JP5358387B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびＡＣ−ＤＣコンバータなどの電源装置に関するものである。

入力された電圧を所望の電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータおよびＡＣ−ＤＣコンバータは、ソフトスイッチング技術によりスイッチング損失を低減することで高効率化が可能である。これに伴い、スイッチング素子の駆動周波数を高周波化することで、インダクタやコンデンサなどの受動素子を小型化できる。

特許文献１の図１には、ソフトスイッチング可能なＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。主回路構成の概略は、スイッチ手段（７）と第１の磁気素子（２ａ）の間に第２の磁気素子（２ｂ，６）を配置し、第１の磁気素子（２ａ）と第２の磁気素子（２ｂ，６）の接続点から第１のダイオード（３）を介して、出力コンデンサ（４）に接続される。スイッチ手段（７）と並列に第２ダイオード（９）と第１のコンデンサ（８）の直列回路が接続され、第２の磁気素子（２ｂ，６）と並列に第２のダイオード（９）と第３のダイオード（１０）と第２のコンデンサ（１１）の直列回路が接続されている。

この電源装置では、スイッチ手段（７）がオフするときに、第１のコンデンサ（８）に充電電流が流れ、スイッチング損失を抑制し、スイッチ手段（７）がオンするときには、第２の磁気素子（２ｂ，６）によって、スイッチ手段（７）に流れる電流の立ち上がりを抑えることによりターンオン損失を抑制できる。

特開２０００−３２４８１１号公報

しかし、特許文献１では、第２のコンデンサ（１１）の充電電圧が直接印加される第１のダイオード（３）および第３のダイオード（１０）は、第２のコンデンサ（１１）の充電電圧に耐える耐圧性能を持つ必要があるため、第１のダイオード（３）および第３のダイオード（１０）として高耐圧のものを用いる必要がある。一般的に、ダイオードの耐圧が増大すると、ダイオードの順方向電圧が増加し、順方向に電流が流れるときであってもダイオードにおける素子損失が増大することとなる。すなわち、特許文献１では、第２のコンデンサの両端に高耐圧のダイオードを使用するため、順方向に電流が流れるときのダイオードの損失が大きくなる問題がある。

本発明は、電源回路の回路構成をより簡易なものにするとともに、耐圧の低いダイオードを一部に使用可能にし、そのダイオードに順方向に電流が流れるときの損失を抑制することで、スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のターンオン時およびターンオフ時のスイッチング損失を低減した電源装置を提供することを目的とする。

上記課題は特許請求の範囲に記載の発明によって解決される。

本発明によれば、ＩＧＢＴのターンオンおよびターンオフ時のスイッチング損失を低減することができ、高効率な電源装置を提供することができる。また、ダイオードは汎用品である耐圧６００Ｖ以下の素子が使用できるため、低損失，低コストで高効率な電源装置を提供することができる。

実施例１の電源装置の回路構成図。 実施例１の電源装置の回路の動作波形。 実施例１の電源装置の回路の第１の変形例。 実施例１の電源装置の回路の第２の変形例。 実施例２の電源装置の回路構成図。 実施例２の電源装置の回路の第１の変形例。 実施例３の電源装置の回路構成図。 実施例３の電源装置の回路の第１の変形例。 実施例４の電源装置の回路構成図。 実施例４の電源装置の第１の変形例。 実施例４の電源装置の第２の変形例。 実施例５の電源装置の回路構成図。 実施例５の電源装置の回路の第１の変形例。 実施例５の電源装置の回路の第２の変形例。 実施例６の電源装置の回路構成図。 実施例６の電源装置の回路の第１の変形例。 実施例１〜６の導通比と昇降圧比の関係図。 実施例７の電源装置の回路構成図。 実施例７の電源装置の制御方法。 実施例８の電源装置の回路構成図。 実施例８の電源装置の第１の制御方法。 実施例８の電源装置の第２の制御方法。 実施例９の電源装置に接続されるインバータ回路構成図。 実施例９の電源装置に接続されるインバータ回路構成図の第１の変形例。 実施例９のインバータの動作波形。 実施例９の電源装置に接続されるインバータ回路構成図の第２の変形例。 実施例９の電源装置に接続されるインバータ回路構成図の第３の変形例。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

図１，図２を用いて実施例１の電源装置について説明する。

図１において、１１は直流電源、１２は主インダクタ、１３は補助インダクタ、１４はスイッチング素子であるＩＧＢＴ、１５，１６，１８はダイオード、１７はスナバコンデンサ、１９は還流ダイオード、２０は出力コンデンサ（平滑コンデンサ）、２１は負荷である。

また、図２において、ＶｇはＩＧＢＴ１４のベースに印加される駆動電圧、ＩｍはＩＧＢＴ１４の電流、ＶｃはＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧、ＩＬは主インダクタ１２の電流、ＩＬｓは補助インダクタ１３の電流、Ｖｄはスナバコンデンサ１７の電圧、Ｉｄ１は還流ダイオード１９の電流、Ｉｄ２はダイオード１８の電流、Ｉｄ３はダイオード１６の電流である。

図１は実施例１の電源装置の回路構成図である。本実施例の電源装置は、入力電圧よりも高い電圧を出力する昇圧動作を行う昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータである。

図１の回路構成を説明する。直流電源１１の正極端子ａ点は、主インダクタ１２と補助インダクタ１３の直列回路を介して、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子に接続され、ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子は、直流電源１１の負極端子ｆ点に接続されている。ＩＧＢＴ１４にはダイオード１５が逆並列に接続されている。即ち、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子にはダイオード１５のカソード端子が接続され、エミッタ端子にはアノード端子が接続されている。ここで主インダクタ１２と補助インダクタ１３の接続点をｂ点、補助インダクタ１３とＩＧＢＴ１４の接続点をｃ点とする。ｃ点にはダイオード１６のアノード端子が接続され、ダイオード１６のカソード端子とａ点間にはスナバコンデンサ１７が接続される。ダイオード１６のカソード端子とスナバコンデンサ１７の接続点をｄ点とする。ｄ点にはダイオード１８のアノード端子が接続され、ｂ点にはダイオード１８のカソード端子が接続される。さらにｂ点には還流ダイオード１９のアノード端子が接続され、還流ダイオード１９のカソード端子は出力コンデンサ２０の正極端子ｅ点に接続される。出力コンデンサ２０の負極端子は直流電源１１の負極端子ｆ点に接続される。さらに出力コンデンサ２０の両端（ｅ／ｆ）には負荷２１が接続される。

次に動作について、図１及び図２を用いて詳細に説明する。

まず初めに、図２における時刻ｔ０よりも前の状態を説明する。ここではＩＧＢＴ１４のゲートに駆動電圧Ｖｇが印加されていないためＩＧＢＴ１４がオフ状態となり電流Ｉｍは流れていない。

次に、図２における時刻ｔ０〜ｔ４までのモード１〜５の動作について説明する。

（モード１）
モード１では、補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４の経路に流れる電流が増加する一方、還流ダイオード１９に流れる電流が減少する。詳細を以下で説明する。

