JP4310292B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を供給して誘導加熱を行うインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関する。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。従来、システムキッチン等に組み込まれる電気調理器には、シーズヒータやプレートヒータ、ハロゲンヒータ等の抵抗体を熱源としたものが使われていたが、近年では、一部を誘導加熱調理器に置き換えたもの、あるいは２口以上を誘導加熱調理器にしたものに代わりつつある。このような電磁誘導加熱装置の例として、特許文献１に開示されるような誘導加熱調理器がある。特許文献１では商用交流電源を整流平滑し直流電圧に変換し、ハーフブリッジ型のインバータにより加熱コイルに高周波電流を供給して、コイルに近接して配置された被加熱物を誘導加熱する。

特開平２００１−１２６８５３号公報（図１と、（００１３）段落から（００２１）段落の記載。）

前記特許文献１では、低抵抗の被加熱物に十分な電力を供給するには加熱コイルに大きな電流を流す必要があり、そのために加熱コイルの発熱やスイッチング素子の損失増加を招き加熱効率が低下する。図１６は、加熱コイル側からみたコイル及び磁気結合している被加熱物の等価インピーダンスを示しており、横軸は等価インダクタンス、縦軸は等価抵抗を表している。等価インピーダンスは被加熱物の材質によって大きく異なり、材質が鉄製の被加熱物は図１６中の（１）、非磁性ステンレス製の被加熱物は（２）、銅又はアルミ製の被加熱物は（３）のような特性を示す。一般に図１６中の（１）のような高抵抗の被加熱物が誘導加熱に適している。図１７は、図１６に示した等価インピーダンスの特性を有する被加熱物の入力電力と共振電流の関係を表している。目的とする入力電力を２ｋＷとした場合、鉄製の被加熱物（１）では約４０Ａの共振電流を加熱コイルに流せばよいが、非磁性ステンレス製の被加熱物（２）では抵抗が小さい為に約５５Ａの電流を流す必要があり、銅又はアルミ製の被加熱物（３）においては、更に抵抗が小さい為に約１４０Ａの電流を流す必要がある。

本発明の目的は、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を効率良く供給できるインバータ方式の電磁誘導加熱装置を提供することである。

本発明の誘導加熱装置は、被加熱物を含む共振負荷回路と、直流電圧を交流電圧に変換して前記共振負荷回路に電力を供給するインバータとを備え、該インバータは直列に接続される少なくとも２個のスイッチング素子で構成される上下アームを有し、直流電源に接続されるインダクタと、このインダクタの他方の接続点を切り替えるスイッチを備え、被加熱物の材質に合わせて前記スイッチを切り替える。

本発明の誘導加熱装置によれば、異なる材質の被加熱物に対し、所望の電力をインバータから効率良く供給できる。

以下本発明の詳細を、図面を用いながら説明する。

図１は本実施例の誘導加熱装置の回路構成図である。図１において、平滑コンデンサ１１５の正電極側をｐ点、負電極側をｏ点とすると、ｐ点とｏ点間には、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４が直列に接続された上下アーム１０が接続されている。ＩＧＢＴ１０３、１０４にはそれぞれダイオード１０５、１０６が逆方向に並列接続されており、各ＩＧＢＴにはスナバコンデンサ１０９、１１０が接続されている。スナバコンデンサ１０９、１１０は、ＩＧＢＴ１０３、ＩＧＢＴ１０４のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ１０９、１１０の容量は、ＩＧＢＴ１０３、１０４のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失が抑制される。

ＩＧＢＴ１０３、１０４の接続点、即ち上下アーム１０の出力端子をｄ点とすると、ｄ点とｏ点間には加熱コイル１１１と第一の共振コンデンサ１１２及び第２の共振コンデンサ１１３とリレー１１４が接続されている。ｐ点とｏ点間には平滑コンデンサ１１５が接続されている。

図１の本実施例では、被加熱物の材質に応じてリレー１０７、１０８、１１４を選択して、ハーフブリッジインバータ方式とワンコンバータ方式を切り替えたり、共振コンデンサの容量を切り替える。

