CN106329977A - 逆变电路的控制方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种逆变电路的控制方法，逆变电路包含桥臂、电感及寄生电容，桥臂包括串联连接的上开关和下开关，逆变电路通过控制上、下开关的导通与关断而将直流输入转换为交流输出，控制方法包含：至少分一第一阶段和一第二阶段控制上、下开关在交流输出的一个交流周期内上的开关频率；在第一阶段控制上、下开关的开关频率小于预设最高频率，以减少上、下开关的导通和关断损耗，且使逆变电路工作于电流连续模式；在第二阶段控制上开关和下开关的开关频率，使得上开关或下开关实现预设电压电位的开启，且使得逆变电路工作于断续电流临界模式。本公开可解决逆变电路中轻载时频率过高导致的开关损耗以及实现软开关的技术效果。

Description

逆变电路的控制方法

技术领域

本公开涉及一种电源转换装置的控制方法，特别涉及一种逆变电路的控制方法。

背景技术

逆变电路为一种电源转换装置，其广泛应用于例如不断电系统、再生能源系统及其它备用电源系统等，逆变电路是通过内部开关的切换而将直流输入电能转换为交流输出电能。

请参阅图1，其为传统全桥式逆变电路的电路结构示意图。如图1所示，其中，Vin为直流输入电压，Vo为交流输出电压，Io为输出电流，S1～S4为4个开关，其中上开关S1、下开关S2串联连接而构成全桥电路的其中之一桥臂，上开关S3、下开关S4亦串联连接而构成全桥电路的另一桥臂，而L为电感，VA、VB分别为两个桥臂中点的电压，D1～D4分别为上开关S1、下开关S2、上开关S3、下开关S4的体二极管，D5～D8为反并二极管，电连接于全桥式逆变电路1的输出端，用以防止电路中的浪涌电流等突发状态对负载造成冲击。

请参阅图2及图3并配合图1，其中图2为图1所示的全桥式逆变电路工作于单极型调变方式时的工作波形示意图，图3为图1所示的全桥式逆变电路工作于双极型调变方式时的工作波形示意图。如图1-3所示，传统全桥式逆变电路1可工作于单极型调变方式或者双极型调变方式。其中当传统全桥式逆变电路1工作于单极型调变方式时，如图2所示，在全桥式逆变电路1所输出的交流输出电压Vo的正半周期，上开关S1保持导通状态，下开关S2保持断开，上开关S3与下开关S4是进行高频，例如一千赫兹以上，的切换作动而交替导通或断开，此时上开关S3为续流开关，下开关S4为储能开关。在全桥式逆变电路1所输出的交流输出电压Vo的负半周期，上开关S1保持关断状态，下开关S2保持导通状态，上开关S3与下开关S4是进行高频的切换作动而交替导通或断开，此时下开关S4为续流开关，上开关S3为储能开关。而由图2可知，当传统全桥式逆变电路1工作于单极型调变方式时，交流输出电压Vo依据正半周期或负半周期而仅在0至正值的直流输入电压Vin之间或是在0至负值的直流输入电压Vin之间做变动。

当全桥式逆变电路1工作于双极型调变方式时，如图3所示，全桥式逆变电路1的其中之一桥臂的上开关S1与另一桥臂的下开关S4保持相同开关动作，而其中之一桥臂的下开关S2与另一桥臂的上开关S3也保持相同开关动作，两路桥臂在载波调变下分别进行交替切换，于全桥式逆变电路1所输出的交流输出电压Vo的正负半周期对各开关的控制规律相同，所以在双极型调变方式下，上开关S1、下开关S2同上开关S3与下开关S4均以高频，例如1千赫兹以上，进行切换。而由图3可知，当全桥式逆变电路1工作于双极型调变方式时，交流输出电压Vo依据正半周期或负半周期而分别在正值的直流输入电压Vin至负值的直流输入电压Vin之间做变动。

请参阅图4并配合图1，其中图4为传统全桥式逆变电路于轻载条件下时输出电压及输出电流的仿真波形图。如图所示，由于传统的逆变电路是工作在固定的开关频率，因此当全桥式逆变电路应用于轻载时，电感L的电流的峰峰值与交流输出电压Vo的峰值处的反向电流皆较大，增加了开关的导通损耗和断开损耗，且在固定开关频率下，全桥式逆变电路1通常工作在连续电流模式，故上开关S1、S3及下开关S2、S4工作在硬开关状态，导致产生相应的开关损耗，使得传统全桥全桥式逆变电路1整体效率较低，并随之产生可能的开关噪声、寄生振荡和栅极驱动干扰等问题。

而为了解决上述传统全桥式逆变电路1所存在的问题，仅能通过增加额外的电路或是通过控制载波或调变波来改善，如此一来，又导致传统全桥式逆变电路的生产成本提高、电路设计及控制上较为复杂。

因此，如何发展一种可改善上述现有技术缺陷，且无须添加额外的电路元件，同时无须控制载波与调变波的逆变电路的控制方法，实为相关技术领域者目前所迫切需要解决的问题。

发明内容

本公开的目的在于提供一种逆变电路的控制方法，其中该逆变电路包含至少一桥臂、至少一电感及一寄生电容，该桥臂包括至少一上开关和一下开关，该上开关与下开关串联连接；该逆变电路通过控制该上开关和该下开关的导通与关断而将直流输入电压转换为交流输出电压，该控制方法包含：至少分一第一阶段和一第二阶段控制该桥臂的上开关和下开关在交流输出电压的一个交流周期内的开关频率；在该第一阶段控制该桥臂的上开关和下开关的开关频率小于一预设最高频率，以减少该上开关和该下开关的导通和关断损耗，且使该逆变电路工作于电流连续模式；在该第二阶段控制该桥臂的上开关和下开关的开关频率，使得上开关或下开关实现预设电压电位的开启，且使得该逆变电路工作于断续电流临界模式。

