JP6782429B2 - 誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 - Google Patents
誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6782429B2 JP6782429B2 JP2016091565A JP2016091565A JP6782429B2 JP 6782429 B2 JP6782429 B2 JP 6782429B2 JP 2016091565 A JP2016091565 A JP 2016091565A JP 2016091565 A JP2016091565 A JP 2016091565A JP 6782429 B2 JP6782429 B2 JP 6782429B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch
- commercial frequency
- power supply
- high frequency
- induction heating
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- General Induction Heating (AREA)
- Induction Heating Cooking Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
本発明は、高周波誘導加熱（ＩＨ）による金属熱処理加工（金属表面加工）などへ応用することを目的として、単相あるいは三相の商用周波交流を昇圧し、力率改善を行うと同時に、ＩＨ負荷へ共振状の高周波交流をダイレクトに供給することができる１段式の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに関するものである。
高い熱変換効率や部分加熱が可能である上に環境にクリーンな電気エネルギー利用などの特徴を持つＩＨ応用電源機器システムでは、商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源から高周波交流（ＨＦＡＣ）のＩＨ負荷へと高効率に電力変換を行うプロセスが不可欠である。
既に実用化されている従来のＩＨ用電源機器として、フルブリッジ（ＦＢ）のダイオード整流回路と力率改善回路（ＰＦＣコンバータ；Power Factor Correction Converter）から、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ高周波交流（ＨＦＡＣ）を供給する３段式の回路が知られている（図１９を参照）。
また、上記の３段式の回路をベースに、ＰＦＣ回路とハーフブリッジ高周波インバータを一体化させて２段式としたブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２０を参照）。
また、ＦＢダイオード整流回路を用いず、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２１を参照）。
既に実用化されている従来のＩＨ用電源機器として、フルブリッジ（ＦＢ）のダイオード整流回路と力率改善回路（ＰＦＣコンバータ；Power Factor Correction Converter）から、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ高周波交流（ＨＦＡＣ）を供給する３段式の回路が知られている（図１９を参照）。
また、上記の３段式の回路をベースに、ＰＦＣ回路とハーフブリッジ高周波インバータを一体化させて２段式としたブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２０を参照）。
また、ＦＢダイオード整流回路を用いず、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２１を参照）。
従来のＩＨ用電源装置において、図１９に示す３段式の回路の場合、入力用商用周波交流電源からフルブリッジ整流回路を通して直流段（ＤＣリンク）を形成し、商用電源電流の力率改善と電源電圧の昇圧機能を兼ねた直流−直流変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を用いて、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ高周波交流を供給する。しかしながら、図１９に示す３段式の回路の場合、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えるため、発熱量が多くなり、また多段変換ゆえにパワートランジスタ、インダクタやキャパシタなど回路部品点数の増加による電力変換効率の低下、回路部品コストの増加という問題がある。さらに、平滑直流リンクを得るため、大容量アルミコンデンサを要することから、装置の小型化と同時に長寿化を阻害するという問題がある。
また、図２０に示すブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータの場合、ＵＦＡＣ電源を全波整流するため、フルブリッジ整流回路が不可欠であり、それによる電力変換効率の低下と冷却部を含めた装置の小型化の問題がある。
一方、図２１に示す１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、非平滑ＤＣリンクを介して、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換することから、フルブリッジ整流回路を除去できると同時に、力率改善（ＰＦＣ）も実現できるという利点がある。また、非平滑ＤＣリンク方式であるため大容量コンデンサを要せず（ケミコンレス化）、小容量フィルムキャパシタを適用できるため、装置の保守メンテナンス性の向上が期待できる。しかしながら、回路構造上、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より高出力を要するＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
一方、図２１に示す１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、非平滑ＤＣリンクを介して、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換することから、フルブリッジ整流回路を除去できると同時に、力率改善（ＰＦＣ）も実現できるという利点がある。また、非平滑ＤＣリンク方式であるため大容量コンデンサを要せず（ケミコンレス化）、小容量フィルムキャパシタを適用できるため、装置の保守メンテナンス性の向上が期待できる。しかしながら、回路構造上、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より高出力を要するＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
また、誘導加熱調理器のワークコイルに高周波電流を供給する電力供給回路において、ワークコイルの一端を入力用商用周波交流電源と接続し、それぞれワークコイルの他端と入力用商用周波交流電源を接続する第１及び第２の電路を設け、第１及び第２の電路にそれぞれスイッチング素子と、キャパシタとを介設し、それぞれ第１及び第２の電路のスイッチング素子を迂回して、ワークコイルの他端側とキャパシタ側を接続する整流素子を介設した迂回電路を設けると共に、入力用商用周波交流電源の極性に応じて、一方のスイッチング素子を駆動する駆動回路を設けたＩＨ調理器用の電力供給回路が知られている（特許文献１を参照）。特許文献１に開示された電力供給回路は、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えていないため、発熱量が低減され、また整流回路がない分、部品点数が低減されるという利点がある。
しかしながら、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より強い火力を要するＩＨ調理器など比較的電流容量の大きいＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
しかしながら、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より強い火力を要するＩＨ調理器など比較的電流容量の大きいＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
このような技術背景の下で、本発明者の一人である三島智和は、フルブリッジ整流回路を持たない上で昇圧機能を有するブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）インバータ構造を備えた回路で、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータを既に提案している（特許文献２を参照）。提案したＡＣ−ＡＣコンバータは、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路構成にて直接電力変換可能で、かつ、フルブリッジ整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要である。
提案したＡＣ−ＡＣコンバータは、図２２に示すように、ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグと、ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニットを備える。また、第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたワークコイルと、第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタが直列接続されている。また、第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトルが入力用商用周波交流電源の一端に直列接続され、入力用商用周波交流電源の他端から分岐して、インバータレッグの第１スイッチ側と接続されるブリッジレス整流用の第１ダイオードと、インバータレッグの第２スイッチ側と接続されるブリッジレス整流用の第２ダイオードが設けられている。
提案したＡＣ−ＡＣコンバータによれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時（転流時）に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタおよび共振キャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減でき、その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１キャパシタと第２キャパシタおよび共振キャパシタの電流定格が抑えられるため、より高効率化の効果が得られる。また、単相商用周波数電源に基づいて、ブリッジレス整流用ダイオードとリアクトルに加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、ＩＨ負荷（インピーダンスマッチングトランスおよびワークコイルを含めたもの）に高周波の電流を供給する。
提案したＡＣ−ＡＣコンバータによれば、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要で、大容量コンデンサが不要なため、高効率かつ装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能であり、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
提案したＡＣ−ＡＣコンバータによれば、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要で、大容量コンデンサが不要なため、高効率かつ装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能であり、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
しかしながら、提案したＡＣ−ＡＣコンバータでは、構造上スイッチの電圧ストレスが大きく、さらなる高出力化が困難であるという問題がある。また、入力用商用周波交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御（非対称ＰＷＭ制御）のパルスパターンが入れ替わるように制御を行う必要があるため、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出するセンサを要するため、制御回路が複雑化するという問題がある。
そのため、より高出力用途に適し、かつ、非対称ＰＷＭ制御を行うための電源電圧の極性検出センサを不要とするＡＣ−ＡＣコンバータが求められる。
そのため、より高出力用途に適し、かつ、非対称ＰＷＭ制御を行うための電源電圧の極性検出センサを不要とするＡＣ−ＡＣコンバータが求められる。