時刻ｔ０でＩＧＢＴ１４に駆動電圧Ｖｇが印加されＩＧＢＴ１４がオン状態になると、ＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧Ｖｃが０Ｖに低下し、補助インダクタ１３にはおよそ出力コンデンサ２０の電圧Ｖｅ（以下、出力電圧）が印加される。このとき、補助インダクタ１３の電流ＩＬｓの傾きは、出力コンデンサ２０の出力電圧Ｖｅと補助インダクタ１３の補助インダクタ値Ｌｓを用いて式１によって導かれる。

補助インダクタ１３の電流ＩＬｓは、ＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧Ｖｃが０Ｖに低下しているため、ＩＧＢＴ１４に電流が流れ、ＩＧＢＴ１４の電流Ｉｍは補助インダクタ１３の電流ＩＬｓと同様に緩やかに増大する。一方、還流ダイオード１９を流れる環流電流Ｉｄ１は、ＩＬｓの増加に伴い緩やかに減少する。

（モード２）
モード２では、スナバコンデンサ１７，ダイオード１８，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４の経路に流れる電流が増加する。詳細を以下で説明する。

時刻ｔ１になると、還流ダイオード１９の環流電流Ｉｄ１が０Ａとなり、スナバコンデンサ１７が放電を開始し電圧Ｖｄが低下する。このときの電圧Ｖｄは、式２の直列共振周波数ｆｒに基づいて正弦波状に変化し、低下していく。電圧Ｖｄが０Ｖになるとダイオード１８が逆バイアスとなるため、直列共振が終了する。

また、ダイオード１８の電流Ｉｄ２は、電圧Ｖｄと同様に式２の直列共振周波数ｆｒに基づいて正弦波状に変化し、増加していく。前述したように電圧Ｖｄが０Ｖになると直列共振が終了する。ダイオード１８の電流Ｉｄ２は補助インダクタ１３を介してＩＧＢＴ１４に流れるので、補助インダクタ１３の電流ＩＬｓやＩＧＢＴ１４の電流Ｉｍもダイオード１８の電流Ｉｄ２と同様に緩やかに増大する。

また、ＩＬｓの最大電流値Ｉｐは、スナバコンデンサ１７のコンデンサ容量とスナバコンデンサ電圧Ｖｄと式２の直列共振周波数ｆｒから求めることが可能である。以下、式３〜式７に式の導出過程を示す。

式３に式４を代入すると、Ｉｐを求めるための式５が得られる。

モード２では、補助インダクタ１３とスナバコンデンサ１７により直列共振する。補助インダクタ１３の電流ＩＬｓは０Ａから電流が流れる正弦波となるため、電流ＩＬｓの最大値は、位相９０°となる（ｓｉｎ９０°＝１）。つまり、直列共振周波数の周期の１／４で最大値になる。したがって、最大電流になるまでの時間ｔは式６で表される。

式５に式６を代入すると、最終的に式７が得られ、直列共振周波数ｆｒとスナバコンデンサ容量Ｃとスナバコンデンサ電圧ＶｄからＩＬｓの最大電流値Ｉｐを求めることができる。

なお、厳密にはダイオード１６，ＩＧＢＴ１４，補助インダクタ１３，スナバコンデンサ１７の内部抵抗により電流値が違ってくるが、大きな違いはなく、式７よりおおよその最大電流値Ｉｐを求めることができる。

（モード３）
モード３では、直流電源１１，主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４の経路に電流が流れると共に、ダイオード１６，ダイオード１８，補助インダクタ１３の経路に流れる電流が漸減する。詳細を以下で説明する。

時刻ｔ２になると、スナバコンデンサ１７の放電が終了し（Ｖｄ＝０）、スナバコンデンサ１７と補助インダクタ１３の直列共振が終了するので、スナバコンデンサ１７からの電流が流れなくなり、ＩＧＢＴ１４に流れる電流は主インダクタ１２を介して供給される電流のみとなる。また、スナバコンデンサ１７の電圧Ｖｄが低下したことにより、ダイオード１６がオンし電流Ｉｄ３が流れ、ダイオード１６，ダイオード１８，補助インダクタ１３の経路に環流電流が流れる。この還流電流は図２のＩＬｓ，Ｉｄ２，Ｉｄ３にも示すように時間と共に漸減する。このモード３の期間，ＩＧＢＴ１４に一定電流Ｉｍが流れることによって主インダクタ１２には直流電源１１の電圧が印加され、主インダクタ１２にエネルギーを蓄える。

（モード４）
モード４では、直流電源１１，主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ダイオード１６，スナバコンデンサ１７の経路に電流が流れる。詳細を以下で説明する。

時刻ｔ３で駆動電圧Ｖｇを停止しＩＧＢＴ１４を遮断すると、Ｉｍが流れなくなり、主インダクタ１２に蓄えられたエネルギーが、ダイオード１６を介して、スナバコンデンサ１７に充電するように主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ダイオード１６，スナバコンデンサ１７の経路に電流が流れ、スナバコンデンサ１７の電圧Ｖｄが緩やかに上昇する。これにより、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子とエミッタ端子との間の電圧Ｖｃが時刻ｔ３のＩｍの遮断電流とスナバコンデンサ１７の容量により決まるｄｖ／ｄｔ（＝Ｉｍ／Ｃ）で緩やかに上昇し、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳ）が可能になり、ターンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。

（モード５）
モード５は、スナバコンデンサ１７の電圧Ｖｄが出力コンデンサ２０に充電されている電圧を超えた後、出力コンデンサ２０が充電され出力電圧Ｖｅが漸増するモードである。時刻ｔ４になりスナバコンデンサ１７の電圧Ｖｄが出力電圧Ｖｅに到達すると、ダイオード１８および還流ダイオード１９がオンし、電流Ｉｄ２とＩｄ１が流れ、出力コンデンサ２０が充電される。また、Ｉｄ２とＩｄ３は補助インダクタ１３に蓄えられたエネルギーが減少するに従い、漸減する。

以上のモード１〜モード５を繰り返すこととで、入力電圧Ｖｉｎより高い出力電圧Ｖｅを出力コンデンサ２０に蓄えることができ、この出力コンデンサ２０から出力電圧Ｖｅを出力することができる。

また、ＩＧＢＴ１４の導通比Ｄ（０≦Ｄ≦１）を調整することで入力電圧Ｖｉｎ以上の任意の電圧Ｖｅを出力することができる。なお、言うまでも無いが、出力電力Ｖｅは出力コンデンサ２０の耐電圧性能に依存し所定の範囲に制限される。

出力コンデンサ２０の出力電圧Ｖｅは、ＩＧＢＴ１４の導通比Ｄと入力電圧Ｖｉｎから式８によって導かれる。

また、ＩＧＢＴ１４の導通比Ｄは、ＩＧＢＴ１４のスイッチング周波数ｆｓと、ＩＧＢＴ１４の導通時間Ｔｏｎから式９のように定められる。

式９を式８に代入すると、出力電圧Ｖｅを求めるための式１０を得ることができる。

導通比Ｄは０≦Ｄ≦１であるため、式８や式１０から明らかなように、実施例１の電源装置を用いることで入力電圧Ｖｉｎよりも高い出力電圧Ｖｅを得ることができる。

各素子の耐圧について述べる。まずＩＧＢＴ１４およびダイオード１５，１６，１９は出力電圧Ｖｅが印加されるため、出力電圧Ｖｅ以上の耐圧が必要となる。一方、出力電圧Ｖｅとｂ点の電圧はほぼ同じ電圧であるため、ダイオード１８には電圧の印加がほとんどない。このためダイオード１８には耐圧６００Ｖ以下の素子、例えば、ショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤ）などの低耐圧ダイオードを使用することが可能となる。一般的にＳＢＤは、ＰＮダイオードよりも低順方向電圧であり、ダイオード１８での損失は抑制されるので、ダイオード１８を追加しても効率の低下はほとんどない。従って、実施例１の電源装置を用いることでＩＧＢＴ１４のスイッチング損失を低減することができる。