通过以上所示意的本公开一广义实施例可解决逆变电路中轻载时频率过高所导致的开关损耗问题，并实现软开关的技术效果。其中在本公开的一实施方式中，在第一阶段的控制中，上开关或下开关以固定开关频率工作。这样利于简化在第一阶段的控制。

其中在本公开的另一实施方式中，在第二阶段的控制中，上开关或下开关的开关频率随着交流输出的增大而减小，利于控制逆变器工作于DCMB模式且实现逆变电路的软开关技术效果。

其中在本公开的又一实施方式中，对于单极型控制的逆变电路，在逆变电路的交流输出小于和等于二分之一的交流输入对应的第二阶段中的阶段B控制该上开关或下开关延时关断，以使在该电感和该寄生电容谐振后该下开关或该上开关在下一次开启时能达到预设电压电位的开启。此种方式的控制利于实现该上开关或下开关的软开关功能。

为达上述目的，本公开的一较广义实施方式为提供一种逆变电路的控制方法，其中逆变电路包含至少一桥臂、至少一电感及寄生电容，桥臂包括至少一上开关和下开关，上开关与下开关串联连接，逆变电路通过控制上开关和下开关的导通与关断而将直流输入转换为一交流输出，控制方法包含：至少分第一阶段和第二阶段控制交流周期内交流输出对应的桥臂的上开关和下开关的开关频率；在第一阶段控制桥臂的上开关和下开关的开关频率小于预设最高频率，以减少上开关和下开关的导通和关断损耗且使逆变电路工作于电流连续模式；以及在第二阶段控制桥臂的上开关和下开关的开关频率，使得上开关或下开关实现预设电压电位的开启且使得逆变电路工作于断续电流临界模式。

附图说明

图1为传统全桥式逆变电路的电路结构示意图。

图2为图1所示的全桥式逆变电路工作于单极型调变方式时的工作波形示意图。

图3为图1所示的全桥式逆变电路工作于双极型调变方式时的工作波形示意图。

图4为传统全桥式逆变电路于轻载条件下时，输出电压及输出电流的仿真波形图。

图5为本公开的控制方法应用于进行单极型调变方式的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路的开关周期的变化示意图。

图6A、6B为本公开的控制方法应用于以单极型调变方式工作的全桥式逆变电路而进行变频及限频时的工作波形示意图。

图7为本公开的控制方法应用于以单极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域A的工作状态波形图。

图8为本公开的控制方法应用于以单极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域B的工作状态波形图。

图9为本公开的控制方法应用于以单极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域C的工作状态波形图。

图10为本公开的控制方法应用于进行双极型调变方式的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路的开关周期的变化示意图。

图11A、11B为本公开的控制方法应用于以双极型调变方式工作的全桥式逆变电路而进行变频及限频时的工作波形示意图。

图12为本公开的控制方法应用于以双极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域A的工作状态波形图。

图13为本公开的控制方法应用于以双极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域D的工作状态波形图。

图14为采用本公开的控制方法的交错式逆变电路的电路结构示意图。

图15为图14所示的交错式逆变电路的工作波形示意图。

图16为采用本公开的控制方法的单相半桥逆变电路的电路结构示意图。

图17为采用本公开的控制方法的单相三电平逆变电路的电路结构示意图。

图18为采用本公开的控制方法的传统三相全桥式逆变电路的电路结构示意图。

附图标记说明：

1：全桥式逆变电路

2：交错式逆变电路

20：第一全桥电路

21：第二全桥电路

3：单相半桥逆变电路

4：单相三电平逆变电路

5：全桥式逆变电路

Vin：直流输入电压

Vo：交流输出电压

Io：输出电流

S1、S3、上开关

S2、S4：下开关

S1’～S4’：开关

L：电感

VA、VB、Vds4：电压

D1～D4、D1’～D4’：体二极管

D5～D8：反并二极管

Ts、Ts’：开关周期

Ton：导通时间

Toff：断开时间

fmax、fmax’：预设最高频率

IL：电流

VAB：两个桥臂中点的电压差

t1～t6：时间

A、B、C、D：区域

具体实施方式

体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作对其进行说明用，而非架构于限制本公开。

本公开提出一种逆变电路的控制方法。逆变电路包括至少一桥臂、一电感和一寄生电容。其中，桥臂包括两个相互串联的上开关和下开关。该控制方法控制逆变电路选择性地运作于电流临界断续(discontinuous current mode boundary；DCMB)模式，更具体地说明，即本公开的控制方法对应于逆变电路所输出的交流输出电压的半个周期至少分两个阶段：以第一阶段和第二阶段来分别进行控制，在第一阶段的控制中，控制桥臂的上开关和下开关的开关频率小于预设最高频率，以减少上开关和下开关的导通和关断损耗，且使逆变电路工作于电流连续模式；在第二阶段的控制中，控制桥臂的上开关和下开关的开关频率，使得上开关或下开关实现预设电压电位的开启且使得逆变电路工作于断续电流临界模式。