上記状況に鑑みて、本発明は、入力となる単相商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路構成にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路、力率改善昇圧コンバータ、電源電圧の極性判別用センサを不要とした上で、ＰＦＣ昇圧コンバータと高周波インバータの機能を兼ね備えるブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構造を有し、かつ、電源電圧を検出することなく（センサレス）、高周波スイッチングを実現する位相シフトＰＷＭ制御を適用することにより、高出力用途に適した誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを提供することを目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明者らは、フルブリッジ整流回路、力率改善昇圧コンバータ、電源電圧の極性検出センサを持たない上で、昇圧機能を有するブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）インバータ構造を備え、位相シフトＰＷＭ制御を行って、制御商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを完成した。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、下記１）〜８）を備える。
１）ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグ
２）ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグ
３）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタ
４）第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイル
５）第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタ
６）入力用商用周波交流電源
７）入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトル
８）インバータレッグと入力用商用周波交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオード
１）ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグ
２）ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグ
３）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタ
４）第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイル
５）第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタ
６）入力用商用周波交流電源
７）入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトル
８）インバータレッグと入力用商用周波交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオード
そして、上記のワークコイルと共振キャパシタが直列接続され、第１インバータレッグと第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成す。
本発明者らは、フルブリッジ整流回路とＰＦＣ昇圧コンバータと高周波インバータの３機能を１つに集約したブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）回路を発案した。発案した回路によれば、部品点数の削減と同時に電源電圧の非検出（センサレス）を実現し、かつ、高周波電力制御と電源品質改善動作を同時に実現できる。これにより、電力変換プロセスの損失低減、すなわち電力変換効率の向上に加え、制御回路の簡易化と電源電圧検出用センサのセンサレス化により、コンバータの信頼性向上が図られる。なお、発案した回路では、非平滑ＤＣリンクキャパシタを採用しており、その低周波脈動によるＩＨ負荷（被加熱物体）での機械振動（ローレンツ力の影響）の発生はあるが、非加熱物体を固定する金属熱処理装置では、特に実用上問題とはならない。
本発明者らは、フルブリッジ整流回路とＰＦＣ昇圧コンバータと高周波インバータの３機能を１つに集約したブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）回路を発案した。発案した回路によれば、部品点数の削減と同時に電源電圧の非検出（センサレス）を実現し、かつ、高周波電力制御と電源品質改善動作を同時に実現できる。これにより、電力変換プロセスの損失低減、すなわち電力変換効率の向上に加え、制御回路の簡易化と電源電圧検出用センサのセンサレス化により、コンバータの信頼性向上が図られる。なお、発案した回路では、非平滑ＤＣリンクキャパシタを採用しており、その低周波脈動によるＩＨ負荷（被加熱物体）での機械振動（ローレンツ力の影響）の発生はあるが、非加熱物体を固定する金属熱処理装置では、特に実用上問題とはならない。
また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータでは、制御方法として、入力用商用周波交流電源の電圧を検出することなく、ブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）回路を構成する４石のパワートランジスタの駆動タイミングの位相制御のみにより、高周波出力を調整できる位相シフトパルス幅変調方式を適用する。
単相交流電源に昇圧用リアクトル、或は、三相交流電源の各相に昇圧用リアクトルと４石の逆導通型自励式スイッチからなるＢＦＢ回路を形成し、小容量キャパシタによる非平滑ＤＣリンクキャパシタを内包した回路構造によって、入力用商用周波交流電源の極性に関わらず、ＢＦＢ回路内の上下２石からなるブリッジレッグの駆動タイミングパルスを左右間で位相差を設けてスイッチング動作を行い、その高周波出力電流の実効値を位相シフトコントローラ（PS controller）での指令値に応じて連続的に調整できる。
ＢＦＢ回路を構成要素にすることから、位相シフトＰＷＭ制御が適用できる。また、非対称ＰＷＭ方式で要する商用周波交流電源の電圧極性を検出する電源センサが不要となることから、入力用商用周波交流電源の信頼性が格段に向上する。このことは、実用的観点から、シングルステージでの電力変換と並んで重要な特徴である。
単相交流電源に昇圧用リアクトル、或は、三相交流電源の各相に昇圧用リアクトルと４石の逆導通型自励式スイッチからなるＢＦＢ回路を形成し、小容量キャパシタによる非平滑ＤＣリンクキャパシタを内包した回路構造によって、入力用商用周波交流電源の極性に関わらず、ＢＦＢ回路内の上下２石からなるブリッジレッグの駆動タイミングパルスを左右間で位相差を設けてスイッチング動作を行い、その高周波出力電流の実効値を位相シフトコントローラ（PS controller）での指令値に応じて連続的に調整できる。
ＢＦＢ回路を構成要素にすることから、位相シフトＰＷＭ制御が適用できる。また、非対称ＰＷＭ方式で要する商用周波交流電源の電圧極性を検出する電源センサが不要となることから、入力用商用周波交流電源の信頼性が格段に向上する。このことは、実用的観点から、シングルステージでの電力変換と並んで重要な特徴である。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたことが好ましい。特に、前記の２つのキャパシタの内の１つのキャパシタは、第１インバータレッグの近傍に配置され、もう１つのキャパシタは、第２インバータレッグの近傍に配置されることが、より好ましい。また、同容量又は略同容量の２つのキャパシタとしたのは、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよいからである。
同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられ、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置される場合では、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が期待できる。
同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられ、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置される場合では、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が期待できる。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１〜第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１〜第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１〜第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１スイッチと第３スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチング、或は、第２スイッチと第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。なお、第１〜第４スイッチ全てに並列にＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続される場合と比べて、ハイサイドとローサイドのスイッチ間で転流電流に若干の差異が出るが、実用上さしたる影響ではない。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１スイッチと第３スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチング、或は、第２スイッチと第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。なお、第１〜第４スイッチ全てに並列にＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続される場合と比べて、ハイサイドとローサイドのスイッチ間で転流電流に若干の差異が出るが、実用上さしたる影響ではない。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、入力用商用周波交流電源は、インバータレッグのハイサイドに接続され、入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続され、入力用商用周波交流電源の他端は第１インバータレッグの中点に接続されたことが好ましい。この接続方法によれば、電源結線方式の主流である単相３線式交流電源の中性点とＩＨ負荷の一端が共通電位で接続可能となり、高周波スイッチング動作に起因する電磁ノイズの影響を軽減できる。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、入力用商用周波交流電源は、インバータレッグのローサイドに接続され、入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続され、入力用商用周波交流電源の他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続されたことでもよい。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、入力用商用周波交流電源と昇圧用リアクトルの間に、高周波ノイズを選択的に除去するＬＣフィルタが備えられたことが好ましい。
ＬＣフィルタは、特定の周波数帯域の信号を通過、或は、信号を遮断する機能を備えており、インダクタとキャパシタによって構成されたフィルタ回路であり、高周波ノイズを選択的に除去する。主として低域通過型フィルタであるＬＰＦ（Low Pass Filter）が好適に用いられる。このＬＣフィルタにより、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減できる。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータにおいて、第１〜第４スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、昇圧用リアクトルを介して、入力用商用周波交流電源の電源電圧に対して、非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧する。
本発明の三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、三相４線式を用いた配電方式の場合に用いられ、各相に上述の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータが接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相のワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給する構成である。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを備えることにより、高出力で高効率の熱処理加工装置を実現できる。
次に、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法について説明する。
本発明の制御方法は、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップを備える。