図２に被加熱物の材質における等価抵抗の周波数特性を、図３に等価インダクタンスの周波数特性を示す。等価インダクタンスは図２中のグラフ（１）示すような鉄などの磁性被加熱物と、グラフ（２）に示すような非磁性ステンレスやグラフ（３）に示す銅またはアルミなどの非磁性被加熱物では非磁性被加熱物の方が約１／２程度小さくなり、同一の共振コンデンサを使うと共振周波数が変化してしまう。

一方、等価抵抗は同一周波数の場合、（１）のような磁性被加熱物と（３）のような非磁性被加熱物では磁性被加熱物の方が約１０〜２０程度大きくなってしまい電流が流れなく電力が投入できない。そこで磁性被加熱物では周波数を低く設定し、非磁性被加熱物では高い周波数に設定する。しかしながら、磁性被加熱物では低周波域でも等価抵抗が大きいため、インバータに昇圧機能を有したワンコンバータ方式としてインバータの電源電圧を増大させ電力を投入し、加熱する。一方、非磁性被加熱物では、等価抵抗が低いためハーフブリッジインバータで所望の電力を投入し、加熱する。

図１で、銅又はアルミ製の被加熱物を加熱する場合は、リレー１０８、１１４をオフ状態とし、リレー１０７はオン状態として、ハーフブリッジインバータ方式で動作させる。

次に図４に示すタイミングチャートを用いて本実施例の誘導加熱装置の動作モードを説明する。ここで、図１のａ点の電圧をＶａ、ｄ点の電圧をＶｄとし、ＩＧＢＴ１０３及びダイオード１０５に流れる電流をＩｃ103、ＩＧＢＴ１０４及びダイオード１０６に流れる電流をＩｃ104とする。また、チョークコイル１０２に流れる電流をＩＬ102、加熱コイル１１１に流れる共振電流をＩＬとし、図１のｄ点からｃ点の方向を正と定義する。

（モード１）
ＩＧＢＴ１０３がターンオンし加熱コイル１１１の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬの極性が負から正に変わり、平滑コンデンサ１１５からＩＧＢＴ１０３、加熱コイル１１１、共振コンデンサ１１２の経路で共振電流ＩＬが流れる。

（モード２）
次にＩＧＢＴ１０３がターンオフすると、共振電流ＩＬは正の極性を有しており、この電流は上アームのスナバコンデンサ１０９を充電、下アームのスナバコンデンサ１１０を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に低下する。その後、ダイオード１０６に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬは環流電流として加熱コイル１１１、共振コンデンサ１１２、ダイオード１０６の経路で流れ続ける。

（モード３）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオンし加熱コイル１１１の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬの極性が正から負に変わり、共振コンデンサ１１２、加熱コイル１１１、ＩＧＢＴ１０４の経路で共振電流ＩＬが流れる。このとき、ＩＧＢＴ１０４はダイオード１０６に電流が流れている期間中にゲート電圧をオンにしておくため、スイッチング損失の発生しないＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）ターンオンが実現する。

（モード４）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオフすると、共振電流ＩＬは負の極性を有しており、この電流は下アームのスナバコンデンサ１１０を充電、上アームのスナバコンデンサ１０９を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に上昇する。その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬは環流電流として加熱コイル１１１、ダイオード１０５、平滑コンデンサ１１５の経路で流れ続ける。

このように、上記の動作を繰り返すことによって、電源回路１０１、平滑コンデンサ１１５を電源として加熱コイル１１１と共振コンデンサ１１２に高周波電流を供給することができ、被加熱物は加熱コイル１１１から発生する磁束によって誘導加熱される。

本実施例の誘導加熱装置で磁性被加熱物を加熱する場合、図１のリレー１０８、１１４をオン状態、リレー１０７はオフ状態とし、ワンコンバータ方式で動作させる。ここで、ワンコンバータ方式とは昇圧コンバータを兼ねたインバータ方式である。図５に示すタイミングチャートを用いて動作モードを説明する。

（モード１）
ＩＧＢＴ１０３がターンオンし加熱コイル１１１の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬの極性が負から正に変わり、平滑コンデンサ１１５からＩＧＢＴ１０３、加熱コイル１１１、共振コンデンサ１１２、１１３、リレー１１４の経路で共振電流ＩＬが流れる。