図３に実施例１の変形例１を示し、図４に変形例２を示す。図１と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。図３において、図１との違いはスナバコンデンサ１７をｄ点とｆ点間に接続したことである。一方、図４では、スナバコンデンサ１７をｄ点とｅ点間に接続したことである。どちらの場合も第１の実施形態と同様にスイッチング損失が低減された動作となる。

図５を用いて実施例２の電源装置の回路構成について説明する。本実施例の電源装置は、入力電圧より低い電圧を出力する降圧動作を行う降圧ＤＣ−ＤＣコンバータである。

図５の回路構成を説明する。実施例１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。直流電源１１の正極端子ａ点と負極端子ｆ点間には、ＩＧＢＴ１４と補助インダクタ１３と主インダクタ１２と出力コンデンサ２０の直列回路が接続されている。ここでＩＧＢＴ１４と補助インダクタ１３の接続点をｃ点、補助インダクタ１３と主インダクタ１２の接続点をｂ点、主インダクタ１２と出力コンデンサ２０の接続点をｅとする。ａ点にはＩＧＢＴ１４のコレクタ端子、ｃ点にはＩＧＢＴ１４のエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ１４にはダイオード１５が逆並列に接続されている。即ち、ｃ点にダイオード１５のアノード端子、ａ点にカソード端子が接続される。さらにｃ−ａ間にはスナバコンデンサ１７とダイオード１６の直列回路が接続されている。このスナバコンデンサ１７とダイオード１６の接続点をｄ点とする。ｄ点にはダイオード１６のアノード端子、ｃ点にはカソード端子が接続されている。ｂ−ｄ間にはダイオード１８が接続され、ｂ点にダイオード１８のアノード端子、ｄ点にカソード端子が接続されている。さらにｆ−ｂ間に環流ダイオード１９が接続され、ｆ点に還流ダイオード１９のアノード端子、ｂ点にカソード端子が接続される。ｅ−ｆ間には出力コンデンサ２０に並列に負荷２１が接続されている。

動作については、実施例１と同様になるため、説明を省略する。第１の実施形態との違いは、入力電圧より低い電圧を出力することである。その出力電圧は、ＩＧＢＴ１４の導通比により決定され、次式で表せる。

式９を式１１に代入すると、式１２が得られる。

導通比Ｄは０≦Ｄ≦１であるため、式１１や式１２から明らかなように、実施例２の電源装置を用いることで入力電圧Ｖｉｎよりも低い出力電圧Ｖｅを得ることができる。また、実施例２でも、ダイオード１８はＳＢＤなどの低耐電圧のものを用いることができるため、ダイオード１８での損失を抑制することができる。

図６に実施例２の変形例を示す。同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。図６の回路構成は、図５の補助インダクタ１３とＩＧＢＴ１４を入れ替え、スナバコンデンサ１７とダイオード１８を入れ替え、さらに、ダイオード１６の向きを逆にした構成となっている。すなわち、図６の回路構成は、ａ−ｃ間に補助インダクタ１３が接続され、ｃ−ｂ間にＩＧＢＴ１４が接続され、ｃ点にＩＧＢＴ１４のコレクタ端子、ｂ点にエミッタ端子が接続される。また、ａ−ｄ間にダイオード１８が接続され、ｄ−ｂ間にスナバコンデンサ１７が接続され、ａ点にダイオード１８のカソード端子、ｄ点にアノード端子が接続される。さらに、ｃ点にダイオード１６のアノード端子、ｄ点にカソード端子が接続される。動作および出力特性については第２の実施形態と同様になるため、説明を省略する。

図７を用いて実施例３の電源回路の回路構成図について説明する。本実施例の電源装置は、入力電圧より低い電圧も高い電圧も出力できる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータである。なお、出力電圧は入力電圧を正負反転した電圧が出力される。また、入力側と出力側のグランド電位が異なるため、入出力の負電圧端子間を電気的に分離する必要がある。

図７の回路構成を説明する。上述した実施例と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。実施例３の回路構成は実施例２の環流ダイオード１９と主インダクタ１２を入れ替えた構成となっている。すなわち、ｂ−ｆ間に主インダクタ１２が接続され、ｅ−ｂ間に還流ダイオード１９が接続され、ｅ点に還流ダイオード１９のアノード端子、ｄ点にカソード端子が接続される。入力側はｆ点がグランドとなるが、負荷側ではｅ点がグランド電位になるため、入出力間を電気的に分離する。

動作については、実施例１と同様になるため、説明を省略する。実施例１，２との違いは、入力電圧より低い電圧も高い電圧も出力できることである。その出力電圧は、ＩＧＢＴ１４の導通比Ｄにより決定され、式１３で表せる。

式９を式１３に代入すると、式１４が得られる。

導通比Ｄは０≦Ｄ≦１であるため、式１３や式１４から明らかなように、実施例３の電源装置を用いることで入力電圧Ｖｉｎよりも低い出力電圧Ｖｅも高い出力電圧Ｖｅも得ることができる。また、実施例３でも、ダイオード１８はＳＢＤなどの低耐電圧のものを用いることができるため、ダイオード１８での損失を抑制することができる。

図８に実施例３の変形例を示す。同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。図８の回路構成は、図７の補助インダクタ１３とＩＧＢＴ１４を入れ替え、スナバコンデンサ１７とダイオード１８を入れ替え、さらに、ダイオード１６の向きを逆にした構成となっている。すなわち、図８の回路構成は、ａ−ｃ間に補助インダクタ１３が接続され、ｃ−ｂ間にＩＧＢＴ１４が接続され、ｃ点にＩＧＢＴ１４のコレクタ端子、ｂ点にエミッタ端子が接続される。また、ａ−ｄ間にダイオード１８が接続され、ｄ−ｂ間にスナバコンデンサ１７が接続され、ａ点にダイオード１８のカソード端子、ｄ点にアノード端子が接続される。さらに、ｃ点にダイオード１６のアノード端子、ｄ点にカソード端子が接続される。動作については第３の実施形態と同様になるため、説明を省略する。

図９を用いて実施例４の電源装置の回路構成について説明する。本実施例の電源装置は、入力電圧より低い電圧も高い電圧も出力できる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータである。

図９の回路構成を説明する。上述した実施例と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。実施例３の電源装置との大きな違いはコンデンサ９１，第２の主インダクタ９２を設ける点である。