更进一步说明，即不论逆变电路是工作于单极型调变方式或双极型调变方式，皆为控制进行交错高频切换的两个开关在输出电压的半波周期内初始和结尾阶段的开关频率小于预设最高频率，且使逆变电路工作于电流连续模式，另外，亦控制进行交错高频切换的两个开关在交流输出电压的半波周期内的除初始和结尾阶段的其它阶段工作于变频且频率小于预设最高频率而逆变器工作于电流断续临界模式，如此一来，便可解决逆变电路中轻载时频率过高导致的开关损耗以及实现软开关的技术效果。

本发明先以一具体的逆变电路进行举例说明其控制方法。例如逆变电路为图1所示的全桥式逆变电路1，其中全桥式逆变电路1其桥臂的上开关和下开关可采用具高效的宽禁带半导体元件(如氮化镓GaN，其体二极管的反向电流具有快速恢复特性)，以进一步提高逆变电路的工作效率。由于全桥式逆变电路1的交流输出电压Vo的正半周期或负半周期的控制原理相似，故以下亦仅以正半周期的工作来说明本发明的控制方法的具体实施方式。

请配合图1，全桥式逆变电路1既可工作于单极型调变方式又可工作于双极型调变方式，且全桥式逆变电路1为闭环系统。其中当全桥式逆变电路1工作于单极型调变方式且于交流输出电压Vo的正半周期时，上开关S3为续流开关，下开关S4为储能开关，而在交流输出电压Vo的负半周期时，上开关S3为储能开关，下开关S4为续流开关。在交流输出电压Vo的正半周期时，上开关S3或下开关S4的导通时间Ton可因全桥式逆变电路1为闭环系统而由闭环输出决定，因此导通时间Ton可作为已知量。为实现上开关S3或下开关S4的开关频率能随着交流输出电压Vo的增大而减小，可通过采样直流输入电压Vin及交流输出电压Vo。例如，通过建立以下公式(1)所示直流输入电压Vin/交流输出电压Vo与下开关S4或上开关S3的关断时间Toff的关系：

$Toff=\frac{Vin-Vo\left(t\right)}{Vo\left(t\right)}Ton---\left(1\right)$

又通过公式(1)可得到全桥式逆变电路1的一开关周期Ts(开关周期Ts可为上开关S3、下开关S4的工作周期，而开关频率为开关周期Ts的倒数)符合公式(2)：

Ts＝Ton+Toff (2)

请参阅图5，其为本发明的控制方法应用于进行单极型调变方式的全桥式逆变电路，全桥式逆变电路的开关周期(频率)的变化示意图。如图5所示，通过上述的公式(1)及(2)可以得到采用本公开的控制方法的全桥式逆变电路1在进行单极型调变方式时开关周期Ts(开关频率)的变化情况，而由图5的变化趋势可知，在交流输出电压Vo的正半周期时，随着相角的变化，全桥式逆变电路1的开关周期Ts是先逐渐增加，并在四分之一开关周期Ts时达到最大，随后即逐渐减小，而由于开关频率为周期的倒数，故开关频率的变化则随着相角的变化而由刚开始的最大值逐渐减小，接着到达一个最小值后又反向增加断续临界模式断续临界模式

请参阅图6A、6B所示全桥逆变电路在单极型调变方式下的本公开具体的分阶段控制一实施例的示意图。图6A示意了输入直流电压、输出交流电压以及电感上的电流的波形图，图6B示意了在半个周期内对应至不同阶段时电感上的电流的变化示意图。图6A所示，本实施例的控制方法对应于交流输出电压Vo分了三个阶段进行控制：阶段A为电流连续模式；阶段B和阶段C为电流断续临界模式。在全桥式逆变电路1的工作模式的判断是以电感L上的电流进行判断的，虽然图6B给出了电感L上的电流IL的变化波形，但不能直接的进行判断，通过后续的解释再进行说明。于图6A所示的实施例中，阶段A对应于交流输出电压Vo的半波周期的开始和结尾区域，而除阶段A之外的区域则为阶段B和阶段C对应的区域。

对于阶段A，控制桥臂的上开关S3和下开关S4的开关频率小于一预设最高频率。这样可以减小在阶段A时由于桥臂上的开关的开关频率过高导致的开关损耗。该预设最高频率的设置可参考以下关系式：

$f\max =\frac{Tdead*(Vin-Vo\_max)}{4*L*Cpara*{\mathrm{Vin}}^2}*Vo\_max---\left(3\right)$

其中，fmax为预设最高频率，Tdead为同一桥臂上的多个开关之间(例如储能开关及续流开关之间)的死区时间，其是在轻载条件下可适当延长死区时间以给电路提供足够的反向充电时间，Vo_max为交流输出电压Vo的最大值，L为电感L的电感值，Cpara为全桥式逆变电路1的寄生电容(比如开关的结电容、二极管的寄生电容、电感的寄生电容等)。由以上公式可知，预设最高频率fmax的设定和直流输入电压Vin和交流输出电压Vo的最大值有关，且可由公式(3)得出。