（モード２）
次にＩＧＢＴ１０３がターンオフすると、共振電流ＩＬは正の極性を有しており、この電流は上アームのスナバコンデンサ１０９を充電、下アームのスナバコンデンサ１１０を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に低下する。その後、ダイオード１０６に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬは環流電流として加熱コイル１１１、共振コンデンサ１１２、１１３、リレー１１４、ダイオード１０６の経路で流れ続ける。

（モード３）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオンし加熱コイル１１１の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬの極性が正から負に変わり、共振コンデンサ１１２、１１３、リレー１１４、加熱コイル１１１、ＩＧＢＴ１０４の経路で共振電流ＩＬが流れる。さらに電源回路１０１からチョークコイル１０２、リレー１０８を介してＩＧＢＴ１０４に電流ＩＬ102が流れ、チョークコイル１０２にエネルギーを蓄積する。このため、ＩＧＢＴ１０４には共振電流ＩＬと入力電流が足し合わされた電流が流れることになる。このとき、ＩＧＢＴ１０４はダイオード１０６に電流が流れている期間中にゲート電圧をオンにしておくため、スイッチング損失の発生しないＺＣＳ、ＺＶＳターンオンが実現する。

（モード４）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオフすると、共振電流ＩＬは負の極性を有しており、この電流は下アームのスナバコンデンサ１１０を充電、上アームのスナバコンデンサ１０９を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に上昇する。その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬは環流電流として加熱コイル１１１、共振コンデンサ１１２、１１３、リレー１１４、平滑コンデンサ１１５の経路で流れ続ける。さらにチョークコイル１０２の蓄積エネルギーがダイオード１０５、平滑コンデンサ１１５、電源回路１０１の経路に電流が流れ平滑コンデンサ１１５の電圧が電源回路１０１の電圧より上昇する。このときの昇圧電圧はＩＧＢＴ１０４のｄｕｔｙにより決定され、（数１）式のよう
に表される。

以上のような動作を繰り返すことで、昇圧コンバータの動作を兼ねるインバータとなり平滑コンデンサ１１５の電圧を電源電圧以上に高くすることができ、磁性被加熱物のような高い等価抵抗の材質にも所望の電力を投入して加熱できる。

被加熱物に供給する電力は、上下アーム１０の駆動周波数を制御することによって調整できる。本実施例のように共振回路に流れる電流は加熱コイルのインダクタンスと共振コンデンサによって正弦波状になり、ｄ点の電圧、即ちインバータの出力電圧より共振電流が遅れ位相になる。従って、ＩＧＢＴがターンオンする際は、コレクタとエミッタ間の電圧がゼロボルトの状態でスイッチング（以後ＺＶＳという）を行うため、ターンオン損失は発生しない。

しかしながら、被加熱物に供給する電力を小さくした場合には、上下アーム１０の遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサ１０９、１１０の充放電が完了する前にＩＧＢＴ１０３またはＩＧＢＴ１０４がターンオンし、ＺＶＳを満足しない条件が発生する。このような場合には、ターンオン損失が発生するため、図６に示すように、例えば下アームのスナバコンデンサ１１０と直列にＩＧＢＴ６０１を接続し、ＩＧＢＴ６０１に逆並列にダイオード６０２を接続して、ＩＧＢＴ６０１をオフにすることでスナバコンデンサ１１０を上下アーム１０から切り離すことが望ましい。これにより、常時ＺＶＳを実現することができ、遮断電流が小さい場合でもターンオン損失を無くすことができる。

被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、非磁性被加熱物の中でも銅又はアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。従って、上下アーム１０は例えば約９０ｋＨｚの周波数で駆動できるように第一の共振コンデンサ１１２の容量を設定することが望ましい。一方、鉄など高抵抗の被加熱物の場合には、周波数が高いと等価抵抗が大きくなり過ぎるため逆に電流が流れず、電力が入らない。従って、上下アーム１０は約２０ｋＨｚで駆動できるように第二の共振コンデンサ１１３の容量を設定することが望ましい。

このように、被加熱物の材質に応じて駆動する共振コンデンサ容量および駆動周波数を切り替えることで、コイルやスイッチング素子の損失を抑えることができ、効率の高い誘導加熱が実現できる。また、鉄などの高抵抗の被加熱物でもワンコンバータ方式に切り替えることで昇圧動作ができるため所望の電力を投入でき加熱すること可能となる。しかも、巻数を増大できるため高効率な加熱ができる。