直流電源１１の正極端子ａ点は、第１の主インダクタ１２と補助インダクタ１３の直列回路を介して、ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子に接続され、ＩＧＢＴ１４のエミッタ端子は直流電源１１の負極端子ｆ点に接続されている。ＩＧＢＴ１４のコレクタ端子にはダイオード１５のカソード端子が接続され、エミッタ端子にはアノード端子が接続されている。ｃ点にはダイオード１６のアノード端子が接続され、ダイオード１６のカソード端子とａ点間にはスナバコンデンサ１７が接続される。ダイオード１６のカソード端子とスナバコンデンサ１７の接続点をｄ点とする。ｄ点にはダイオード１８のアノード端子が接続され、ｂ点にはダイオード１８のカソード端子が接続される。さらにｂ―ｆ間にはコンデンサ９１と第２の主インダクタ９２の直列回路が接続されている。第２の主インダクタ９２と並列に還流ダイオード１９と出力コンデンサ２０の直列回路が接続され、出力コンデンサ２０と並列に負荷２１が接続されている。

次に動作を説明する。動作モードについては図２と同様である。まずＩＧＢＴ１４がオンすると、スナバコンデンサ１７に充電されているエネルギーがダイオード１８，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４，直流電源１１，スナバコンデンサ１７の経路に電流が流れ、放電される。このとき、補助インダクタ１３により、ＩＧＢＴ１４に流れる電流が緩やかに上昇し、ゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳ）となる。

スナバコンデンサ１７の電荷が０になると、直流電源１１から第１の主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４の経路と、コンデンサ９１，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４，第２の主インダクタ９２の経路に電流が流れ、第１の主インダクタ１２，補助インダクタ１３，第２の主インダクタ９２にエネルギーが蓄積される。

次にＩＧＢＴ１４をオフすると、第１の主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ダイオード１６，スナバコンデンサ１７の経路と、第２の主インダクタ９２，コンデンサ９１，補助インダクタ１３，ダイオード１６，スナバコンデンサ１７，直流電源１１の経路に電流が流れ、ＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧が緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなる。スナバコンデンサ１７の電圧が出力電圧Ｖｅまで上昇すると、第１の主インダクタ１２，補助インダクタ１３から、ダイオード１６，１８，コンデンサ９１，還流ダイオード１９の経路を介して供給される電流と、第２の主インダクタ９２から、還流ダイオード１９，出力コンデンサ２０の経路を介して供給される電流とによって、出力コンデンサ２０が充電される。補助インダクタ１３のエネルギー（電荷）がなくなると、ダイオード１６，１８がオフし、第１の主インダクタ１２から、コンデンサ９１，還流ダイオード１９の経路を介して供給される電流によって、出力コンデンサ２０が充電される。以上の動作により直流電源１１から出力コンデンサ２０に電力が供給される。

出力特性は第３の実施例と同様であるが、非反転出力となるため、次式となる。

実施例３のように反転出力を採った場合には、入力側の直流電源１１の負極ラインと出力側の負荷２０の負極ラインを電気的に分離する必要があったが、本実施例のように非反転出力を採った場合には、入力側の直流電源１１の負極ラインと出力側の負荷２０の負極ラインを共通にできるため、電気的な分離をする必要はない。

次に、図１０に実施例４の変形例１、図１１に変形例２を示す。図１０，図１１はそれぞれスナバコンデンサ１７の接続方法が異なっている。図１０の変形例１ではスナバコンデンサ１７をｄ−ｆ間に接続し、図１１の変形例２ではスナバコンデンサ１７をｄ−ｅ間に接続している。動作および出力特性については、第４の実施形態と同様のため、説明は省略する。

図１２を用いて実施例５の電源装置の回路構成図について説明する。本実施例の電源装置は、入力電圧より低い電圧も高い電圧も出力できる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータである。なお、出力電圧は入力電圧を正負反転した電圧が出力される。

図１２の回路構成を説明する。上述した実施例と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。実施例５の回路構成は実施例４の環流ダイオード１９と第２の主インダクタ９２を入れ替えた構成となっている。すなわち、ｇ−ｆ間に還流ダイオード１９が接続され、ｇ−ｅ間に第２の主インダクタ９２が接続され、ｇ点に還流ダイオード１９のアノード端子、ｆ点にカソード端子が接続される。

次に動作を説明する。動作モードについては図２と同様である。まずＩＧＢＴ１４がオンすると、スナバコンデンサ１７に充電されているエネルギーがダイオード１８，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４，直流電源１１，スナバコンデンサ１７の経路に電流が流れ、放電される。このとき、補助インダクタ１３により、ＩＧＢＴ１４に流れる電流が緩やかに上昇し、ＺＣＳターンオンとなる。

スナバコンデンサ１７の電荷が０になると、直流電源１１から第１の主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４に電流が流れ、第２の主インダクタ１２，補助インダクタ１３にエネルギーが蓄積される。また、第２の主インダクタ９２，コンデンサ９１，補助インダクタ１３，ＩＧＢＴ１４，出力コンデンサ２０の経路に電流が流れ、出力コンデンサ２０にエネルギーが蓄積される。

次にＩＧＢＴ１４をオフすると、第１の主インダクタ１２，補助インダクタ１３，ダイオード１６，スナバコンデンサ１７の経路と、第２の主インダクタ９２，コンデンサ９１，補助インダクタ１３，ダイオード１６，スナバコンデンサ１７，直流電源１１，出力コンデンサ２０の経路に電流が流れ、ＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧が緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなる。スナバコンデンサ１７の電圧が出力コンデンサ２０に充電されている電圧まで上昇すると、主インダクタ１２，補助インダクタ１３の電流はダイオード１６，１８，コンデンサ９１，還流ダイオード１９，出力コンデンサ２０の経路に流れ、出力コンデンサ２０にエネルギーを充電する。第２の主インダクタ９２の電流は還流ダイオード１９，出力コンデンサ２０の経路に流れ、出力コンデンサ２０にエネルギーを供給する。以上の動作により直流電源１１から出力コンデンサ２０に電力が供給される。

出力特性は第３の実施形態と同様となり、式１４より求めることができる。

次に、図１３に実施例５の変形例１、図１４に変形例２を示す。図１３，図１４はそれぞれスナバコンデンサ１７の接続方法が異なっている。図１３の変形例１ではスナバコンデンサ１７をｄ−ｆ間に接続し、図１４の変形例２ではスナバコンデンサ１７をｄ−ｅ間に接続している。動作および出力特性については、第５の実施形態と同様のため、説明は省略する。

図１５を用いて実施例６の電源装置の回路構成図について説明する。本実施例の電源装置は、入力電圧より低い電圧も高い電圧も出力できる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータである。

図１５の回路構成を説明する。上述した実施例と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。

直流電源１１の正極端子ａ点と負極端子ｆ点間には、ＩＧＢＴ１４と補助インダクタ１３と主インダクタ１２の直列回路が接続されている。ここでＩＧＢＴ１４と補助インダクタ１３の接続点をｃ点、補助インダクタ１３と主インダクタ１２の接続点をｂ点とする。ａ点にはＩＧＢＴ１４のコレクタ端子、ｃ点にはエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ１４にはダイオード１５が逆並列に接続されている。即ち、ｃ点にダイオード１５のアノード端子、ａ点にカソード端子が接続される。さらにａ−ｃ間にはスナバコンデンサ１７とダイオード１６の直列回路が接続されている。このスナバコンデンサ１７とダイオード１６の接続点をｄ点とする。ｄ点にはダイオード１６のアノード端子、ｃ点にはカソード端子が接続されている。ｂ−ｄ間にはダイオード１８が接続され、ｂ点にダイオード１８のアノード端子、ｄ点にカソード端子が接続されている。さらに主インダクタ１２と並列にコンデンサ９１と環流ダイオード１９の直列回路が接続されている。コンデンサ９１と還流ダイオード１９の接続点をｇとすると、ｆ点には還流ダイオード１９のアノード端子、ｇ点にはカソード端子が接続される。還流ダイオード１９と並列に第２の主インダクタ９２と出力コンデンサ２９の直列回路が接続されている。出力コンデンサ２０と並列に負荷２１が接続されている。

