之另一端電連接。而本案之控制方法可同時應用於控制第一全橋電路20內進行高頻切換之開關以及控制第二全橋電路21內進行高頻切換之開關。

請參閱第15圖，並配合第14圖，其中第15圖係為第14圖所示之交錯式逆變電路的工作波形示意圖。如第14、15圖所示，第一全橋電路20及第二全橋電路21係以180°交替工作，第一全橋電路20及第二全橋電路21與第1圖所示之全橋式逆變電路1的獨立全橋電路一樣，可根據單極性調變方式或雙極性調製方式的不同，而分別工作在前述A、B、C三區域的工作區或A、D兩區域的等工作區，而於此不再贅述本案之控制方法。此外，本實施例之交錯式逆變電路2更可提高了整體電路的負載能力，並且在提高效率的情況下減小了輸出的開關次諧波，進而具有良好的輸出特性。

當然，本案之控制方法亦可用在如第16圖所示之單相半橋逆變電路3、第17圖所示之單相三電平逆變電路4或第18圖所示之傳統三相全橋式逆變電路5等，但不以此為限，以控制單相半橋逆變電路3、單相三電平逆變電路4或傳統三相全橋式逆變電路5內進行高頻切換之開關。其中當本案之控制方法應用於第16圖所示之單相半橋逆變電路3、第17圖所示之單相三電平逆變電路4或第18圖所示之傳統三相全橋式逆變電路5時，本案之控制方法僅以符合前述雙極性調變方式來進行控制，換言之，即本案之控制方法係根據頻率變化與工作實際的切換等需要而將雙極性調變方式的工作過程劃分為A、D兩個工作區域，然由於可應用於第16圖、第17圖及第18圖所示之不同電路架構的逆變電路之控制方法已於前述內容進行說明，於此亦不再贅述。

綜上所述，本案提供一種逆變電路之控制方法，該控制方法係以至少分一第一階段和一第二階段控制橋臂的上開關和下開關在交流輸出的一個交流週期內交流輸出的開關頻率，其中在第一階段控制橋臂的上開關和下開關的開關頻率小於預設最高頻率，以減少上開關和下開關的導通和關斷損耗且使逆變電路工作於電流連續模式；在第二階段控制橋臂的上開關和下開關的開關頻率使得上開關或下開關實現預設電壓電位的開啟且使得逆變電路工作於斷續電流臨界模式，藉此本案可解決逆變電路中輕載時頻率過高導致的開關損耗以及實現軟開關的功效。

1‧‧‧全橋式逆變電路
2‧‧‧交錯式逆變電路
20‧‧‧第一全橋電路
21‧‧‧第二全橋電路
3‧‧‧單相半橋逆變電路
4‧‧‧單相三電平逆變電路
5‧‧‧全橋式逆變電路
Vin‧‧‧直流輸入電壓
Vo‧‧‧交流輸出電壓
Io‧‧‧輸出電流
S1、S3‧‧‧上開關
S2、S4‧‧‧下開關
S1’~S4’‧‧‧開關
L‧‧‧電感
VA、VB、Vds4‧‧‧電壓
D1~D4、D1’~D4’‧‧‧體二極體
D5~D8‧‧‧反並二極體
T_s、T_s’‧‧‧開關週期
Ton‧‧‧導通時間
Toff‧‧‧斷開時間
fmax、fmax’‧‧‧預設最高頻率
IL‧‧‧電流
VAB‧‧‧兩個橋臂中點之電壓差
t1~t6‧‧‧時間
A、B、C、D‧‧‧區域