具体的には、ＰＳ−ＰＷＭ制御は、ＢＦＢ回路の出力段となるＩＨ負荷電圧およびＩＨ負荷電流を検出し、それらより得られる瞬時電力を平均化して得られる電力とその指令値との誤差を増幅した後、比例積分器（ＰＩ制御器）を介して、位相シフトコントローラ（PS controller）への入力信号とする。位相シフトコントローラは、第１スイッチ／第２スイッチ，第４スイッチ／第３スイッチ間の適切な位相シフト角に入力信号を変換して、第１スイッチ〜第４スイッチのスイッチング動作のパルス信号を出力することにより、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、又は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる。
本発明の制御方法は、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップを備える。
具体的には、ＰＳ−ＰＷＭ制御は、ＢＦＢ回路の出力段となるＩＨ負荷電圧およびＩＨ負荷電流を検出し、それらより得られる瞬時電力を平均化して得られる電力とその指令値との誤差を増幅した後、比例積分器（ＰＩ制御器）を介して、位相シフトコントローラ（PS controller）への入力信号とする。位相シフトコントローラは、第１スイッチ／第２スイッチ，第４スイッチ／第３スイッチ間の適切な位相シフト角に入力信号を変換して、第１スイッチ〜第４スイッチのスイッチング動作のパルス信号を出力することにより、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、又は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる。
本発明の制御方法は、本発明の三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法である場合、入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、各相の第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、各相の第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行う。
本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、入力となる入力用商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるといった効果がある。
また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、昇圧機能を有するブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）インバータ構造によって、位相シフトＰＷＭ制御が適用でき、非対称ＰＷＭ制御方式で必要とする入力用商用周波交流電源の電圧極性検出センサが不要となり、交流電源の信頼性を向上できる。
また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、昇圧機能を有するブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）インバータ構造によって、位相シフトＰＷＭ制御が適用でき、非対称ＰＷＭ制御方式で必要とする入力用商用周波交流電源の電圧極性検出センサが不要となり、交流電源の信頼性を向上できる。
また、本発明の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータによれば、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
さらに、パワー半導体から成るスイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
さらに、パワー半導体から成るスイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
（回路構成）
図１に、実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図と制御ブロック図を示す。図１に示す回路は、以下１）〜８）の回路要素で構成される。
１）ハイサイドの第１スイッチ（Ｓ１）とローサイドの第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が接続された第１インバータレッグ
２）ハイサイドの第３スイッチ（Ｓ３）とローサイドの第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオード（Ｄ３，Ｄ４）が接続された第２インバータレッグ
３）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）
４）第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイル
５）第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタ（Ｃ０）
６）入力用商用周波交流電源（ｖｓ）
７）入力用商用周波交流電源（ｖｓ）の一端に直列接続された昇圧用リアクトル（Ｌｂ）
８）インバータレッグと入力用商用周波交流電源（ｖｓ）の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオード（Ｄ５，Ｄ６）
図１に、実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの単相回路構成図と制御ブロック図を示す。図１に示す回路は、以下１）〜８）の回路要素で構成される。
１）ハイサイドの第１スイッチ（Ｓ１）とローサイドの第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が接続された第１インバータレッグ
２）ハイサイドの第３スイッチ（Ｓ３）とローサイドの第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオード（Ｄ３，Ｄ４）が接続された第２インバータレッグ
３）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）
４）第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイル
５）第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタ（Ｃ０）
６）入力用商用周波交流電源（ｖｓ）
７）入力用商用周波交流電源（ｖｓ）の一端に直列接続された昇圧用リアクトル（Ｌｂ）
８）インバータレッグと入力用商用周波交流電源（ｖｓ）の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオード（Ｄ５，Ｄ６）
ワークコイルと共振キャパシタ（Ｃ０）は直列接続されており、第１インバータレッグと第２インバータレッグはフルブリッジ構成を形成している。図１の回路構成図において（他の図も同様）、ワークコイルを高周波トランスモデルで表記しているが、説明の簡易化のため、高周波トランスおよび被加熱物体（実効抵抗Ｒｈと実効インダクタンスＬｈ）を、一括してＩＨ負荷（等価実効抵抗Ｒｏと等価実効インダクタンスＬｏ）で表記する。このため、フルブリッジ構成のインバータレッグ間は、Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏの直列共振回路となる。特に、金属熱処理装置の場合、ワークコイルとして、１次側回路からみたインピーダンスと、２次側回路につながる負荷インピーダンスとを広範囲にわたり整合し変換できるインピーダンスマッチングトランスが好適に用いられる。
図１に示す回路では、入力用商用周波交流電源（ｖｓ）をもとに、ＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）と、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）と、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５,Ｄ６）と、基準相スイッチ（Ｑ１,Ｑ２）と、制御相スイッチ（Ｑ４,Ｑ４）と、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）とから成るブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構造で、昇圧形ＰＦＣコンバータが形成されている。共振キャパシタ（Ｃ０）は、ＩＨ負荷に対して負荷力率改善機能と直列共振機能を兼ねている。被加熱物体には、インピーダンスマッチングトランスを介して、電流や電圧が供給される。
図１に示す回路では、入力用商用周波交流電源（ｖｓ）をもとに、ＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）と、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）と、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５,Ｄ６）と、基準相スイッチ（Ｑ１,Ｑ２）と、制御相スイッチ（Ｑ４,Ｑ４）と、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）とから成るブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構造で、昇圧形ＰＦＣコンバータが形成されている。共振キャパシタ（Ｃ０）は、ＩＨ負荷に対して負荷力率改善機能と直列共振機能を兼ねている。被加熱物体には、インピーダンスマッチングトランスを介して、電流や電圧が供給される。
ここで、ＢＦＢ高周波共振形インバータは、各アクティブスイッチに並列に接続するロスレススナバキャパシタ（Ｃｓ１〜Ｃｓ４）を利用して、部分共振のゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。また、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）は、大容量平滑コンデンサを使用しない、所謂、ケミコンレスであり、高いメンテナンス性と軽量化を図ることができる。
なお、図１に示す回路には、入力用商用周波交流電源（ｖｓ）側にＬＣフィルタ（ＬｆとＣｆ）を設けているが、これは、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減するためのものである。従って、ＬＣフィルタを設けなくとも、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの機能を発揮することができる。
なお、図１に示す回路には、入力用商用周波交流電源（ｖｓ）側にＬＣフィルタ（ＬｆとＣｆ）を設けているが、これは、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減するためのものである。従って、ＬＣフィルタを設けなくとも、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの機能を発揮することができる。
４つのアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）に対して、図１（２）に示す制御ブロック図の位相シフトＰＷＭ制御を用いることにより、電源電圧を検出することなく、高周波スイッチングを実現する。
図１に示す回路におけるＰＳ−ＰＷＭ制御は、図１（２）に示すように、ＢＦＢ回路の出力段となるＩＨ負荷電圧ＶｏおよびＩＨ負荷電流Ｉｏを検出し、それらより得られる瞬時電力Ｐｏを平均化（Average）して得られる電力Ｐｏ ＊とその指令値Ｐｏｒｅｆであるとの誤差を増幅した後、比例積分器（ＰＩ制御器）を介して、位相シフトコントローラ（PS controller）への入力信号とする。位相シフトコントローラは、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）間、すなわち、Ｑ１／Ｑ２，Ｑ４／Ｑ３間の適切な位相シフト角φｓ ＊に入力信号を変換して、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）のゲート駆動バルスを供給（Gate Drivers）することにより、アクティブスイッチＱ１に対するＱ４の導通開始区間、又は、アクティブスイッチＱ２に対するＱ３の導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる。
入力用商用周波交流電源（ｖｓ）は、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）を介して、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）へ昇圧される。そのため、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）は、図３に示すように、商用周波の半波整流に振幅変調をかけた包絡線を示す。
また同時に、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）および共振キャパシタ（Ｃ０）は、ＩＨ負荷の等価直列インダクタ（Ｌ０）と直列共振を得て、位相シフトＰＷＭ制御により、Ｃｄ−Ｑ１−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０−Ｑ４およびＣｄ−Ｑ３−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｑ２の閉回路における高周波インバータ動作を行う。