図７は図１の変形例を示す。図７で変更した点は、リレー１０７の変わりにダイオード７０１を配置した点である。動作は実施例１と同様である。この変形例にすることでリレーを駆動する電源が不要となるため小型化、高効率化が可能になる。

図８は本実施例の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図１の電源回路１０１の詳細を示している。図８において、商用交流電源８０１はダイオード整流回路８０２に印加され全波整流された後、インダクタ８０３を介しＩＧＢＴ８０４が接続され、ダイオード８０５、コンデンサ８０６が接続された構成になっている。

鉄などの磁性被加熱物では、図９に示すように、直流電圧は０Ｖから商用交流電源の電圧ピーク値まで変動した電圧をインバータに印加しても被加熱物の重量が重いためうなり音は発生しない。一方、銅又はアルミ製の被加熱物を加熱する際、前述のような０Ｖからピークまで変動する高周波電流で誘導加熱を行うと商用周波数に起因したうなり音が被加熱物から発生する。

従って、これを防ぐために、図１０に示すように直流電圧を平滑し、共振電流の変動を抑制する。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では入力電流に多くの高調波を含むため不十分であり、電圧平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。

本実施例では、商用交流電源８０１の入力電流は正弦波に近づけ高調波を低減する必要があるため、図８に示すように、インダクタ８０３、ＩＧＢＴ８０４、ダイオード８０５、コンデンサ８０６から構成される昇圧チョッパ回路８０を配置した。昇圧チョッパ回路８０は、ＩＧＢＴ８０４のオン期間に商用交流電源電圧がインダクタ８０３に印加されてエネルギーが蓄積され、オフ期間にダイオード８０５を介してコンデンサ８０６にエネルギーが放出される。従って、商用交流電源８０１の入力電流が正弦波になるようにＩＧＢＴ８０４のオン期間をコントロールすることにより高調波を低減するとともに、コンデンサ８０６より直流電圧を平滑する。なお、本実施例では商用交流電源８０１の入力電流を正弦波になるように昇圧チョッパ回路８０を全域に渡ってスイッチング動作させている。

図１１は本実施例の誘導加熱装置の電源回路のタイミングチャートである。本実施例では、図８に示した昇圧チョッパ回路８０を図１１に示すタイミングチャートのように、特定の期間のみ動作させる。ＩＧＢＴ８０４は商用交流電源電圧のゼロクロスから所望の遅延時間を設けてチョッピング動作させ、商用交流電源８０１から電流を吸い込む。ＩＧＢＴ８０４のチョッピング時間とオン期間は負荷の大きさ、即ち所望の出力電力に応じて制御することにより高調波を低減できる。本実施例の誘導加熱装置では以上のような動作をするので高調波を抑制しつつ、昇圧チョッパ回路８０での損失をさらに低減できる。

図１２は本実施例の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図１とは電源回路１０１の構成が相違する。図１２では、図８の回路にＩＧＢＴ１２０１、ダイオード１２０２を追加することで、チョークコイル１０２、コンデンサ１１６で構成される降圧チョッパ回路１２００を付加する構成となる。銅又はアルミなど低抵抗の被加熱物を加熱する場合、前述のように等価抵抗が小さいため、加熱コイルの巻数増加や高周波化による等価抵抗の増加を図る。しかしながら装置形状や使用できる周波数帯域の規制により何れも限界が生じる。図１に示すように加熱コイル１１１及び共振コンデンサ１１２、１１３で構成される直列共振回路は等価抵抗によって共振の鋭さを示す回路のＱが変化し、等価抵抗が小さい場合にはＱが大きく、共振回路に流れる電流も大きくなる。

本実施例のように共振回路に流れる電流が正弦波状になる電流共振型のインバータでは、共振周波数よりも駆動周波数を高くしていくことにより共振電流を制限できる。しかしながら、共振周波数と駆動周波数の差が大きいとインバータの出力電圧と共振電流の位相差が大きくなり、上下アームの遮断電流が大きくなるため、スイッチング損失が増加する。従って、共振周波数に近い周波数でインバータを駆動し、遮断電流を小さくすることが望ましく、直流電圧を下げて共振電流を制限する。