次に動作を説明する。動作モードについては図２と同様である。まずＩＧＢＴ１４がオンすると、スナバコンデンサ１７に充電されたエネルギーがＩＧＢＴ１４，補助インダクタ１３，ダイオード１８，スナバコンデンサ１７の経路に電流が流れ、ＩＧＢＴ１４に流れる電流は補助インダクタ１３によって抑制され、緩やかに上昇しＺＣＳターンオンとなる。

次にスナバコンデンサ１７のエネルギーがなくなると、直流電源１１，ＩＧＢＴ１４，補助インダクタ１３，主インダクタ１２の経路と、直流電源１１，ＩＧＢＴ１４，補助インダクタ１３，コンデンサ９１，第２の主インダクタ９２，コンデンサ２０の経路に電流が流れ、主インダクタ１２，補助インダクタ１３にエネルギーを蓄積すると共に出力コンデンサ２０にエネルギーを供給する。

次にＩＧＢＴ１４をオフすると、直流電源１１，スナバコンデンサ１７，ダイオード１６，補助インダクタ１３，主インダクタ１２の経路と、直流電源１１，スナバコンデンサ１７，ダイオード１６，補助インダクタ１３，コンデンサ９１，第２の主インダクタ９２，出力コンデンサ２０の経路に電流が流れ、ＩＧＢＴ１４のコレクタ電圧が緩やかに上昇しＺＶＳターンオフとなる。スナバコンデンサ１７の電圧が出力コンデンサ２０に充電されている電圧を超えると、補助インダクタ１３の電流がダイオード１８，１６を還流する。主インダクタ１２の電流は還流ダイオード１９，コンデンサ９１に電流が流れ、コンデンサ９１を充電する。第２の主インダクタ９２からの電流は出力コンデンサ２０，還流ダイオード１９に流れ、出力コンデンサ２０にエネルギーを供給する。

出力特性は第４の実施形態と同様となり、式１５より求めることができる。

次に、図１６に実施例６の変形例を示す。図１６の回路構成は、図１５の補助インダクタ１３とＩＧＢＴ１４を入れ替え、スナバコンデンサ１７とダイオード１８を入れ替え、さらに、ダイオード１６の向きを逆にした構成となっている。すなわち、図１６の回路構成は、ａ−ｃ間に補助インダクタ１３が接続され、ｃ−ｂ間にＩＧＢＴ１４が接続され、ｃ点にＩＧＢＴ１４のコレクタ端子、ｂ点にエミッタ端子が接続される。また、ａ−ｄ間にダイオード１８が接続され、ｄ−ｂ間にスナバコンデンサ１７が接続され、ａ点にダイオード１８のカソード端子、ｄ点にアノード端子が接続される。さらに、ｃ点にダイオード１６のアノード端子、ｄ点にカソード端子が接続される。動作および出力特性については、実施例６と同様のため、説明は省略する。

以上の実施例１〜実施例６の導通比（Ｄ）と昇降圧比の関係のグラフを図１７に示す。図１７のグラフにおいて、「昇圧」は実施例１の特性を示し、「降圧」は実施例２の特性を示し、「昇降圧」は実施例３〜実施例６の特性を示す。ただし、第３，５の実施形態は入力電源に対して正負反転出力になる。ここから明らかなように、導通比Ｄを０〜１の範囲で適切に設定することで、実施例１の構成では理論上昇降圧比を１以上の範囲で任意に制御することができ、実施例２の構成では昇降圧比を０〜１の範囲で任意に制御することができ、実施例３〜実施例６の構成では理論上昇降圧比を任意に制御することができる。なお、実際には、出力電圧は出力コンデンサの耐圧性能を超えることはできないため、昇降圧比は出力コンデンサ２０の性能によって制限され、昇降圧比を無限大まで大きくすることはできない。

図１８を用いて実施例７の電源装置の回路構成図について説明する。本実施例の電源装置は、商用電源１のピーク電圧より高い直流電圧に変換する力率改善（ＰＦＣ）コンバータである。主回路の構成は第１の実施形態と同一構成要素については説明を省略する。１は商用電源、２はフィルタ用インダクタ、３はフィルタ用コンデンサ、４は整流回路である。フィルタ用インダクタ２，フィルタ用コンデンサ３，整流回路４から実施例１で説明した直流電源１１が構成され、これから全波整流した脈動電圧が出力される。商用電源１から供給される電流波形は接続された負荷に依存するため、負荷が変われば商用電源１から供給される電流波形も変形してしまう。変形した電流波形は高調波を多く含んでいるため、他の機器の動作に影響を与えるとともに、電力設備を焼損させたり異常音を発生させたりする障害が起こる。このため、電源回路に入力される電流波形が正弦波状となるように制御することが重要である。本実施例では商用電源１から供給される電流波形を正弦波状に成型するために有効な構成を中心に説明を行う。

まず、ＰＦＣ制御に必要な検出回路と制御回路について説明する。商用電源１には電源インダクタ２と電源コンデンサ３の直列回路が接続されており、この電源コンデンサ３に整流回路４が接続されている。商用電源１から入力される電力を検知するには、商用電源１から流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、商用電源１から流れるＡＣ電流を電流センサ１００で電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路１０１でＡＣ電流値を検出する。

また、商用電源１の電圧と同位相の正弦波電流に整形を行うことにより力率を改善する制御には、ＡＣ電流波形の基準信号となる整流回路４の出力電圧、即ち、整流された直流電圧を入力電圧検出回路１０２で検出する。さらに、出力電圧を一定に制御するために、昇圧回路の出力電圧Ｖｅ、即ち、コンデンサ２０の両端電圧を出力電圧検出回路１０５で検出する。なお、部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路１０６内部で基準信号を求め、商用電源１に流れるＡＣ電流の波形整形を行うことも可能であり、その場合には整流回路４および入力電圧検出回路１０２を削除してもよい。

主インダクタ１２に流れる電流は入力電流を全波整流したものと等価であるので、主インダクタ１２に流れる電流波形を制御することにより、ＡＣ電流の波形整形を行うことができる。なお、主インダクタ１２に流れる電流波形を制御するにはＩＧＢＴをＰＷＭ制御すればよいが、この詳細は後述する。本実施例では、主インダクタ１２に流れる電流を電流センサ１０８により電圧に変換した後、入力電流検出回路１０３により主インダクタ１２に流れる電流を検出する。