第1圖係為傳統全橋式逆變電路的電路結構示意圖。第2圖係為第1圖所示之全橋式逆變電路工作於單極性調變方式時的工作波形示意圖。第3圖係為第1圖所示之全橋式逆變電路工作於雙極性調變方式時的工作波形示意圖。第4圖係為傳統全橋式逆變電路於輕載條件下時，輸出電壓及輸出電流的仿真波形圖。第5圖係為本案之控制方法應用於進行單極性調變方式之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路之開關週期的變化示意圖。第6A、6B圖係為本案之控制方法應用於以單極性調變方式工作之全橋式逆變電路而進行變頻及限頻時的工作波形示意圖。第7圖係為本案之控制方法應用於以單極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域A的工作狀態波形圖。第8圖係為本案之控制方法應用於以單極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域B的工作狀態波形圖。第9圖係為本案之控制方法應用於以單極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域C的工作狀態波形圖。第10圖係為本案之控制方法應用於進行雙極性調變方式之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路之開關週期的變化示意圖。第11A、11B圖係為本案之控制方法應用於以雙極性調變方式工作之全橋式逆變電路而進行變頻及限頻時的工作波形示意圖。第12圖係為本案之控制方法應用於以雙極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域A的工作狀態波形圖。第13圖係為本案之控制方法應用於以雙極性調變方式工作之全橋式逆變電路時，全橋式逆變電路於區域D的工作狀態波形圖。第14圖係為採用本案之控制方法之交錯式逆變電路的電路結構示意圖。第15圖係為第14圖所示之交錯式逆變電路的工作波形示意圖。第16圖係為採用本案之控制方法之單相半橋逆變電路的電路結構示意圖。第17圖係為採用本案之控制方法之單相三電平逆變電路的電路結構示意圖。第18圖係為採用本案之控制方法之傳統三相全橋式逆變電路的電路結構示意圖。

Vin‧‧‧直流輸入電壓

Vo‧‧‧交流輸出電壓

IL‧‧‧電流

A、B、C‧‧‧區域

Claims

一種逆變電路之控制方法，其中該逆變電路包含至少一橋臂、至少一電感及一寄生電容，該橋臂包括至少一上開關和一下開關，該上開關與下開關串聯連接，該逆變電路通過控制該上開關和該下開關的導通與關斷而將一直流輸入轉換為一交流輸出，該控制方法包含：至少分一第一階段和一第二階段控制在交流輸出的一個交流週期內對應的該橋臂的該上開關和該下開關的一開關頻率；在該第一階段控制該橋臂的該上開關和該下開關的該開關頻率小於一預設最高頻率，以減少該上開關和該下開關的導通和關斷損耗，且使該逆變電路工作於一電流連續模式；以及在該第二階段控制該橋臂的該上開關和該下開關的該開關頻率，使得該上開關或該下開關實現一預設電壓電位的開啟，且使得該逆變電路工作於一斷續電流臨界模式。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該第一階段對應於半個交流週期內交流輸出初始和結尾區間。
如申請專利範圍第2項所述之控制方法，其中該逆變電路為雙極性控制逆變電路，其中該第二階段為該半個交流週期除去該第一階段對應的區間之外的區間。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該第二階段的該上開關和該下開關的該開關頻率小於該第一階段的該上開關和該下開關的開關頻率。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該逆變電路為單極性控制逆變電路，該第二階段包括：階段B和階段C；該階段B對應的該逆變電路的交流輸出小於二分之一的直流輸入，該階段C對應的該逆變電路的交流輸出大於或等於二分之一的直流輸入。
如申請專利範圍第5項所述之控制方法，其中在階段B控制該上開關或該逆變電路下開關延時關斷，以使該電感和該寄生電容諧振後該下開關或該上開關在下一次開啟時能達到預設電壓電位的開啟。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該第二階段的該上開關或下開關的開關頻率隨著交流輸出的增大而減小。
如申請專利範圍第7項所述之控制方法，其中該第二階段的該上開關或下開關的導通時間隨著交流輸出的增大而增大。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該第二階段的該上開關或下開關的開關頻率隨著交流輸出的減小而增大。
如申請專利範圍第9項所述之控制方法，其中該第二階段的該上開關或該下開關的導通時間隨著交流輸出的減小而減小。
如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該第一階段的該上開關或該下開關以一固定開關頻率工作。