本実施例では入力電流の高調波を低減するために前記のような昇圧チョッパ回路８０を設けており、コンデンサ８０６の電圧下限値は、商用交流電源８０１の電圧ピーク値よりも高くなる。そこで、図１２に示すように、ＩＧＢＴ１２０１、ダイオード１２０２を追加することでチョークコイル１０２、コンデンサ１１６から構成される降圧チョッパ回路１２００を設けて直流電圧を下げることができ、共振電流を制限する。また、降圧チョッパ回路１２００は、ＩＧＢＴ１２０１のオン時間デューティを制御することでコンデンサ１１６の電圧を変化させることができるため、この電圧変化によって電力制御を行うことができる。

図１３と図１４とを用いて本実施例を説明する。本実施例は図８、図１２のダイオード８０５およびダイオード１２０２をシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）のダイオードとした。図１３はシリコンデバイス（以下、Ｓｉデバイス）とシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）の耐圧とオン抵抗の関係を示したものである。一般的にＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは大幅に耐圧とオン抵抗のトレードオフを改善できることは知られている。図１３よりＳｉデバイスとＳｉＣデバイスの６００Ｖ素子で比較すると、オン抵抗がＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは１／１０００のオン抵抗となり大幅に低減できる。現在のＳｉデバイスを使った誘導加熱装置では冷却装置、放熱フィンが必須であったが、このようなＳｉＣデバイスを使うことで大幅に素子損失を低減でき、冷却装置、放熱フィンの小型化または削除ができる。

以上のようにダイオードや半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、接合型ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ）をＳｉデバイスからＳｉＣデバイスにすることで大幅な低損失化が可能となり冷却装置、放熱フィンが不要となり、大幅な小型化、低コスト化ができる。これにより、図１４および図１５に示すような電磁誘導加熱装置のトッププレート１４０１の下部全面に、ロースター１４０２を配置した構造が可能となる。本実施例ではＳｉＣデバイスを例に説明してきたが、本発明はＳｉＣのほかにも、ダイヤモンドやガリウムナイトライド（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップ半導体デバイスを用いれば同様であることは、当業者にとって明らかである。

以上の実施例１乃至実施例５では、ＩＧＢＴを用いた場合を説明したが、本発明の誘導加熱装置はＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴやその他の絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタでも同様であることは当業者にとって明らかである。

実施例１の誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の加熱コイルの巻数と等価抵抗の関係を表すグラフである。 実施例１の電磁誘導加熱装置の加熱コイルの巻数と等価インダクタンスの関係を表すグラフである。 実施例１の電磁誘導加熱装置のアルミ・銅製被加熱物の動作を示すタイムチャートである。 実施例１の電磁誘導加熱装置の鉄製被加熱物の動作を示すタイムチャートである。 実施例１の電磁誘導加熱装置の変形例の回路構成図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の別の変形例の回路構成図である。 実施例２の誘導加熱装置の回路構成図である。 直流電圧と共振電流の波形の説明図である。 直流電圧と共振電流の波形の説明図である。 実施例３の誘導加熱装置の電源回路の動作タイムチャートである。 実施例４の誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例５で用いるＳｉＣデバイスの耐圧とオン抵抗の説明図である。 実施例５の誘導加熱装置の正面模式図である。 実施例５の誘導加熱装置の説明図である。 被加熱物の等価インピーダンスの説明図である。 誘導加熱装置の入力電力と共振電流の関係の説明図である。

符号の説明

１０…上下アーム、８０…昇圧チョッパ回路、１０１…電源回路、１０２…チョークコイル、１０３、１０４、６０１、８０４、１２０１…ＩＧＢＴ、１０５、１０６、６０２、７０１、８０５、１２０２…ダイオード、１０７、１０８、１１４…リレー、１０９、１１０…スナバコンデンサ、１１１…加熱コイル、１１２、１１３…共振コンデンサ、１１５…平滑コンデンサ、１１６、８０６…コンデンサ、８０１…商用交流電源、８０２…ダイオード整流回路、８０３…インダクタ、１２００…降圧チョッパ回路、１４０１…トッププレート、１４０２…ロースター、１４０３…窓、１４０４…取っ手、１５０１…網、１５０２…レール。

Claims (9)

1. 直流電圧を供給する直流電源と、
   該直流電源の正極端子に接続される第１のインダクタと、
   該第１のインダクタの端子に接続される第１のスイッチと、
   前記第１のインダクタの端子に前記第１のスイッチに並列に接続される第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの端子間に接続され、第１の半導体スイッチング素子と該第１の半導体スイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードで構成される上アームと、
   前記第２のスイッチと前記直流電源の負極端子間に接続され、第２の半導体スイッチング素子と該第２の半導体スイッチング素子に逆並列に接続された第２のダイオードで構成される下アームと、
   直列に接続した前記上アームと下アームを含み、直流電圧を変換して交流電圧を供給するインバータと、
   前記上アームと前記下アーム間の出力端子から供給される交流電圧を用いて被加熱物を誘導加熱する共振負荷回路と、
   前記インバータと並列に前記直流電源に接続される平滑コンデンサと、
   を備えた誘導加熱装置であって、
   アルミまたは銅を誘導加熱するときには、前記第１のスイッチをオンするとともに前記第２のスイッチをオフし、
   鉄またはステンレスを誘導加熱するときには、前記第１のスイッチをオフするとともに前記第２のスイッチをオンすることを特徴とする誘導加熱装置。
2. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記共振負荷回路は、
   前記上アームと下アーム間の出力端子に加熱コイルと第１の共振コンデンサを直列に接続した第１の共振負荷回路と、
   前記上アームと下アーム間の出力端子に前記加熱コイルと第２の共振コンデンサと第３のスイッチを直列に接続した第２の共振負荷回路と、
   を含み、
   アルミまたは銅を誘導加熱するときには、前記第３のスイッチをオフし前記第１の共振負荷回路を用いて誘導加熱し、
   鉄またはステンレスを誘導加熱するときには、前記第３のスイッチをオンし前記第２の共振負荷回路を用いて誘導加熱することを特徴とする誘導加熱装置。
3. 請求項２に記載の誘導加熱装置において、
   前記第１のスイッチに代え、アノード端子を前記第１のインダクタに接続し、カソード端子を前記上アームに接続した第３のダイオードを用いることを特徴とする誘導加熱装置。
4. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記直流電源は、商用交流電源を整流する整流回路と、該整流回路からの出力に基づいて任意の直流電圧を生成する第１の電源回路で構成され、
   該第１の電源回路は、前記整流回路の正負極端子間に、第２のインダクタと第３の半導体スイッチング素子の直列回路と、前記第２のインダクタと第４のダイオードと第１のコンデンサの直列回路を有しており、
   前記第４のダイオードのアノード端子は前記第２のインダクタに接続されており、カソード端子は前記第１のコンデンサに接続されており、
   前記第３の半導体スイッチング素子のオン時間デューティを変化させて任意の直流電圧を前記第１のコンデンサの両端から供給することを特徴とする誘導加熱装置。
5. 請求項４に記載の誘導加熱装置において、
   前記第１の電源回路からの出力に基づいて任意の直流電圧を生成する第２の電源回路を備え、
   該第２の電源回路は、前記第１の電源回路の正負極端子間に、第４の半導体スイッチング素子と第５のダイオードの直列回路と、前記第４の半導体スイッチング素子と第３のインダクタと第２のコンデンサの直列回路を有しており、
   前記第５のダイオードのアノード端子は前記第１のコンデンサの負極端子に接続されており、カソード端子は前記第４の半導体スイッチング素子および前記第３のインダクタに接続されており、
   前記第４の半導体スイッチング素子のオン時間デューティを変化させて任意の直流電圧を前記第２のコンデンサの両端から供給することを特徴とする誘導加熱装置。
6. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記インバータに使われる前記第１の半導体スイッチング素子、第２の半導体スイッチング素子、第１のダイオード、第２のダイオードがＳｉＣデバイスであることを特徴とする誘導加熱装置。
7. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記第１の半導体スイッチング素子に並列な第１のスナバコンデンサと、
   前記第２の半導体スイッチング素子に並列な第２のスナバコンデンサと、
   を更に備えることを特徴とする誘導加熱装置。
8. 請求項７に記載の誘導加熱装置において、
   前記上下アームから前記第２のスナバコンデンサを切り離す第５の半導体スイッチング素子を備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
9. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記誘導加熱装置のトッププレート下部に、ロースターを配置したことを特徴とする誘導加熱装置。

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