对于具体的阶段A的控制波形示意图，请参阅图7。图7是示意电感的电流(IL)、阶段A所对应的交流电压输出的区间以及上开关和下开关的控制波形图。在阶段A控制的其它实施方式中，为了简便阶段A的控制，通常会在阶段A以一固定开关频率控制桥臂的上开关或下开关。在阶段A中，只要预设最高频率fmax中的死区时间Tead选择合适，保证电感L具有足够的反向电流也可实现上开关S3和下开关S4在预设电压点位开启。当然，此预设电压点位可以是零电位，从而实现零电压开关。在图6B示实施例中，阶段A的划分是以交流输出电压Vo大于或等于零，且小于或等于五分之一直流输入电压Vin时进入A区域。然而在其它实施方式中可根据具体逆变电路的情况去划分阶段A与其他阶段的界限，并不局限在此所举的实施例的情况。请参阅图8，其为控制方法的一实施例应用于以单极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域B的工作状态波形图。如图8所示，当交流输出电压Vo小于二分之一直流输入电压Vin是进入区域B。在区域B中，对应控制为续流开关的上开关S3的导通状态延长第一设定时间△T，以使在延长的接续时间段内而电感L和寄生电容Cpara谐振后，下开关S4在下一次开启时能达到一预设电压电位的开启，同时控制全桥式逆变电路1工作在电流断续临界模式。更进一步说明，如图8所示，首先在时刻t1至时刻t2期间：上开关S1长时间为导通状态(未图示)，下开关S2长时间为关断状态(未图示)，上开关S3为关断状态，下开关S4为导通状态，此时直流输入电压Vin是对电感L进行正方向(设定从左向右，即从全桥式逆变电路1的输入端向输出端的方向流动为正)充电，故电感L的电流IL是线性上升，并对负载提供电能。在时刻t2至时刻t3期间，上开关S1长时间为导通状态，下开关S2长时间为关断状态，上开关S3为导通状态，下开关S4在时刻t2时由导通状态切换为关断状态，且电感L的电流IL于时刻t2时上升至最大值，并于时刻t2以后以正方向线性下降。

在时刻t3至时刻t4期间，上开关S1长时间为导通状态，下开关S2长时间为关断状态，且在t3时刻，由于电感L的电流IL以正方向降至为零。若此时上开关S3切换为关断状态，则电感L和此时电路中的寄生电容发生谐振，然而此时电感L所积蓄的能量是不足以让谐振后的下开关S4两端的电压降至预设电压电位。因此在此时将上开关S3的导通状态延长第一设定时间△T(即时刻t3至时刻t4所经过的时间)，使得电感有足够大的反向充电电流，那么在时刻t4至时刻t5区间，电感L与此时电路中的寄生电感的谐振才有可能让下开关S4两端的电压降至预设电压电位。，其中第一设定时间△T符合公式(4)：

$\mathrm{\Δ}T\≥\frac{1}{\mathrm{\ω}}\sqrt{\frac{{(Vin-Vset-Vo)}^2}{{\mathrm{Vo}}^2}-1}---\left(4\right)$

其中，电感L的电感值，Cpara为全桥式逆变电路1的寄生电容(比如开关的结电容、二极管的寄生电容、电感的寄生电容等)的电容值，Vset为期望下开关S4两端的电压在由关断状态切换为导通状态时所等于的预设电压。通过将上开关S3的导通状态延长第一设定时间△T，使全桥式逆变电路1的输出端上的负载在第一设定时间△T内对电感L进行反方向充电，此时电感L的电流IL满足公式(5)：

$IL\left(t\right)=-\frac{Vo}{L}t---\left(5\right)$

在时刻t4至时刻t5期间，上开关S1长时间为导通状态，下开关S2长时间为关断状态，且上开关S3在时刻t4时由导通状态切换为关断状态，下开关S4则为关断状态，而在上开关S3切换为关断状态时，电感L与寄生电容Cpara将发生谐振，此时电感L为反向(负值)的电流IL因谐振而逐渐为零，下开关S4两端的电压，即Vds4，亦逐渐放电至零，然而在其它的实施方式中，也可通过缩短时刻t3至时刻t4的时间间隔，而使得下开关S4两端的电压降至一预设电压电平。随着下开关S4两端电压的下降，而全桥式逆变电路1的两个桥臂中点的电压差VAB亦逐渐上升，其中电感L上的电流IL满足公式(6)：

$IL\left(t\right)=\frac{-V_o\·sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{\mathrm{\ω}L}+\frac{-Vo}{L}\·\mathrm{\Δ}T\·cos\left(\mathrm{\ω}t\right)---\left(6\right)$

而在上开关S3由导通状态切换为关断状态后，即时刻t4后，为了使电感L可与寄生电容Cpara进行谐振而使电感L为反向的电流IL降至为零，，故本实施例的控制方法控制下开关S4在上开关S3由导通状态切换为关断状态并经过一第二设定时间△T2后由关断状态切换为导通状态，使电感L的电流IL在第二设定时间△T2内是反向放电至零，其中第二设定时间△T2(例如图8所示的时刻t4至时刻t5所经过的时间)符合公式(7)：

$\mathrm{\Δ}T2=\frac{\mathrm{\π}-arctan(\mathrm{\Δ}T\·\mathrm{\ω})}{\mathrm{\ω}}---\left(7\right)$

而在时刻t5至时刻t6期间，上开关S1长时间为导通状态，下开关S2长时间为关断状态，上开关S3为关断状态，且在时刻t5时，电感L的电流IL已反向放电至零。下开关S4两端的电压亦已放电至零，此时本公开的控制方法便控制下开关S4以零电压条件下由关断状态切换为导通状态，并进入下一开关周期。其中图8省略显示上开关S3及下开关S4的死区时间。

由以上第一设定时间△T的公式(4)可以看出，该阶段B对应的逆变电路的交流输出小于二分之一的交流输入才会存在第一设定时间△T，才会需要对上开关S3进行延时关断，使得电感L进行反向充电，以使得在接续的谐振时间内，下开关S4两端的电压降至一预设电压电位。