ＩＧＢＴ１４に流れる電流Ｉｍも商用電源１から供給されるＡＣ電流の影響を受けるので、ＩＧＢＴ１４のコレクタ側またはエミッタ側に配置した電流センサ１０８で検出したＩＧＢＴ１４の電流に基づいて、ＡＣ電流の波形整形を行うことも可能である。この場合、主インダクタ１２の電流の検出を省略することができる。

次に、本実施例における制御方法について説明する。ＩＧＢＴ１４は昇圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、商用電源１の電圧に応じて入力電流の波形を商用電源１の電圧と同位相の正弦波電流に整形する力率改善制御を行う。図１９に商用電源１の１周期期間の電圧波形Ｖａｃ，出力コンデンサ２０の電圧Ｖｅ，電流波形Ｉａｃ，入力電圧検出値，出力電圧検出値，入力電流検出値，電流指令値と三角波，制御信号を示す。先ず、図１９において、ＶｅをＶａｃのピーク電圧より高い電圧に設定する。次に、電流指令値の生成方法について説明する。まず、入力電圧検出値と出力電圧検出値を乗算し、その結果を入力電流検出値との誤差を増幅することにより電流指令値が生成できる。制御信号は電流指令値と三角波を比較演算することで生成される。具体的には、電流指令値が三角波よりも大きいときに制御信号をオフにし、小さいときにはオンにする。この制御信号がドライブ回路１０４を介して出力され、ＩＧＢＴ１４を動作する。なお、この制御信号は実施例１などで示した駆動電圧Ｖｇに相当する。

図２０を用いて実施例８の電源装置の回路構成図について説明する。本実施例の電源装置は、商用電源を任意の直流電圧（昇降圧）に変換する力率改善（ＰＦＣ）コンバータである。主回路の構成は商用電源１から整流器４を介して、実施例２の降圧回路（図５）を接続し、この降圧回路の出力部に実施例１の変形例の昇圧回路（図３）を接続した構成であり、一般的にＨブリッジ方式と呼ばれている。図２０では、実施例１で説明した構成の符号の後にＡを付加して表示し、実施例２で説明した構成の符号の後にＢを付加して表示することとする。なお、図２０では降圧回路と昇圧回路の主インダクタ１２、および、出力コンデンサ２０を兼用しているため、回路体積を小さくすることが可能である。

まず、動作について説明する。ＰＦＣの検出回路については第７の実施形態と同様であり、検出回路の説明は省略する。

次に、本実施例における制御方法について説明する。商用電源１の電圧と出力電圧Ｖｅの大小関係に応じて、昇圧回路用のスイッチング素子であるＩＧＢＴ１４Ａ、降圧回路用のスイッチング素子であるＩＧＢＴ１４Ｂの動作の組み合わせを制御し、入力電流を正弦波状に制御する力率改善を行う。図２１に商用電源１の１周期期間のＩＧＢＴ１４Ａ，１４Ｂの動作波形を示す。図２１において、商用電源１の電圧をＶａｃ，出力コンデンサ２０の電圧をＶｅと示す。

まず、Ｖａｃよりも高いＶｅを生成する昇圧モードについて説明する。昇圧モードの前半では、ＩＧＢＴ１４Ｂをオン状態に固定し、ＩＧＢＴ１４Ａをスイッチング動作する。このとき、入力電流検出回路１０３，入力電圧検出回路１０２、および、出力電圧検出回路１０５の検出信号を制御回路１０６で演算し、入力電流検出回路１０３で検出される入力電流が正弦波状になるようにＰＷＭ変調された制御電圧Ｖｇがドライブ回路１０４を介してＩＧＢＴ１４Ａに出力され、ＩＧＢＴ１４Ａは図２１に示されるスイッチングパターンで動作する。

次に、Ｖａｃよりも低いＶｅを生成する降圧モードについて説明する。降圧モードでは、ＩＧＢＴ１４Ａをオフ状態に固定し、ＩＧＢＴ１４Ｂをスイッチング動作する。このとき、入力電流検出回路１０３，入力電圧検出回路１０２、および、出力電圧検出回路１０５の検出信号を制御回路１０６で演算し、入力電流検出回路１０３で検出される入力電流が正弦波状になるようにＰＷＭ変調された制御電圧Ｖｇがドライブ回路１０９を介してＩＧＢＴ１４Ｂに出力され、ＩＧＢＴ１４Ｂは図２１に示されるスイッチングパターンで動作する。

以上のように、商用電源１の電圧と出力電圧Ｖｅの大小関係に応じて、ＩＧＢＴ１４Ａと、１４Ｂがそれぞれ選択されて動作するため、スイッチング損失を低減することが可能になり、効率向上ができる。

次に実施例８の変形例ついて説明する。図２２に変形例の動作波形を示す。ここに示すように、変形例では、ＩＧＢＴ１４Ａ，１４Ｂが常に同じスイッチングパターンでスイッチング動作する制御を行う。これにより、スイッチングパターンの制御を簡略することが可能になる。本実施例の出力は実施例３の反転出力型と絶対値が同じ出力電圧となる。したがってＩＧＢＴ１４Ａ，１４Ｂが同じスイッチングパターンでも昇降圧動作ができ力率改善が可能となる。

図２３を用いて実施例９について説明する。

図２３は以上の実施例における負荷２１を具体的に説明するものであり、実施例１〜実施例８で説明した各電源装置を符号５０で表すものとする。

図２３は実施例９の負荷２１の回路構成図であり、本実施例の負荷２１は誘導加熱装置のハーフブリッジインバータ回路である。ｅ−ｆ間にはＩＧＢＴ４１と４３の直列回路が接続されている。ＩＧＢＴ４１とＩＧＢＴ４３の接続点をｔ点とすると、ＩＧＢＴ４１には並列にダイオード４２とスナバコンデンサ４５が接続され、ダイオード４２のアノード端子はｔ点、カソード端子はｅ点に接続される。ＩＧＢＴ４３には並列にダイオード４４とスナバコンデンサ４６が接続され、ダイオード４６のアノード端子はｆ点、カソード端子はｔ点に接続される。これらによって、上下アーム２００が構成されている。さらにｅ−ｆ間には共振コンデンサ４８，４９の直列回路が接続されている。共振コンデンサ４８，４９の接続点をｓ点とすると、ｔ−ｓ間には加熱コイル４７が接続されている。

次に動作を説明する。図２５に本実施例のインバータのモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、ＩＧＢＴ４１およびＩＧＢＴ４３はデッドタイム期間を設け、相補に駆動する。

図２５に示すように、加熱コイル４７には、正弦波状のコイル電流ＩＬｃが流れており、この共振周波数ｆｒは、式１６に示すように、加熱コイル４７のインダクタンス値Ｌ，共振コンデンサ４８，４９の並列合成静電容量Ｃから決定される。