ここで、回路の動作周波数（スイッチング周波数）ｆｓを、ＢＦＢ回路の直列共振周波数ｆｒより高いＩＨ負荷領域に設定して、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４ )がＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ) ターンオンを実現する。回路の動作周波数ｆｓは、一般的には、５〜２００ｋＨｚ近傍で使用されているが、アクティブスイッチの高速化によりさらに、周波数が高くなる場合がある。
図１に示す回路におけるＰＳ−ＰＷＭ制御は、図１（２）に示すように、ＢＦＢ回路の出力段となるＩＨ負荷電圧ＶｏおよびＩＨ負荷電流Ｉｏを検出し、それらより得られる瞬時電力Ｐｏを平均化（Average）して得られる電力Ｐｏ ＊とその指令値Ｐｏｒｅｆであるとの誤差を増幅した後、比例積分器（ＰＩ制御器）を介して、位相シフトコントローラ（PS controller）への入力信号とする。位相シフトコントローラは、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）間、すなわち、Ｑ１／Ｑ２，Ｑ４／Ｑ３間の適切な位相シフト角φｓ ＊に入力信号を変換して、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）のゲート駆動バルスを供給（Gate Drivers）することにより、アクティブスイッチＱ１に対するＱ４の導通開始区間、又は、アクティブスイッチＱ２に対するＱ３の導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる。
入力用商用周波交流電源（ｖｓ）は、昇圧用リアクトル（Ｌｂ）を介して、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）へ昇圧される。そのため、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）の端子電圧（ｖｄ）は、図３に示すように、商用周波の半波整流に振幅変調をかけた包絡線を示す。
また同時に、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄ）および共振キャパシタ（Ｃ０）は、ＩＨ負荷の等価直列インダクタ（Ｌ０）と直列共振を得て、位相シフトＰＷＭ制御により、Ｃｄ−Ｑ１−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０−Ｑ４およびＣｄ−Ｑ３−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｑ２の閉回路における高周波インバータ動作を行う。
ここで、回路の動作周波数（スイッチング周波数）ｆｓを、ＢＦＢ回路の直列共振周波数ｆｒより高いＩＨ負荷領域に設定して、各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４ )がＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ) ターンオンを実現する。回路の動作周波数ｆｓは、一般的には、５〜２００ｋＨｚ近傍で使用されているが、アクティブスイッチの高速化によりさらに、周波数が高くなる場合がある。
回路の制御方法は、図２に示すように基準相スイッチ（Ｑ１,Ｑ２）に対して、制御相スイッチ（Ｑ３,Ｑ４）のオンタイミングを調整する位相シフトＰＷＭ制御を適用する。このとき、回路動作の１ 周期（Ｔｓ）における位相シフト期間をtφｓと定義すると、tφｓは下記数式で表される。ここで、φｓは位相シフト角である。
これにより、商用周波の電源電圧の正半サイクルと負半サイクルでアクティブスイッチのゲート信号の切り替えを行わなくとも、所望の動作を得られることから、商用周波の電源電圧の極性判別用センサが不要となり、背景技術で述べた既に提案したＢＨＢ回路に用いる制御方法である非対称ＰＷＭと比較して、よりシンプルな制御系システムが構築できることになる。
（回路動作）
次に、図１に示す回路構成の回路動作について、図４〜７を参照して説明する。
図４に、商用周波の電源電圧ｖｓが正の半サイクル（ｖｓ＞０）における実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの理論動作波形を示す。
電源電圧が正の半サイクルｖｓ＞０において、実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる１１の動作モードから成る。
実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、図４に示すように、時間の経過に従い、アクティブスイッチをそれぞれのゲートトリガ信号によってオン／オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１１の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１１の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの１１の動作モードについて説明する。なお、図５は１１の動作モードのモード遷移図を示している。
次に、図１に示す回路構成の回路動作について、図４〜７を参照して説明する。
図４に、商用周波の電源電圧ｖｓが正の半サイクル（ｖｓ＞０）における実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの理論動作波形を示す。
電源電圧が正の半サイクルｖｓ＞０において、実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる１１の動作モードから成る。
実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、図４に示すように、時間の経過に従い、アクティブスイッチをそれぞれのゲートトリガ信号によってオン／オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１１の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１１の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの１１の動作モードについて説明する。なお、図５は１１の動作モードのモード遷移図を示している。
＜Mode １：電力定常区間ｔ０〜ｔ１＞
アクティブスイッチ（Ｑ１,Ｑ４）がオン状態であり、商用周波の電源電流ＩｓはＶｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｓ１−Ｖｓの経路で流れ、昇圧用インダクタＬｂに磁気エネルギーが蓄積される。一方、高周波インバータでは、Ｓ１−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｓ４−Ｃｄ−Ｓ１の経路で電流が流れ、非平滑キャパシタＣｄから静電エネルギーが放出されて負荷へ電力供給される。
アクティブスイッチ（Ｑ１,Ｑ４）がオン状態であり、商用周波の電源電流ＩｓはＶｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｓ１−Ｖｓの経路で流れ、昇圧用インダクタＬｂに磁気エネルギーが蓄積される。一方、高周波インバータでは、Ｓ１−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｓ４−Ｃｄ−Ｓ１の経路で電流が流れ、非平滑キャパシタＣｄから静電エネルギーが放出されて負荷へ電力供給される。
＜Mode ２：基準相レッグ部分共振区間ｔ１〜ｔ２（ハイサイド−＞ローサイド）＞
時刻ｔ１において、スイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、電源電流ＩｓはＶｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｓ１の経路を流れ、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ１の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２は放電を開始し、アクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＩＨ負荷等価実効インダクタンスＬｏによる部分共振動作となる。
時刻ｔ１において、スイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、電源電流ＩｓはＶｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｓ１の経路を流れ、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ１の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２は放電を開始し、アクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＩＨ負荷等価実効インダクタンスＬｏによる部分共振動作となる。
＜Mode ３：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｓ４−Ｄ２−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｓ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ２にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ２のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。一方、入力電流Ｉｓは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへ流れ込み、昇圧用インダクタＬｂの残存磁気エネルギーは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへの蓄積静電エネルギーとなる。
時刻ｔ２において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子間電圧ＶＱ１がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子電圧ＶＱ２がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｓ４−Ｄ２−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｓ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ２にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ２のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。一方、入力電流Ｉｓは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへ流れ込み、昇圧用インダクタＬｂの残存磁気エネルギーは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄへの蓄積静電エネルギーとなる。
＜Mode ４：制御相レッグ部分共振区間ｔ３〜ｔ４（ローサイド−＞ハイサイド）＞
時刻ｔ３において、スイッチＳ４へのゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流Ｉｏの一部は、ローサイドのアクティブスイッチＱ４に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ４に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＩＨ負荷電流Ｉｏは、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３のロスレススナバキャパシタＣｓ３を放電し、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。
時刻ｔ３において、スイッチＳ４へのゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流Ｉｏの一部は、ローサイドのアクティブスイッチＱ４に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ４に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＩＨ負荷電流Ｉｏは、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３のロスレススナバキャパシタＣｓ３を放電し、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。
＜Mode ５：制御相レッグＺＶＳ区間ｔ４〜ｔ５＞
時刻ｔ４において、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ４のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏは逆並列ダイオードＤ３へ転流し、Ｄ３−Ｃｄ−Ｄ２−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｄ３の経路で電流が流れる。この間にハイサイドのアクティブスイッチＱ３のゲート駆動パルスを供給し、アクティブスイッチＱ３のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