请参阅图9，其为本公开的控制方法应用于以单极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域C的工作状态波形图。如图9所示，当交流输出电压Vo大于或等于二分之一直流输入电压Vin时进入区域C，而在区域C中，全桥式逆变电路1的控制器在图9所示的时间区间t1～t2及时间区间t2～t3控制全桥式逆变电路1内的开关的模式分别同于在图8所示的时间t1～t2及时间t2～t3控制全桥式逆变电路1内的开关的模式，故于此不再赘述。而在图9所示的时间区间t3～t4期间，由于上开关S3和下开关S4均已关闭，电感L与寄生电容Cpara由电感L的反方向产生谐振，此时上开关S3两端的电压Vds3及电感L的电流IL分别符合公式(8)：

$\left\{\begin{array}{c}IL\left(t\right)=\frac{-Vo\·Sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{\mathrm{\ω}L}\\ Vds3\left(t\right)=(0-cos(\mathrm{\ω}t))Vo+Vo\end{array}\right.---\left(8\right)$

通过谐振使上开关S3两端的电压可充电至直流输入电压Vin，下开关S4两端的电压Vds4亦可放电至零，故本实施例的控制方法更需要在上开关S3切换为关断状态(即时刻t3)后控制一谐振时间△T3，以使下开关S4两端的电压Vds4在经过谐振时间△T3后放电至零，并受下开关S4的体二极管D4的钳位，而全桥式逆变电路1的两个桥臂中点的电压差VAB亦在时刻t3后逐渐上升，其中谐振时间△T3符合公式(9)：

$\mathrm{\Δ}T3=\frac{arccos(1-\frac{Vin}{Vo})}{\mathrm{\ω}}---\left(9\right)$

而在时刻t4时，虽然下开关S4两端的电压是放电至零，然而由于电感L的反向的电流IL仍存在，故本实施例为待到电感L的电流IL反向放电至零后再开启下开关S4。因此，经过一放电时间Tdelay后，下开关S4才由关断状态切换为导通状态而进行下一开关周期。电感L的电流IL反向放电的放电时间Tdelay符合公式(10)：

$Tdelay=\frac{IL\·sin(w\·\mathrm{\Δ}T3)}{Vin-Vo}L---\left(10\right)$

由上可知，在进行单极型调变方式的全桥式逆变电路1中，若在区域A中，则采用本实施例中控制方法的控制器控制上开关S3、下开关S4的开关频率低于一预设最高频率fmax。当在区域B中，控制器则控制上开关S3的导通状态延长第一设定时间△T，藉此使电感L进行反向的储能，如此一来便可使电感L与寄生电容Cpara谐振而让下开关S4在预设电压Vset的条件下导通(当然，较佳的实施例为零电压开通)，其中在区域B中，一个开关的动作周期Ts符合公式(11)：

Ts＝Ton+Toff+Tdead+ΔT1+ΔT2 (11)

其中，Tdead为同一桥臂侧上的储能开关(S4)与续流开关(S3)之间的死区时间，其可预先进行设定。至于在区域C中，本实施例公开的控制方法中控制全桥式逆变电路1所输出的输出电流Io工作在电流断续临界模式，使电感L与全桥式逆变电路1中的寄生电容Cpara谐振，而让下开关S4放电并将下开关S4的漏极与源极之间的电压钳位至零，以实现控制下开关S4在条件下导通，其中在区域C中，一个开关的动作周期Ts符合公式(12)：

Ts＝Ton+Toff+Tdead+ΔT3+Tdelay (12)

由上可知，在阶段B和阶段C是均存在电感L与电路中寄生电容谐振的情况，因此阶段B和阶段C在电感L上表现的电流波形会不同于阶段A中电感L的电流的波形。又阶段A中，全桥式逆变电路1工作在电流连续模式，而阶段B和阶段C中全桥式逆变电路1则工作在断续电流临界模式。亦即对于阶段A，控制全桥式逆变电路1中的开关以低于或等于一预设最高频率的开关频率工作，以降低全桥式逆变电路1中的开关损耗，而对于阶段B和阶段C，全桥式逆变电路1工作于断续电流临界模式便于实现全桥式逆变电路1中上开关或下开关的软开关，以解决传统逆变电路的控制方法中硬开关带来的损耗。同时，本公开会采样交流输出电压Vo，依据交流输出电压Vo控制开关的导通时间随着交流输出电压Vo的增大而增大，随着交流输出电压Vo减小而减小。因此，对应地在阶段C时全桥式逆变电路1中开关的开关频率会小于阶段B时全桥式逆变电路1中开关的开关频率。

由于单极型控制的逆变电路的负半周期和正半周期工作原理比较类似，因此不再做进一步的详细描述。请再配合图1，当全桥式逆变电路1工作于双极型调变方式时，每一桥臂上的开关(上开关S1、下开关S2、上开关S3、下开关S4)的导通时间Ton可因全桥式逆变电路1为闭环系统而由闭环输出决定，因此导通时间Ton可作为已知量。为实现桥臂上的开关的开关频率能随着交流输出电压Vo的增大而减小，通过采样直流输入电压Vin及交流输出电压Vo。例如，通过建立以下公式(13)所示直流输入电压Vin/交流输出电压Vo与每一桥臂上的开关的关断时间Toff的关系：