以下で、モード１〜モード４における詳細な動作を説明する。

（モード１）
ＩＧＢＴ４１の電流Ｉｃ１の電流が０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはＩＧＢＴ４１に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ４１はすでにオンしているため、モード１開始直後からＩＧＢＴ４１に電流Ｉｃ１が流れ始める。このときＩＧＢＴ４１の両端電圧（コレクタ端子，エミッタ端子間電圧Ｖｃ１）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ４１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード２）
ＩＧＢＴ４１を遮断しモード２になると、ＩＬｃは電源回路５０，スナバコンデンサ４５，加熱コイル４７，共振コンデンサ４９の経路と，加熱コイル４７，共振コンデンサ４８，スナバコンデンサ４５の経路と、スナバコンデンサ４６，加熱コイル４７，共振コンデンサ４９の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ４５は充電され、スナバコンデンサ４６は放電される。これにより、ＩＧＢＴ４１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサ４５の電圧Ｖｃ１が電源電圧（ｅ−ｆ間電圧）以上になると、スナバコンデンサ４６の電圧Ｖｃ２は０Ｖとなり、ダイオード４４がオンし、加熱コイル電流ＩＬｃが流れ続ける。ダイオード４４に電流が流れている期間にＩＧＢＴ４３にオン信号を入力する。

（モード３）
ＩＧＢＴ４３の電流Ｉｃ２の電流が０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはＩＧＢＴ４３に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ４３はすでにオンしているため、モード３開始直後からＩＧＢＴ４３に電流Ｉｃ２が流れ始める。このときＩＧＢＴ４３の両端電圧（コレクタ端子，エミッタ端子間電圧Ｖｃ２）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ４３には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード４）
ＩＧＢＴ４３を遮断しモード４になると、ＩＬｃは加熱コイル４７，スナバコンデンサ４６，電源回路５０，共振コンデンサ４８の経路と、加熱コイル４７，スナバコンデンサ４６，共振コンデンサ４９の経路と、スナバコンデンサ４５，共振コンデンサ４８，加熱コイル４７の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ４６は充電され、スナバコンデンサ４５は放電される。これにより、ＩＧＢＴ４３の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル４７に高周波電流を流すことで、加熱コイルから磁束を発生させる。この磁束により加熱コイルの上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

（実施例９の変形例１）
図２４に実施例９の変形例１を示す。変形例１は実施例９の共振コンデンサ４８を省略するとともに、共振コンデンサ４９に代え共振コンデンサ５１を設けたものである。その他の部分は実施例９の構成と共通するので説明を省略する。変形例１はＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）インバータの回路構成である。共振コンデンサ５１の容量を、実施例９の共振コンデンサ４８，４９の並列接続の合成容量値とする。動作については第９の実施形態と同様であるため、説明は省略する。

（実施例９の変形例２）
図２６は実施例９の変形例２を示す。本変形例はフルブリッジインバータの回路構成である。図２３と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。フルブリッジインバータは、電源回路５０の出力端子であるｅ−ｆ間に上下アーム２００と、上下アーム３００が接続され、上下アームの中点のｔ−ｕ間に加熱コイル４７と共振コンデンサ５１の直列回路が接続された構成である。ＩＧＢＴ４１，４３，６１，６３には逆並列にダイオード４２，４４，６２，６４が接続されており、ＩＧＢＴのコレクタ端子にダイオードのカソード端子，エミッタ端子にアノード端子が接続されている。ＩＧＢＴ４１とＩＧＢＴ６３に同じ駆動信号を与え、ＩＧＢＴ４３とＩＧＢＴ６１に同じ駆動信号を与えることで、ＩＧＢＴ４１とＩＧＢＴ４３が相補に駆動し、ＩＧＢＴ６１とＩＧＢＴ６３が相補に駆動する。

ＩＧＢＴのソフトスイッチング動作については、ハーフブリッジと同様の動作となるため、説明は省略する。フルブリッジでは加熱コイル４７と共振コンデンサ５１の直列回路に印加される電圧、すなわちインバータ出力電圧（ｔ−ｕ間電圧）がハーフブリッジの２倍の電圧を発生させることができる。このため、加熱コイル４７の巻数を増やすことができるため、加熱効率の向上が可能になる。

（実施例９の変形例３）
図２７に実施例９の変形例３を示す。本変形例はリレー５３を設けＳＥＰＰとフルブリッジを切り替える構成となっている。誘導加熱装置の場合、加熱する負荷によってインバータ方式を切り替えることで、鉄や磁性ステンレスに代表される磁性金属製の金属負荷も、アルミニウムや同に代表される非磁性金属製の金属負荷も加熱することが可能になる。アルミニウムや銅といった低抵抗の非磁性材料は、ＳＥＰＰインバータで加熱する。一方、鉄や磁性ステンレスなどの磁性材料は、金属の電気抵抗が大きいため、加熱コイルと共振コンデンサで構成される共振回路の大きな電圧を印加できるフルブリッジインバータで加熱する。インバータ方式の切り替えはリレー５３をオフでＳＥＰＰインバータ、リレー５３をオンでフルブリッジインバータに切り替える。各回路方式の動作については、第９の実施形態と同様であるため説明は省略する。

１ 商用電源
４ 整流回路
１１ 直流電源
１２ 主インダクタ
１３ 補助インダクタ
１４ ＩＧＢＴ
１５，１６，１８ ダイオード
１７ スナバコンデンサ
２０ 出力コンデンサ
２１ 負荷
４７ 加熱コイル
５０ 電源回路
５３ リレー
１００，１０８ 電流センサ
１０１ ＡＣ電流検出回路
１０２ 入力電圧検出回路
１０３ 入力電流検出回路
１０４ ドライブ回路
１０５ 出力電圧検出回路
１０６ 制御回路
１０７ 出力電圧設定部
２００，３００ 上下アーム

Claims (17)