時刻ｔ４において、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ４のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏは逆並列ダイオードＤ３へ転流し、Ｄ３−Ｃｄ−Ｄ２−Ｒｏ−Ｌｏ−Ｃｏ−Ｄ３の経路で電流が流れる。この間にハイサイドのアクティブスイッチＱ３のゲート駆動パルスを供給し、アクティブスイッチＱ３のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
＜Mode ６，Mode ７：電力供給定常区間ｔ５〜ｔ７＞
時刻ｔ５において、逆並列ダイオードＤ３からスイッチＳ３へ転流し、ＩＨ負荷電流Ｉｏの極性が切り替わるとともに、入力電流Ｉｓの一部からＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
さらに、時刻ｔ６において、逆並列ダイオードＤ２からスイッチＳ２への転流が完了すると、入力電流Ｉｓとともに非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄも放電状態となりＩＨ負荷電流Ｉｏとなる。
時刻ｔ５において、逆並列ダイオードＤ３からスイッチＳ３へ転流し、ＩＨ負荷電流Ｉｏの極性が切り替わるとともに、入力電流Ｉｓの一部からＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
さらに、時刻ｔ６において、逆並列ダイオードＤ２からスイッチＳ２への転流が完了すると、入力電流Ｉｓとともに非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄも放電状態となりＩＨ負荷電流Ｉｏとなる。
＜Mode ８：基準相レッグ部分共振区間ｔ７〜ｔ８（ローサイド−＞ハイサイド）＞
時刻ｔ７において、スイッチＳ２のゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流ＩｏはローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ２の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１は放電を開始し、アクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＩＨ負荷等価実効インダクタンスＬｏによる部分共振動作となる。
時刻ｔ７において、スイッチＳ２のゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流ＩｏはローサイドのアクティブスイッチＱ２に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ２の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣｓ２の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ１は放電を開始し、アクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣｓ１, Ｃｓ２およびＩＨ負荷等価実効インダクタンスＬｏによる部分共振動作となる。
＜Mode ９：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ８〜ｔ９＞
時刻ｔ８において、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｓ３−Ｃｏ−Ｌｏ−Ｒｏ−Ｄ１−Ｓ３の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ１にゲート駆動パルスを供給して、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
時刻ｔ８において、ローサイドのアクティブスイッチＱ２の端子間電圧ＶＱ２がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１の端子電圧ＶＱ１がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｓ３−Ｃｏ−Ｌｏ−Ｒｏ−Ｄ１−Ｓ３の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ１にゲート駆動パルスを供給して、ハイサイドのアクティブスイッチＱ１のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
＜Mode １０：制御相レッグ部分共振区間ｔ９〜ｔ１０（ハイサイド−＞ローサイド）＞
時刻ｔ９において、スイッチＳ３へのゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流Ｉｏの一部は、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ３に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＩＨ負荷電流Ｉｏは、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のロスレススナバキャパシタＣｓ４を放電し、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。
時刻ｔ９において、スイッチＳ３へのゲート駆動信号を取り除くと、ＩＨ負荷電流Ｉｏの一部は、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３に並列のロスレススナバキャパシタＣｓ３に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ３の端子電圧ＶＱ３はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＩＨ負荷電流Ｉｏは、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のロスレススナバキャパシタＣｓ４を放電し、アクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄより緩やかに下降を始める。
＜Mode １１：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ１０〜ｔ１１＞
時刻ｔ１０において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子間電圧ＶＱ３がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ３のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ４へ転流し、入力電流Ｉｓの一部と重なりながら、Ｄ４−Ｃｏ−Ｌｏ−Ｒｏ−Ｖｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｄ−Ｄ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ４にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
時刻ｔ１０において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ３の端子間電圧ＶＱ３がｖｄまで達すると、アクティブスイッチＱ３のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ４の端子電圧ＶＱ４がゼロまで下降すると、ＩＨ負荷電流Ｉｏが逆並列ダイオードＤ４へ転流し、入力電流Ｉｓの一部と重なりながら、Ｄ４−Ｃｏ−Ｌｏ−Ｒｏ−Ｖｓ−Ｌｂ−Ｄ５−Ｃｄ−Ｄ４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ４にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ４のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
一方、電源電圧ｖｓが負の半サイクル（ｖｓ＜０）においての動作モードは、アクティブスイッチ（Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４）、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５とＤ６），ロスレススナバキャパシタ（Ｃｓ１とＣｓ２, Ｃｓ３とＣｓ４）での転流現象がそれぞれ入れ替わり、電源電圧ｖｓが正の半サイクル（ｖｓ＞０）と同様の動作モード遷移となる。
スイッチターンオフ時の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）が最も高くなる非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄのピーク付近においては、ターンオフ後にロスレススナバキャパシタの電荷が完全に放電する前に、相対するスイッチがオンすることになる。ここでは、この時の電圧を残留電圧とし、その際の不完全なＺＶＳ動作をセミＺＶＳ動作とする。
（非平滑ＤＣリンクキャパシタの特性）
実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ（以下、「ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータ」という）では、ブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構成で、非平滑ＤＣリンクキャパシタにより、昇圧ＰＦＣ動作を達成する。非平滑ＤＣリンクキャパシタの特性について、本発明者が既に提案した前述のブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）構成の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ（以下、「ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータ」という）と比較しながら説明する。ここでは、スイッチング周期（ＨＦＡＣサイクル）におけるそれぞれの電圧と電流パラメータに着目する。なお、アクティブスイッチの耐圧は、両回路ともに非平滑ＤＣリンクキャパシタの端子電圧ｖｄと等しい。ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値をｖｄ，ＢＦＢとすると、電源電圧ｖｓが一定にＶｓであると仮定すると下記数式が成立する。
実施例１の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ（以下、「ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータ」という）では、ブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）構成で、非平滑ＤＣリンクキャパシタにより、昇圧ＰＦＣ動作を達成する。非平滑ＤＣリンクキャパシタの特性について、本発明者が既に提案した前述のブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）構成の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ（以下、「ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータ」という）と比較しながら説明する。ここでは、スイッチング周期（ＨＦＡＣサイクル）におけるそれぞれの電圧と電流パラメータに着目する。なお、アクティブスイッチの耐圧は、両回路ともに非平滑ＤＣリンクキャパシタの端子電圧ｖｄと等しい。ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値をｖｄ，ＢＦＢとすると、電源電圧ｖｓが一定にＶｓであると仮定すると下記数式が成立する。
また、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値をｖｄ，ＢＨＢとすると、オン時比率Ｄ（０＜Ｄ＜０．５）を用いて、下記数式で表される。
ここで、ＨＦＡＣサイクルにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧の平均値ｖｄ，ＢＨＢは、ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖＣ１とハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖＣ２の和となる。
非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖｄの値が等しいと仮定した場合に、ＩＨ負荷電圧ならびにＩＨ負荷電流は、それぞれの下記数式の関係を満たす。
非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖｄの値が等しいと仮定した場合に、ＩＨ負荷電圧ならびにＩＨ負荷電流は、それぞれの下記数式の関係を満たす。
ＩＨ負荷電圧ならびにＩＨ負荷電流は、ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの方が、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータよりも大きくなることが確認できる。したがって、ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの方が、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータと比較して高出力となる。このため、同出力電力条件において、ＢＦＢ ＡＣ−ＡＣコンバータの方が、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖｄ、すなわちスイッチ電圧を低く抑制できることが理論的に明らかである。