$Toff=\frac{Vin-Vo\left(t\right)}{Vin+Vo\left(t\right)}Ton---\left(13\right)$

又通过公式(13)可得到全桥式逆变电路1的一开关周期Ts’(开关周期Ts’为每一桥臂上的开关的工作周期)符合公式(14)：

Ts'＝Ton+Toff (14)

请参阅图10，其为控制方法的一实施例应用于进行双极型调变方式的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路的开关周期(频率)的变化示意图。如图10所示，通过上述的公式(13)及(14)可以得到本实施例的控制方法之下的全桥式逆变电路1在进行双极型调变方式时周期(频率)的变化情况。由图10的变化趋势可知，虽然在双极型调变方式下，每一桥臂上的开关的断开时间Toff变成常数，但每一桥臂上的开关的导通时间Ton及开关周期Ts’的变化趋势相似于图5所示在单极型调变方式下的导通时间Ton及开关周期Ts。故在全桥式逆变电路1进行双极型调变方式下的控制方法仍有部分相似于全桥式逆变电路1进行单极型调变方式下的控制方法。

请参阅图11A、11B所示全桥逆变电路在双极型调变方式下本公开具体的分阶段控制示意图。图11A示意了输入直流电压、输出交流电压以及电感上的电流的波形图，图11B示意了在半个周期内对应至不同阶段电感上的电流变化示意图。图11A所示，本实施例的控制方法对应于交流输出电压Vo分了两个阶段进行控制：阶段A为电流连续模式；阶段D为电流断续临界模式，在全桥式逆变电路1的工作模式的判断是以电感L上的电流IL进行判断的。于图11A所示的实施例中，阶段A对应于交流输出电压Vo的半波周期的开始和结尾区域，而除阶段A之外的区域则为阶段D对应的区域。虽然图11B给出了电感L上的电流IL的变化波形，但不能直接的进行判断，通过后续的解释再进行说明。然而图11B较为明显的体现了图10所示全桥逆变电路的工作频率的变化，可以看出在区域D接近结尾阶段的区域A的部分，频率随着输出的减小而增大，而当进入区域A时，其工作频率也大于区域D的工作的频率。对于阶段A，控制每一桥臂上的开关的开关频率小于预设最高频率。这样可以减小在阶段A时由于桥臂上开关的开关频率过高导致的开关损耗。该预设最高频率的设置可参考以下关系式：

${\mathrm{fmax}}^{\′}=\frac{Tdead*({\mathrm{Vin}}^2-Vo\_{\max }^2)}{8*L*Cpara*{\mathrm{Vin}}^2}---\left(15\right)$

其中，fmax’为预设最高频率，Tdead为同一桥臂上的多个开关之间的死区时间，其是在轻载条件下可适当延长死区时间以给电路提供足够的反向充电时间，Vo_max为交流输出电压Vo的最大值，L为电感L的电感值，Cpara为全桥式逆变电路1的寄生电容(比如开关的结电容、二极管的寄生电容、电感的寄生电容等)。由以上公式可知，预设最高频率fmax’的设定和直流输入电压Vin和交流输出电压Vo的最大值有关，且可由公式(15)得出。

对于具体的阶段A的控制波形示意图，请参阅图12。图12是示意电感的电流(IL)、阶段A所对应的交流电压输出的区间以及两个桥臂上各自的开关的控制波形图。在阶段A控制的其它实施例中，为了简便阶段A的控制，通常会在阶段A以一固定开关频率控制桥臂上的开关。在阶段A中，只要预设最高频率fmax’中的死区时间Tead选择合适，保证电感L具有足够的反向电流也可实现桥臂上的开关在预设电压电位开启。当然，此预设电压点位可以是零电位，从而实现零电压开关。从图12中电感L的电流IL的波形可以看出，在阶段A，逆变电路工作于电流连续模式，未存在谐振电流波形。在图11B示实施例中，阶段A划分为在交流输出电压Vo的半波周期内的初始和结尾阶段。然而在其它实施例中阶段A和阶段D具体划分界限可根据逆变电路具体的工作情况进行划分。

请参阅图13，其为本实施例的控制方法应用于以双极型调变方式工作的全桥式逆变电路时，全桥式逆变电路于区域D的工作状态波形图。如图13所示，在交流输出电压Vo的半波周期内的除了初始和结尾阶段的其它阶段进入区域D。在区域D中，每一桥臂上的开关的开关频率皆小于预设最高频率fmax’，且每一桥臂上的开关的导通时间及断开时间皆由公式(13)及(14)决定，而由于双极型调变方式，故其中之一桥臂的开关S1、S4为同步导通或断开，另一桥臂的开关S2、S3亦为同步导通或断开。

更进一步说明，如图13所示，首先在时刻t1至时刻t2期间：开关S1、S4为导通状态，开关S2、S3为关断状态，此时直流输入电压Vin是对电感L进行正方向(设定从左向右，即从全桥式逆变电路1的输入端向输出端的方向流动为正))充电，故电感L的电流IL是线性上升，并对负载提供电能。在时刻t2至时刻t3期间，开关S1、S4关断，开关S2、S3亦关断，而在t2时刻，电感L的电流IL上升至最大值，且由于开关S1、S4、S2、S3均为关断状态，故时刻t2至时刻t3所经过的时间实际上为死区时间Tdead。由于在时刻t2时，电感L的电流IL上升至最大值，因此在死区时间Tdead的时间内，两个桥臂中点的电压差VAB迅速从直流输入电压Vin下降至零，并且继续反向增加到为负值的直流输入电压Vin而被钳位，因此开关S2、S3便可实现零电压导通。在时刻t3至时刻t4区间，开关S1、S4为关断状态，开关S2、S3则在时刻t3由关断状态切换为导通状态，故开关S2、S3是在零电压导通条件下导通，此时电感L的电流IL是以正方向线性下降至零。