1. 直流電源（１１）と、
   該直流電源と並列に設けられた、主インダクタ（１２）と補助インダクタ（１３）とスイッチング素子（１４）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
   前記補助インダクタと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられた、還流ダイオード（１９）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と前記還流ダイオードの間に、前記補助インダクタと並列になるように設けられた、第２のダイオード（１６）と第３のダイオード（１８）の直列回路と、
   前記主インダクタと前記補助インダクタと前記第２のダイオードの直列回路と並列に設けられたスナバコンデンサ（１７）と、
   を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧よりも高い直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記スナバコンデンサに代えて、前記スイッチング素子と前記第２のダイオードの直列回路に並列設けられたスナバコンデンサを具備することを特徴とする電源装置。
3. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記スナバコンデンサに代えて、前記第３のダイオード（１８）と前記還流ダイオードの直列回路に並列設けられたスナバコンデンサを具備することを特徴とする電源装置。
4. 直流電源（１１）と、
   該直流電源と並列に設けられた、スイッチング素子（１４）と補助インダクタ（１３）と還流ダイオード（１９）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のコンデンサ（１５）と、
   前記還流ダイオードと並列に設けられた、主インダクタ（１２）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と第２のダイオード（１６）の直列回路と、
   前記第２のダイオード（１６）と前記補助インダクタの直列回路と並列に設けられた、第３のダイオード（１８）と、
   を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧よりも低い直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
5. 直流電源（１１）と、
   該直流電源と並列に設けられた、補助インダクタ（１３）とスイッチング素子（１４）と還流ダイオード（１９）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
   前記還流ダイオードと並列に設けられた、主インダクタ（１２）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
   前記補助インダクタと並列に設けられた、第３のダイオード（１８）と第２のダイオード（１６）との直列回路と、
   前記スイッチング素子と前記第２のダイオードの直列回路と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と、
   を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧よりも低い直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
6. 直流電源（１１）と、
   該直流電源と並列に設けられた、スイッチング素子（１４）と補助インダクタ（１３）と主インダクタ（１２）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
   前記主インダクタと並列に設けられた、還流ダイオード（１９）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と第２のダイオード（１６）の直列回路と、
   前記第２のダイオードと前記補助インダクタの直列回路と並列に設けられた、第３のダイオード（１８）と、
   を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧から生成した任意の電圧の直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
7. 直流電源（１１）と、
   該直流電源と並列に設けられた、補助インダクタ（１３）とスイッチング素子（１４）と主インダクタ（１２）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
   前記主インダクタと並列に設けられた、還流ダイオード（１９）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
   前記補助インダクタと並列に設けられた、第３のダイオード（１８）と第２のダイオード（１６）の直列回路と、
   前記第２のダイオードと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と、
   を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧から生成した任意の電圧の直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
8. 直流電源（１１）と、
   該直流電源と並列に設けられた、第１の主インダクタ（１２）と補助インダクタ（１３）とスイッチング素子（１４）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
   前記補助インダクタと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられた、コンデンサ（９１）と第２の主インダクタ（９２）の直列回路と、
   前記スイッチング素子と前記コンデンサ（９１）の間に、前記補助インダクタと並列になるように設けられた、第２のダイオード（１６）と第３のダイオード（１８）の直列回路と、
   前記第２の主インダクタと並列に設けられた、還流ダイオード（１９）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
   前記第１の主インダクタと前記補助インダクタと前記第２のダイオードの直列回路と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と、
   を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧から生成した任意の電圧の直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
9. 請求項８に記載の電源装置において、
   前記スナバコンデンサに代えて、前記第２のダイオードと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられたスナバコンデンサ（１７）を具備することを特徴とする電源装置。
10. 請求項８に記載の電源装置において、
    前記スナバコンデンサに代えて、前記第３のダイオードと前記コンデンサと前記還流ダイオードの直列回路と並列に設けられたスナバコンデンサ（１７）を具備することを特徴とする電源装置。
11. 直流電源（１１）と、
    該直流電源と並列に設けられた、第１の主インダクタ（１２）と補助インダクタ（１３）とスイッチング素子（１４）の直列回路と、
    前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
    前記補助インダクタと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられた、コンデンサ（９１）と還流ダイオード（１９）の直列回路と、
    前記スイッチング素子と前記コンデンサの間に、前記補助インダクタと並列になるように設けられた、第２のダイオード（１６）と第３のダイオード（１８）の直列回路と、
    前記還流ダイオードと並列に設けられた、第２の主インダクタ（９２）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
    前記第１の主インダクタと前記補助インダクタと前記第２のダイオードの直列回路と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と、
    を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧から生成した任意の電圧の直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
12. 請求項１１に記載の電源装置において、
    前記スナバコンデンサに代えて、前記第２のダイオードと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられたスナバコンデンサ（１７）を具備することを特徴とする電源装置。
13. 請求項１１に記載の電源装置において、
    前記スナバコンデンサに代えて、前記第３のダイオードと前記コンデンサと前記還流ダイオードの直列回路と並列に設けられたスナバコンデンサ（１７）と前記出力コンデンサの直列回路を具備することを特徴とする電源装置。
14. 直流電源（１１）と、
    該直流電源と並列に設けられた、スイッチング素子（１４）と補助インダクタ（１３）と第１の主インダクタ（１２）の直列回路と、
    前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
    前記スイッチング素子と並列に設けられた、スナバコンデンサ（１７）と第２のダイオード（１６）の直列回路と、
    前記第２のダイオードと前記補助インダクタの直列回路と並列に設けられた、第３のダイオード（１８）と、
    前記第１の主インダクタと並列に設けられた、コンデンサ（９１）と還流ダイオード（１９）の直列回路と、
    前記還流ダイオードと並列に設けられた、第２の主インダクタ（９２）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
    を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧から生成した任意の電圧の直流電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
15. 直流電源（１１）と、
    該直流電源と並列に設けられた、補助インダクタ（１３）とスイッチング素子（１４）と第１の主インダクタ（１２）の直列回路と、
    前記スイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５）と、
    前記補助インダクタと並列に設けられた、第３のダイオード（１８）と第２のダイオード（１６）の直列回路と、
    前記第２のダイオードと前記スイッチング素子の直列回路と並列に設けられた、第１のスナバコンデンサ（１７）と、
    前記第１の主インダクタと並列に設けられた、コンデンサ（９１）と還流ダイオード（１９）の直列回路と、
    前記還流ダイオードと並列に設けられた、第２の主インダクタ（９２）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
    を具備し、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記直流電源の電圧よりも高い電圧を前記出力コンデンサから負荷に出力することを特徴とする電源装置。
16. 請求項１に記載の電源装置において、
    前記直流電源は、商用電源（１）と並列に接続された、電源インダクタ（２）と電源コンデンサ（３）の直列回路と、
    前記電源コンデンサと並列に接続された整流回路（４）と、で構成されており、
    前記整流回路の電圧を検出する入力電圧検出回路（１０２）と、
    前記整流回路の電流を検出する入力電流検出回路（１０３）と、
    前記出力コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出回路（１０５）と、
    これら検出回路の出力信号を演算する制御回路（１０６）と、を更に具備し、
    前記制御回路によって、前記スイッチング素子のオン，オフを制御し、力率を改善することを特徴とする電源装置。
17. 商用電源（１）と並列に接続された、電源インダクタ（２）と電源コンデンサ（３）の直列回路と、
    前記電源コンデンサと並列に接続された整流回路（４）と、
    該整流回路と並列に設けられた、第１のスイッチング素子（１４Ｂ）と第１の補助インダクタ（１３Ｂ）と第１の還流ダイオード（１９Ｂ）の直列回路と、
    前記第１のスイッチング素子と逆並列に接続された第１のダイオード（１５Ｂ）と、
    前記スイッチング素子と並列に設けられた、第１のスナバコンデンサ（１７Ｂ）と第２のダイオード（１６Ｂ）の直列回路と、
    前記第２のダイオードと前記第１の補助インダクタの直列回路と並列に設けられた、第３のダイオード（１８Ｂ）と、
    前記第１の還流ダイオードと並列に設けられた、主インダクタ（１２）と第２の補助インダクタ（１３Ａ）と第２のスイッチング素子（１４Ａ）の直列回路と、
    前記第２のスイッチング素子と逆並列に接続された第４のダイオード（１５Ａ）と、
    前記第２の補助インダクタと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列に設けられた、第２の還流ダイオード（１９Ａ）と出力コンデンサ（２０）の直列回路と、
    前記第２のスイッチング素子と前記第２の還流ダイオードの間に、前記第２の補助インダクタと並列になるように設けられた、第５のダイオード（１６Ａ）と第６のダイオード（１８Ａ）の直列回路と、
    前記第５のダイオードと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列に設けられた第２のスナバコンデンサ（１７Ａ）と、
    前記整流回路の電圧を検出する入力電圧検出回路（１０２）と、
    前記整流回路の電流を検出する入力電流検出回路（１０３）と、
    前記出力コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出回路（１０５）と、
    これら検出回路の出力信号を演算する制御回路（１０６）と、を更に具備し、
    前記制御回路によって、前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオン，オフを制御し、力率を改善することを特徴とする電源装置。

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