また、最大出力を基準とした負荷電力における非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧のピーク値と平均値をシミュレーション解析により比較した結果を図７（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す。ここで、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧のピーク値は、高周波の脈動成分を考慮した電源電圧ｖｓのピーク点での最大値とし、平均電圧はＵＦＡＣの２倍となるサイクルを１周期として平均値とした。これにより、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータでは、出力電力に対して電圧ストレスが低減されていることが確認できる。
また、最大出力を基準とした負荷電力における非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧のピーク値と平均値をシミュレーション解析により比較した結果を図７（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す。ここで、非平滑ＤＣリンクキャパシタ電圧のピーク値は、高周波の脈動成分を考慮した電源電圧ｖｓのピーク点での最大値とし、平均電圧はＵＦＡＣの２倍となるサイクルを１周期として平均値とした。これにより、ＢＨＢ ＡＣ−ＡＣコンバータでは、出力電力に対して電圧ストレスが低減されていることが確認できる。
（実験結果）
図１に示した回路構成の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータについて、基本動作特性に関して、試作器を用いた実験により検証したので検証結果を以下に説明する。
試作器の回路パラメータを下記表１に示す。本試作器では、撚り数１０５の高周波リッツ線を用いた巻き数２３の平面型ＩＨワークコイルを適用した。
金属熱処理負荷として鉄を使用し、インピーダンスマッチングトランスを含めたＩＨ負荷を構成した。また、試作器に適用するアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）には、６００Ｖ耐圧のハーフブリッジ入りＩＧＢＴパワーモジュール（型番：CM100DUS-12F；600V,100A,Mitsubishi製） を２組使用し、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５，Ｄ６）には６００Ｖ耐圧のダイオード（型番：DSEI 2x31-06C；600V,60A,IXYS製) を使用した。
図１に示した回路構成の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータについて、基本動作特性に関して、試作器を用いた実験により検証したので検証結果を以下に説明する。
試作器の回路パラメータを下記表１に示す。本試作器では、撚り数１０５の高周波リッツ線を用いた巻き数２３の平面型ＩＨワークコイルを適用した。
金属熱処理負荷として鉄を使用し、インピーダンスマッチングトランスを含めたＩＨ負荷を構成した。また、試作器に適用するアクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）には、６００Ｖ耐圧のハーフブリッジ入りＩＧＢＴパワーモジュール（型番：CM100DUS-12F；600V,100A,Mitsubishi製） を２組使用し、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ５，Ｄ６）には６００Ｖ耐圧のダイオード（型番：DSEI 2x31-06C；600V,60A,IXYS製) を使用した。
上述の数式１の位相シフト角φsに関し、位相シフト角φｓ＝２０（deg）時における電源周期での実測波形を図８に示す。図８の実測波形から、電源電圧ｖｓおよび電源電流ｉｓの実測波形から、ＰＦＣ動作が達成できていることがわかった。また、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄの端子電圧ｖｄの波形から、電源電圧ｖｓの昇圧動作が確認できた。
また、電源電圧ｖｓおよび電源電流ｉｓとＩＨ負荷電圧ｖｏおよびＩＨ負荷電流ｉｏの実測波形から、シングルステージＵＦＡＣ−ＨＦＡＣ変換が実証された。位相シフト角φｓ＝２０（deg）におけるＨＦＡＣ周期での各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）の電圧、電流および負荷電流波形を図９に示す。図９の実測波形から、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、ターンオフ／ターンオンともにＺＶＳ動作が達成できていることがわかった。
なお、本試作実験において、φｓ＝０〜９０（deg）の範囲で全てのスイッチのＺＶＳ動作の達成を確認している。
また、電源電圧ｖｓおよび電源電流ｉｓとＩＨ負荷電圧ｖｏおよびＩＨ負荷電流ｉｏの実測波形から、シングルステージＵＦＡＣ−ＨＦＡＣ変換が実証された。位相シフト角φｓ＝２０（deg）におけるＨＦＡＣ周期での各アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）の電圧、電流および負荷電流波形を図９に示す。図９の実測波形から、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータは、ターンオフ／ターンオンともにＺＶＳ動作が達成できていることがわかった。
なお、本試作実験において、φｓ＝０〜９０（deg）の範囲で全てのスイッチのＺＶＳ動作の達成を確認している。
次に、位相シフトＰＷＭ制御に基づく電力特性について図１０を参照して説明する。
ここでは負荷の都合上、電源電圧を１２０Ｖに設定している。図１０に示す結果から、φｓ＝０〜９０（deg）の間に、出力電力は３．０ｋＷから１．３ｋＷまで連続的な高周波電力制御を実現していることがわかった。
図１１に電力変換効率特性に示す。電力変換効率特性評価において、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの主回路での効率評価とするため、ゲートドライバおよびパルス発生回路の消費電力は除外することにした。図１１の電力変換効率特性の結果から、出力電力Ｐｏ＝２．８ｋＷ時に、最高効率９６％を達成しており、極めて高効率に電力変換が可能であることが実証された。また、位相シフトＰＷＭ制御により、出力電力が、１．３〜３．０ｋＷ位まで大幅に変動しても、効率が９０％以上を超えており、高効率を維持して、電力変換が可能であると実証された。
ここでは負荷の都合上、電源電圧を１２０Ｖに設定している。図１０に示す結果から、φｓ＝０〜９０（deg）の間に、出力電力は３．０ｋＷから１．３ｋＷまで連続的な高周波電力制御を実現していることがわかった。
図１１に電力変換効率特性に示す。電力変換効率特性評価において、誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの主回路での効率評価とするため、ゲートドライバおよびパルス発生回路の消費電力は除外することにした。図１１の電力変換効率特性の結果から、出力電力Ｐｏ＝２．８ｋＷ時に、最高効率９６％を達成しており、極めて高効率に電力変換が可能であることが実証された。また、位相シフトＰＷＭ制御により、出力電力が、１．３〜３．０ｋＷ位まで大幅に変動しても、効率が９０％以上を超えており、高効率を維持して、電力変換が可能であると実証された。
次に、電源電流ｉｓの高調波解析結果について説明する。位相シフト角φｓ＝０〜９０（deg）において、３０（deg）毎の電源電流の高調波解析値と、ＩＥＣ６１０００−３−２ ｃｌａｓｓ Ａ で決められた公式に基づいた参考規制値とを比較すると、位相シフト角φｓ＝０〜９０（deg）の全範囲において、電源電流ｉｓの高調波は規制値を大きく下回っていた。
以上の実証結果から、図１に示した回路構成の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータでは、高調波電流を抑制しながら、シングルステージＵＦＡＣ−ＨＦＡＣ変換が可能であり、高効率な電力変換が行えることが実証された。
以上の実証結果から、図１に示した回路構成の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータでは、高調波電流を抑制しながら、シングルステージＵＦＡＣ−ＨＦＡＣ変換が可能であり、高効率な電力変換が行えることが実証された。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１２に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）が並列接続されていない。
そのため、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）が、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができない。しかしながら、本実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成でも、入力となる入力用商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要である。また、昇圧機能を有するブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）インバータ構造によって、位相シフトＰＷＭ制御が適用でき、非対称ＰＷＭ制御方式で必要とする入力用商用周波交流電源の電圧極性検出センサが不要となり、交流電源の信頼性を向上できる。さらに、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）が並列接続されていない。
そのため、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）が、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができない。しかしながら、本実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成でも、入力となる入力用商用周波交流電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要である。また、昇圧機能を有するブーストフルブリッジ（ＢＦＢ）インバータ構造によって、位相シフトＰＷＭ制御が適用でき、非対称ＰＷＭ制御方式で必要とする入力用商用周波交流電源の電圧極性検出センサが不要となり、交流電源の信頼性を向上できる。さらに、フルブリッジ整流回路と昇圧用コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１３に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されておらず、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）だけに、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されている。
この場合、実施例１の回路構成（図１）のロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）の容量よりも大きくすることによって、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）が、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。
なお、本実施例では、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）にロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されておらず、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）だけにロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されている回路構成であるが、反対に、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されておらず、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）だけにロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されている回路構成でも構わない。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されておらず、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）だけに、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されている。
この場合、実施例１の回路構成（図１）のロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）の容量よりも大きくすることによって、アクティブスイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）が、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１〜ＣＳ４）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。