在时刻t4至时刻t5期间，开关S1、S4、S2、S3均为关断状态，此时电感L与寄生电容Cpara发生谐振，电感L的电流IL因谐振开始反向(负值)充电并增加，两个桥臂中点的电压差VAB的两端逐渐充电，故两个桥臂中点的电压差VAB的电压值从为负值的直流输入电压Vin逐渐增加，其中两个桥臂中点的电压差VAB满足公式(16)：

$\{\begin{array}{c}VAB\left(t\right)=-IL\left(0\right)\·\mathrm{\ω}\·L\·sin(\mathrm{\ω}\·t)+\left(VAB\right(0)-Vo)\·COS(\mathrm{\ω}\·t)+Vo\\ VAB\left(t\right)=(-V_{in}-V_o)\·\cos (\mathrm{\ω}\·t)+Vo=Vin\end{array}---\left(16\right)$

其中，(0)等于零，VAB(0)等于负值的直流输入电压Vin，Cpara为寄生电容(比如开关管结电容、二极管的寄生电容、电感的寄生电容等)，L为电感L的电感值。

而当两个桥臂中点的电压差VAB的电压值在时刻t4抬升，并于时刻t5抬升至等于直流输入电压Vin时，便受直流输入电压Vin箝位，故反向充电过程结束，其中反向充电时间△T4(即时刻t4至时刻t5的时间区间)满足公式(17)：

$\mathrm{\Δ}T4=\frac{arccos\left(\frac{Vin-Vo}{Vin+Vo}\right)}{\mathrm{\ω}}---\left(17\right)$

因此在时刻t4经过反向充电时间△T4至时刻t5时，两个桥臂中点的电压差VAB便充电到直流输入电压Vin，此时电感L的电流IL是反向充电而符合公式(18)：

$IL\left(t\right)=-IL\left(0\right)\·cos\left(\mathrm{\ω}t\right)+\frac{VAB\left(0\right)-Vo}{\mathrm{\ω}\·L}\·sin(\mathrm{\ω}\·t)---\left(18\right)$

而在时刻t5至时刻t6期间，开关S1、S4为关断状态，开关S2、S3为关断状态，其中在t5时刻，电感L的电流IL是反向充电至iL(t5)，两个桥臂中点的电压差VAB充电至直流输入电压Vin，并被直流输入电压Vin钳位而维持在直流输入电压Vin，此时开关S1、开关S4实际上已经符合零电压导通工作条件，然而由于此时电感L的电流IL并非为零，故若在此时将开关S1、S4切换为导通状态，则交流输出电压Vo及输出电流Io容易发生偏移。因此为了保证全桥式逆变电路1运作于电流断续临界模式，使得全桥式逆变电路1的控制器可精确控制，故本实施优选为待到电感L的电流IL反向放电至零后再导通开关S1、S4。因此在时刻t5，两个桥臂中点的电压差VAB被充电至直流输入电压Vin时，控制为关断状态的开关S1、S4经过一延迟时间Tdelay’后才切换为导通状态，其中该延迟时间Tdelay’可使电感L与寄生电容Cpara谐振而使电感L的反向的电流IL减少至零，且延迟时间Tdelay’符合公式(19)：

${\mathrm{Tdelay}}^{\′}=\frac{IL\·sin(w\·\mathrm{\Δ}T4)}{Vin-Vo}L---\left(19\right)$

而在时刻t6时，开关S1、S4便由关断状态切换为导通状态，且时刻t6之后开关S1、S2、S3、S4是重复前述时刻t1至时刻t6的作动方式。

由上可知，在进行双极型调变方式的全桥式逆变电路1中，若在区域A中，则控制每一桥臂上开关的开关频率低于预设最高频率fmax’。当在区域D中，则控制每一桥臂上的开关的开关周期Ts’符合公式(20)：

Ts'＝Ton+Toff+Tdead+ΔT4+Tdelay' (20)

其中，Tdead为全桥式逆变电路1的其中之一桥臂上的任一开关与另一桥臂上的任一开关之间的死区时间，其是可预先进行设定。

由上可知，在阶段D是存在电感L与电路中寄生电容谐振的情况，如图13中所示的电感L上电流波形，因此阶段D在电感L上表现的电流波形会不同于阶段A中电感L的电流的波形。又阶段A中，逆变电路工作在电流连续模式，而阶段D逆变电路则工作在断续电流临界模式。亦即对于阶段A，控制逆变电路中的开关以低于或等于一预设最高频率的开关频率工作，以降低逆变电路中的开关损耗，而对于阶段D，逆变电路工作于断续电流临界模式便于实现逆变电路中上开关或下开关的软开关，以解决传统逆变电路的控制方法中硬开关带来的损耗。同时，本公开会采样交流输出电压，依据交流输出电压控制开关的导通时间随着交流输出电压的增大而增大，随着交流输出电压减小而减小。