なお、本実施例では、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）にロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されておらず、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）だけにロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されている回路構成であるが、反対に、ハイサイドのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ３）には、ロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ３）が並列接続されておらず、ローサイドのアクティブスイッチ（Ｑ２，Ｑ４）だけにロスレススナバキャパシタ（ＣＳ２，ＣＳ４）が並列接続されている回路構成でも構わない。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１４に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、入力用商用周波交流電源ｖｓはインバータレッグのローサイドに接続され、入力用商用周波交流電源ｖｓの一端に直列接続された昇圧用リアクトルＬｂの端はアクティブスイッチＱ１とＱ２の中点に接続され、入力用商用周波交流電源ｖｓの他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用ダイオードＤ５を介してアクティブスイッチＱ１と接続され、他方はブリッジレス整流用ダイオードＤ６を介してアクティブスイッチＱ２と接続された回路構成である。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、入力用商用周波交流電源ｖｓはインバータレッグのローサイドに接続され、入力用商用周波交流電源ｖｓの一端に直列接続された昇圧用リアクトルＬｂの端はアクティブスイッチＱ１とＱ２の中点に接続され、入力用商用周波交流電源ｖｓの他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用ダイオードＤ５を介してアクティブスイッチＱ１と接続され、他方はブリッジレス整流用ダイオードＤ６を介してアクティブスイッチＱ２と接続された回路構成である。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１５に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成は、三相４線式を用いた配電方式に用いられるものであり、実施例１の回路構成（図１）が各相に接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相のワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給するものである。入力用商用周波交流電源は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧の位相が、それぞれ１２０度ずつ異なっている。
図１６は、三相回路の商用周波交流サイクルのシミュレーション波形を示している。また、図１７は、三相回路の高周波サイクルのシミュレーション波形を示している。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成は、三相４線式を用いた配電方式に用いられるものであり、実施例１の回路構成（図１）が各相に接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相のワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給するものである。入力用商用周波交流電源は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧の位相が、それぞれ１２０度ずつ異なっている。
図１６は、三相回路の商用周波交流サイクルのシミュレーション波形を示している。また、図１７は、三相回路の高周波サイクルのシミュレーション波形を示している。
図１６では、三相電源電圧および電流波形からＰＦＣ動作が各相にて確認できる。また、単相交流出力電圧Ｖｏおよび電流Ｉｏの波形から、単相の結果と比較して低周波リプルの少ない高周波電圧と高周波電流を得ており、三相ＵＦＡＣ単相ＨＦＡＣのシングルステージ変換を実現している様子がわかる。
また、図１７は、三相回路の高周波サイクルでの各相の基準相スイッチおよび制御相スイッチの電圧スイッチング波形と電流スイッチング波形を示す。シングステージ変換では、各スイッチのＺＶＳ動作達成条件が電源電圧に依存して変化する。すなわち、電源電圧が比較的高いＵ相のアクティブスイッチＱ１，Ｑ４はＺＶＳ動作を達成する。一方、Ｖ相およびＷ相については電源電圧が相対的に小さい状態であり、スイッチ転流時にロスレススナバキャパシタでの電荷が完全に放出しないため、Ｖ相のアクティブスイッチＱ5，Ｑ8,およびＷ相のアクティブスイッチＱ9，Ｑ12は、不完全なＺＶＳ動作となる。しかしながら、電源電圧ピーク値と対比して残留電圧値は小さく、不完全ＺＶＳ動作（セミＺＶＳ動作）による回路全体の性能には大きく影響を与えることはない。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を図１８に示す。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄは、同容量の２つのキャパシタ（Ｃｄ１，Ｃｄ２）が、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたた回路構成である。
実施例１の回路構成のように、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に、同容量の２つのキャパシタ（Ｃｄ１，Ｃｄ２）が設け、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置されることで、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が可能である。本実施例では、同容量の２つのキャパシタを設ける例を示したが、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよい。
本実施例の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄは、同容量の２つのキャパシタ（Ｃｄ１，Ｃｄ２）が、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたた回路構成である。
実施例１の回路構成のように、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に、同容量の２つのキャパシタ（Ｃｄ１，Ｃｄ２）が設け、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置されることで、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が可能である。本実施例では、同容量の２つのキャパシタを設ける例を示したが、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよい。
本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、高周波交流電流を要する電気設備に有用であり、特に、金属表面処理（焼き入れ，焼きなまし，焼戻しなど）やロウ付けなど、高周波ＩＨによる金属熱処理加工装置への応用が期待できる。
ｖｓ 入力用商用周波交流電源
Ｖｏ 出力電圧
ｉｓ 電源電流
ｉｏ 出力電流
Ｑ１，Ｑ２ アクティブスイッチ
Ｓ１〜Ｓ４ トランジスタスイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｄ５，Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃｄ ，Ｃｄ１ ，Ｃｄ２ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
Ｒ０ ＩＨ負荷等価実効抵抗
Ｌ０ ＩＨ負荷等価実効インダクタンス
Ｃ０ 直列共振キャパシタ
Ｃｒ 並列キャパシタ
ＣＳ１〜ＣＳ４ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
Ｖｏ 出力電圧
ｉｓ 電源電流
ｉｏ 出力電流
Ｑ１，Ｑ２ アクティブスイッチ
Ｓ１〜Ｓ４ トランジスタスイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｄ５，Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃｄ ，Ｃｄ１ ，Ｃｄ２ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
Ｒ０ ＩＨ負荷等価実効抵抗
Ｌ０ ＩＨ負荷等価実効インダクタンス
Ｃ０ 直列共振キャパシタ
Ｃｒ 並列キャパシタ
ＣＳ１〜ＣＳ４ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
Claims (11)
- ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグと、
ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々並列に逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグと、
インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタと、
第１インバータレッグの中点に接続されたワークコイルと、
第２インバータレッグの中点に接続された共振キャパシタと、
入力用商用周波交流電源と、
入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルと、
インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードと、
前記昇圧用リアクトルを介して、前記入力用商用周波交流電源の電源電圧に対して、前記非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧し、前記入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、前記ワークコイルの出力の指令値に応じて遅らせる第１〜第４スイッチの位相シフトパルス幅変調制御手段と、
を備え、
前記ワークコイルと前記共振キャパシタが直列接続され、
第１インバータレッグと第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成し、
位相シフトＰＷＭ制御により商用周波交流から高周波交流へシングルステージにて電力変換し得ることを特徴とする誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 - 上記の非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。
- 前記インバータレッグにおいて、第１〜第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。
- 前記インバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。
- 前記入力用商用周波交流電源は、前記インバータレッグのハイサイドに接続され、
前記入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続され、
前記入力用商用周波交流電源の他端は第１インバータレッグの中点に接続されたことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 - 前記入力用商用周波交流電源は、前記インバータレッグのローサイドに接続され、
前記入力用商用周波交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続され、
前記入力用商用周波交流電源の他端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続されたことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 - 前記入力用商用周波交流電源と前記昇圧用リアクトルの間に、高周波ノイズを選択的に除去するＬＣフィルタが備えられたことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。
- 三相４線式を用いた配電方式の場合、
各相に請求項１〜７の何れかの誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータが接続され、電源中性点と各相１線が共通結線とされ、各相の前記ワークコイルがＩＨ負荷に高周波の電流を供給することを特徴とする三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータ。 - 請求項１〜８の何れかの誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータを備える熱処理加工装置。