由于双极型控制的逆变电路的负半周期和正半周期工作原理比较类似，因此不再做进一步的详细描述。当然，在此所公开的控制方法并不局限于应用于如图1所示的的全桥式逆变电路中，于一些实施例中，本发明所要保护之控制方法亦可应用于如图14所示为交错式(interleaving)逆变电路2中，其中该交错式逆变电路2包含并联连接的一第一全桥电路20及一第二全桥电路21、多个电感L及多个反并二极管D5、D6、D7、D8，第一全桥电路20的其中一桥臂具有串联连接的开关S1、S2，第一全桥电路20的另一桥臂同样具有串联连接的开关S3、S4，且开关S1、S2、S3、S4各自具有一对应的体二极管D1、D2、D3、D4。第二全桥电路21的其中一桥臂具有串联连接的开关S1’、S2’，第一全桥电路20的另一桥臂同样具有串联连接的开关S3’、S4’，且开关S1’、S2’、S3’、S4’各自具有一对应的体二极管D1’、D2’、D3’、D4’。另外，第一全桥电路20及第二全桥电路21的每一桥臂的两个开关之间是各自连接对应的电感L的一端。多个反并二极管D5、D6、D7、D8则电连接于交错式逆变电路2的输出输，且分别与对应的电感L的另一端电连接。而控制方法亦可同时应用于控制第一全桥电路20内进行高频切换的开关以及控制第二全桥电路21内进行高频切换的开关。

请参阅图15，并配合图14，其中图15为图14所示的交错式逆变电路的工作波形示意图。如图14、15所示，第一全桥电路20及第二全桥电路21是以180°交替工作，第一全桥电路20及第二全桥电路21与图1所示的全桥式逆变电路1的独立全桥电路一样，可根据单极型调变方式或双极型调制方式的不同，而分别工作在前述A、B、C三区域的工作区或A、D两区域的等工作区，而于此不再赘述以上所公开的控制方法的内容。此外，本实施例的交错式逆变电路2更可提高了整体电路的负载能力，并且在提高效率的情况下减小了输出的开关次谐波，进而具有良好的输出特性。

当然，该控制方法亦可用在如图16所示的单相半桥逆变电路3、图17所示的单相三电平逆变电路4或图18所示的传统三相全桥式逆变电路5等，但不以此为限，以控制单相半桥逆变电路3、单相三电平逆变电路4或传统三相全桥式逆变电路5内进行高频切换的开关。其中当该控制方法应用于图16所示的单相半桥逆变电路3、图17所示的单相三电平逆变电路4或图18所示的传统三相全桥式逆变电路时，具体的控制方式仅以符合前述双极型调变方式来进行控制，换言之，如以上双极型调变方式的全桥逆变电路对应的控制方法的实施例中所介绍：根据频率变化与工作实际的切换等需要而将双极型调变方式的工作过程划分为A、D两个工作区域。由于以上对于此种控制方法的实施例已描述的较为详细，于此亦不再赘述。

综上所述，本发明的主要之目的在于提供一种逆变电路的控制方法，该控制方法以至少分一第一阶段和一第二阶段控制桥臂的上开关和下开关在交流输出的一个交流周期内交流输出的开关频率，其中在第一阶段控制桥臂的上开关和下开关的开关频率小于预设最高频率，以减少上开关和下开关的导通和关断损耗且使逆变电路工作于电流连续模式；在第二阶段控制桥臂的上开关和下开关的开关频率使得上开关或下开关实现预设电压电位的开启且使得逆变电路工作于断续电流临界模式，藉此可解决传统逆变电路的控制方法中轻载时频率过高导致的开关损耗并利于实现软开关的技术效果。

Claims (11)

1.一种逆变电路的控制方法，其中该逆变电路包含至少一桥臂、至少一电感及一寄生电容，该桥臂包括至少一上开关和一下开关，该上开关与下开关串联连接，该逆变电路通过控制该上开关和该下开关的导通与关断而将一直流输入转换为一交流输出，其特征在于，该控制方法包含：

至少分一第一阶段和一第二阶段控制在交流输出的一个交流周期内对应的该桥臂的该上开关和该下开关的一开关频率；

在该第一阶段控制该桥臂的该上开关和该下开关的该开关频率小于一预设最高频率，以减少该上开关和该下开关的导通和关断损耗，且使该逆变电路工作于一电流连续模式；

在该第二阶段控制该桥臂的该上开关和该下开关的该开关频率，使得该上开关或该下开关实现一预设电压电位的开启，且使得该逆变电路工作于一断续电流临界模式。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该第一阶段对应于半个交流周期内交流输出初始和结尾区间。

3.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，该逆变电路为双极型控制逆变电路，其中该第二阶段为该半个交流周期除去该第一阶段对应的区间之外的区间。

4.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该第二阶段的该上开关和该下开关的该开关频率小于该第一阶段的该上开关和该下开关的开关频率。

5.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该逆变电路为单极型控制逆变电路，该第二阶段包括：阶段B和阶段C；该阶段B对应的该逆变电路的交流输出小于二分之一的直流输入，该阶段C对应的该逆变电路的交流输出大于或等于二分之一的直流输出。

6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，在阶段B控制该上开关或该逆变电路下开关延时关断，以使该电感和该寄生电容谐振后该下开关或该上开关在下一次开启时能达到预设电压电位的开启。

7.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该第二阶段的该上开关或下开关的开关频率随着交流输出的增大而减小。

8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，该第二阶段的该上开关或下开关的导通时间随着交流输出的增大而增大。

9.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该第二阶段的该上开关或下开关的开关频率随着交流输出的减小而增大。

10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，该第二阶段的该上开关或该下开关的导通时间随着交流输出的减小而减小。

11.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该第一阶段的该上开关或该下开关以一固定开关频率工作。