- 請求項１〜７の何れかの誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、
前記入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップ、
を備えたことを特徴とする誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法。 - 請求項８の三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、
前記入力用商用周波交流電源の電圧極性を検出することなく、各相の第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、各相の第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、ＩＨ出力の指令値に応じて遅らせる位相シフトパルス幅変調制御（ＰＳ−ＰＷＭ制御）を行うステップ、
を備えたことを特徴とする三相４線式誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016091565A JP6782429B2 (ja) | 2016-04-28 | 2016-04-28 | 誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016091565A JP6782429B2 (ja) | 2016-04-28 | 2016-04-28 | 誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2017199628A JP2017199628A (ja) | 2017-11-02 |
| JP6782429B2 true JP6782429B2 (ja) | 2020-11-11 |
Family
ID=60238092
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2016091565A Active JP6782429B2 (ja) | 2016-04-28 | 2016-04-28 | 誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6782429B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7121971B2 (ja) * | 2018-03-21 | 2022-08-19 | 国立大学法人神戸大学 | 三相ａｃ－ｄｃコンバータ |
| CN110859014B (zh) * | 2018-08-22 | 2021-12-17 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 电磁加热设备和电磁加热装置及其控制方法 |
| EP3930164B1 (en) * | 2019-02-22 | 2024-01-24 | Alps Alpine Co., Ltd. | Direct-current voltage conversion circuit and switching power source device |
| CN109802585B (zh) * | 2019-03-27 | 2023-12-19 | 西安太世德航空电器有限公司 | 可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路及方法 |
| ES2945645T3 (es) | 2019-10-24 | 2023-07-05 | Signify Holding Bv | Controlador de LED para sistemas de iluminación LED para reemplazar una lámpara de descarga de alta intensidad |
| CN111030313B (zh) * | 2019-12-30 | 2021-05-14 | 华南理工大学 | 无线电能传输系统e类逆变器zvs工作的参数设计方法 |
| CN113179029A (zh) * | 2021-05-28 | 2021-07-27 | 北京石油化工学院 | 一种基于dc/dc调压的高压变频矩形交流脉冲原油电脱水电源装置 |
| CN114980389B (zh) * | 2022-08-01 | 2022-10-25 | 保定三正电气设备有限公司 | 串联型感应加热装置动态负载匹配方法及系统 |
| CN117411307B (zh) * | 2023-10-23 | 2024-05-24 | 哈尔滨工业大学 | 适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥pfc变换器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5979991A (ja) * | 1982-10-28 | 1984-05-09 | 株式会社内野鉄工所 | 電磁誘導加熱装置 |
| JP4353522B2 (ja) * | 2004-04-09 | 2009-10-28 | 梶原工業株式会社 | 電磁誘導加熱装置、電磁誘導加熱調理装置 |
| JP4313331B2 (ja) * | 2005-04-19 | 2009-08-12 | 日立アプライアンス株式会社 | 誘導加熱装置 |
| JP5454576B2 (ja) * | 2009-06-01 | 2014-03-26 | パナソニック株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JP6278331B2 (ja) * | 2014-05-30 | 2018-02-14 | 国立大学法人神戸大学 | 誘導加熱用商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 |
-
2016
- 2016-04-28 JP JP2016091565A patent/JP6782429B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2017199628A (ja) | 2017-11-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6782429B2 (ja) | 誘導加熱用シングルステージ商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 | |
| Mishima et al. | A bridgeless BHB ZVS-PWM AC–AC converter for high-frequency induction heating applications | |
| US10199927B2 (en) | PWM scheme based on space vector modulation for three-phase rectifier converters | |
| JP6624729B2 (ja) | 絶縁型の双方向ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法 | |
| Narimani et al. | A novel single-stage multilevel type full-bridge converter | |
| TWI552502B (zh) | 逆變電路之控制方法 | |
| Komeda et al. | A phase-shift-controlled direct AC-to-AC converter for induction heaters | |
| CA2768517A1 (en) | Dc-dc converter circuit for high input-to-output voltage conversion | |
| JP2019118234A (ja) | 絶縁型の双方向ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法 | |
| US20140241507A1 (en) | Electrical energy supply system | |
| JP7121971B2 (ja) | 三相ａｃ－ｄｃコンバータ | |
| US20180019655A1 (en) | Highly Reliable and Compact Universal Power Converter | |
| JP2009124859A (ja) | アーク機器用電源装置 | |
| JP6278331B2 (ja) | 誘導加熱用商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 | |
| JP6467524B2 (ja) | 電力変換装置および鉄道車両 | |
| El-Nakeeb et al. | A high frequency modular resonant converter for the induction heating | |
| Takahara et al. | Performance verification of a novel soft switching three-phase utility frequency AC to high frequency AC direct power converter with PFC function for industrial IH applications | |
| Nha et al. | Implementation of a single-stage quasi Z-source AC-DC Power Factor Correction converter | |
| Mishima et al. | A novel bridgeless boost half-bridge ZVS-PWM single-stage utility frequency AC-high frequency ac resonant converter for domestic induction heaters | |
| Mishima et al. | Three-Phase to Single-Phase Multi-Resonant Direct AC-AC Converter for Metal Hardening High-Frequency Induction Heater | |
| Klumpner et al. | Converter topologies with low passive components usage for the next generation of integrated motor drives | |
| Tao et al. | Research on a novel three-phase single-stage boost DCM PFC topology and the dead zone of its input current | |
| Shibuya et al. | Control of switching frequency twice the output frequency for a matrix converter in induction heating application | |
| Wang et al. | Optimal LC filter design method for fully-digital-controlled CRM single-phase inverter | |
| Tayebi et al. | Effects of circuit nonlinearities on dynamic dead time optimization for a three-phase microinverter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A80 | Written request to apply exceptions to lack of novelty of invention |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A80 Effective date: 20160516 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20190305 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20190305 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20190509 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20200117 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20200204 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20200404 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20200428 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20200928 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20201001 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6782429 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |