JP4521338B2

JP4521338B2 - 誘導加熱調理器

Info

Publication number: JP4521338B2
Application number: JP2005269377A
Authority: JP
Inventors: 雅之磯貝; 直島田; 信夫大島
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2005-09-16
Filing date: 2005-09-16
Publication date: 2010-08-11
Anticipated expiration: 2025-09-16
Also published as: CN100569031C; JP2007080752A; CN1937864A

Description

本発明は、誘導加熱調理器の被加熱金属体を加熱するための電力制御方法に関するものである。

誘導加熱調理器は、高周波電流を流す加熱コイルの近傍に配した被加熱金属体に渦電流を発生させ、そのジュール熱によって被加熱金属体自体が自己発熱することで、効率よく被加熱金属体を加熱することができるものであり、近年、ガスコンロや電熱ヒータによる加熱調理器具に対して、安全性や温度制御性に優れた点によって、これらの置き換えが進んでいる。

このような誘導加熱調理器において、加熱コイルに高周波電流を流すための電力制御回路は、いわゆる共振型インバータと呼ばれ、被加熱金属体を含めた加熱コイルのインダクタンスと、共振コンデンサを接続し、電力制御回路のスイッチング素子を２０〜４０ｋＨｚ程度の駆動周波数でオンオフ制御する構成が一般的である。また、共振型インバータには電圧共振型と電流共振型があり、前者は１００Ｖ電源、後者は２００Ｖ電源用として適用されることが多い。

当初は鉄などの磁性材料からなる被加熱金属体である金属鍋（負荷）のみが加熱できるだけであったが、近年は非磁性ステンレス製などの金属鍋（負荷）も加熱できるようになってきている。さらに、加熱できないとされてきたアルミニウム製の非磁性の被加熱金属体を加熱できるようにしたものが提案されている。

このような共振型インバータを使用した誘導加熱調理器においては、被加熱金属体を加熱する場合は、被加熱金属体と加熱コイルで決まるインダクタンス（等価インダクタンスＬ）と、加熱に寄与する抵抗分（等価抵抗Ｒ）が発熱しやすさに影響することが判っている。つまり、被加熱金属体が磁性の金属（鉄や磁性ステンレスなど）では電力を投入しやすく、非磁性の金属（非磁性ステンレスやアルミ、銅など）では電力を投入しにくいことを表す。これは後者が等価抵抗Ｒの値が小さく、被加熱金属体に誘起する渦電流がジュール熱となりにくいためである。

そのため、被加熱金属体の材質によって加熱コイルの巻き数を切り替える方法、すなわち非磁性の被加熱金属体に対しては加熱コイルの巻き数を増加させ、加熱効率を上昇させることによって解決を図っているものがある（例えば、特許文献１、２参照）。

また、加熱コイルの巻き数は固定（単一の加熱コイル）とし、非磁性の被加熱金属体においては電力が投入できるが、磁性の被加熱金属体では電力を投入しにくくなるという問題に対して、非磁性の被加熱金属体を検出した場合はインバータ回路構成をハーフブリッジ構成とし、磁性の被加熱金属体を検出した場合はフルブリッジ構成に切り替えられるようにする提案がなされている（例えば、特許文献３参照）。

特開昭６１−１６４９１号公報特開昭６１−１２８４９３号公報特開平５−２５１１７２号公報

しかしながら、上記の従来技術において、前者のものは、加熱コイルの巻き数を切り替える場合、高周波電流の流れない加熱コイルの部分が存在するため、その部分の被加熱金属体が発熱しなくなり、被加熱金属体の発熱分布が均一でなくなって加熱ムラが発生したり、異なる径の被加熱金属体を使用した場合には被加熱金属体の径の大きさによって電力の投入レベルが変化してしまうという問題が発生する。

また、加熱コイルの巻き数を切り替えるために設けられた加熱コイルのタップ構造や、重ね巻き構造によっては、加熱コイルに印加される高電圧に対する絶縁距離の確保が困難となる場合が生ずる。

後者のものは、加熱コイルの巻き数を固定（単一の加熱コイル）とし、被加熱金属体が磁性あるいは非磁性かによりインバータ回路構成をフルブリッジ回路構成、またはハーフブリッジ回路構成に切り替えるようにすると、特性的にその中間領域にある被加熱金属体の場合、適さないインバータ回路構成に切り替えられて通電され、加熱効率が悪くなるとともに、インバータ回路にダメージを与えてしまうという問題点がある。

また、単一の加熱コイルを用い、インバータ回路構成を切り替えても、インバータ回路の負荷のインピーダンスが大きい場合は、負荷である加熱コイルに電流が流れにくく、インバータ回路のスイッチング素子に接続されているスナバコンデンサが影響して、スイッチング素子の損失を増大させる場合があり、これは負荷に低電力を投入する場合に影響が大きくなる。つまり、負荷のインピーダンスが大きい場合は低電力域の制御において、スナバコンデンサに残留する電荷による充放電電流のスイッチング素子に流れる比率が大きくなり、スイッチング素子に過大な電流が流れることによりスイッチング素子の損失が増大し、温度上昇によりスイッチング素子の信頼性が悪くなったり、スイッチング素子の冷却にかかる費用が増大し、コストアップの要因になるという問題点がある。

また、スナバコンデンサの充放電電流は被加熱金属体の加熱には寄与しない電力として消費されてしまうので加熱効率が低下する。

本発明は、上記の課題のうち少なくとも１つを解決するためになされたものである。

本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、請求項１では直流電圧を出力する電源手段と、前記電源手段を経由して加熱コイルを含む直列共振回路に高周波電流を流し、前記加熱コイル近傍に配置された被加熱金属体に渦電流を生じさせ加熱するインバータ回路と、前記電源手段の入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記直列共振回路に流れる電流を検出するインバータ電流検出手段と、前記入力電流検出手段およびインバータ電流検出手段の入力から負荷の状態を検出する負荷状態検出手段と、前記電源手段の入力電圧を検出する電圧検出手段と、少なくとも前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記インバータ回路は、第１のスイッチング素子（１０１）と第２のスイッチング素子（１０２）の直列体に逆並列に第１のダンパダイオード（１０３）、第２のダンパダイオード（１０４）をそれぞれ接続した第１のスイッチング部（１００）と、第３のスイッチング素子（２０１）と第４のスイッチング素子（２０２）の直列体に逆並列に第３のダンパダイオード（２０３）、第４のダンパダイオード（２０４）をそれぞれ接続した第２のスイッチング部（２００）と、を備え、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記電源手段の基準電位の間に前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の直列体からなる負荷を接続するとともに、前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の接続点に接続された第２のコンデンサ（７）をリレー（８）によって前記第２のスイッチング部（２００）より切り離し可能な構成とし、前記第１のスイッチング素子（１０１）および第２のスイッチング素子（１０２）を交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に前記第１のスイッチング素子（１０１）、前記第２のスイッチング素子（１０２）の駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すハーフブリッジ構成と、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記第２のスイッチング部（２００）の中点の間に前記加熱コイルと第２のコンデンサ（７）の直列体からなる負荷を接続し、前記第１のスイッチング素子（１０１）と前記第４のスイッチング素子（２０２）、および前記第２のスイッチング素子（１０２）と前記第３のスイッチング素子（２０１）の組合せを交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すフルブリッジ構成と、に切替え可能な構成とし、前記制御手段は、前記負荷状態検出手段の出力と被加熱金属体に投入する設定電力により前記インバータ回路をハーフブリッジ構成またはフルブリッジ構成に切り替えるとともに、前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路の駆動周波数のいずれか一方を変化させて被加熱金属体に投入する電力を制御するものである。

また、請求項２では前記負荷状態検出手段は、前記直列共振回路のインピーダンス、ないしは、共振周波数の高低状態を複数段階で判別するものである。

また、請求項３では前記負荷状態検出手段が、低インピーダンス、ないしは、高共振周波数と判別した場合、前記制御手段は前記インバータ回路をハーフブリッジ構成に切替えるとともにインバータ回路の駆動周波数を略固定し、電源手段の出力電圧を可変するように制御するものである。

また、請求項４では前記負荷状態検出手段が、高インピーダンス、ないしは、低共振周波数と判別した場合、前記制御手段は、前記インバータ回路をフルブリッジ構成に切替えるとともに、前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路の駆動周波数のいずれか一方を変化させて被加熱金属体に投入する電力を制御するのに代えて、インバータ回路の駆動周波数および電源手段の出力電圧を可変するように制御するものである。

また、請求項５では前記負荷状態検出手段が高インピーダンスないしは低共振周波数の負荷と判別し、かつ、被加熱金属体に投入する電力が低電力の場合は、ハーフブリッジ構成に切り替え、前記制御手段は、前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路の駆動周波数のいずれか一方を変化させて被加熱金属体に投入する電力を制御するのに代えて、前記制御手段は前記インバータ回路の駆動周波数および電源手段の出力電圧を可変するように制御するものである。

本発明の誘導加熱調理器は、上記のように構成したことにより、負荷の状態を判別し、低インピーダンスないし高共振周波数の負荷ではハーフブリッジ構成のインバータ回路とし、高インピーダンスないし低共振周波数の負荷ではフルブリッジ構成のインバータ回路とし最適な回路構成を選択し、それぞれインバータ駆動周波数と直流電源電圧出力の組み合わせで電力制御を行うことができ、スイッチング素子の損失を低減させることができる。

また、負荷に最適なインバータ回路構成に切替えて、インバータ回路の駆動周波数や電源手段の出力電圧のどちらかの制御し易い方法をとることができるため、低損失で負荷変動に強いインバータ回路を有する誘導加熱調理器を提供することができる。

以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。図１は本発明の一実施例を説明する回路ブロック図である。図において、交流電源１を整流手段２で直流化し、電源手段３により交流電源の実効値電圧に対して高低に設定できる略安定化直流電源電圧を出力する。

インバータ回路５０は加熱コイル４と共振コンデンサ５または共振コンデンサ７で構成する直列共振回路５１に対してスイッチング部１００だけ、またはスイッチング部１００およびスイッチング部２００の両方のスイッチング素子を高周波で駆動することによって、加熱コイル４に高周波電流を流し、加熱コイル４近傍に設けられる被加熱金属体である金属鍋（負荷）に渦電流を生じさせ、それによるジュール熱によって被加熱金属体自身を発熱させる。

スイッチング部１００は、スイッチング素子１０１、１０２の直列体に逆並列にダンパダイオード１０３、１０４をそれぞれ接続する。また、必要に応じて各スイッチング素子１０１、１０２にスナバコンデンサ１０５、１０６を接続する。スイッチング素子１０１、１０２の直列体の中点に負荷である直列共振回路５１（加熱コイル４と共振コンデンサ５または共振コンデンサ７の直列体)の一端を接続する。

スイッチング部２００もスイッチング部１００と同様の構成である。

インバータ回路５０の回路構成はハーフブリッジ構成(ＳＥＰＰ（ＳｉｎｇｌｅＥｎｄｅｄＰｕｓｈＰｕｌｌ）回路構成を含む)およびフルブリッジ構成の双方の構成がとれるように切替リレー６および切り替えリレー８で負荷である直列共振回路５１の接続先を切替える。

具体的には、切替リレー６を接続し、切替リレー８を切断することにより負荷である直列共振回路５１はスイッチング部１００の中点と電源手段３の基準電位側に接続され、ハーフブリッジ構成(又はＳＥＰＰ)型のインバータ回路構成となる。切替リレー６を電源手段３の高電圧側にも接続し共振コンデンサ５も接続をするようにすればハーフブリッジ構成となる。ＳＥＰＰおよびハーフブリッジ構成においては基本的な動作は同じなので、以下ＳＥＰＰの回路構成として説明する。

スイッチング素子１０１および１０２を交互に排他的に駆動することによって、負荷である直列共振回路５１にスイッチング素子１０１、１０２の駆動周波数の振動数を持つ高周波電流が流れる。

フルブリッジ構成とするためには、切替リレー６を切断し、切替リレー８を接続し、負荷である直列共振回路５１をスイッチング部２００のスイッチング素子２０１、２０２の直列体の中点に接続する。そしてスイッチング素子１０１と２０２、および１０２と２０１の組合せを交互に排他的に駆動することによって、負荷である直列共振回路５１に駆動周波数の振動数を持つ高周波電流が流れる。

制御手段３００は使用者が操作する操作部１８の設定により、被加熱金属体に投入する目標とする電力を設定し、それにしたがってインバータ回路５０の回路構成の設定、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動周波数の設定、電源手段３の直流電源電圧出力の設定等を行う。また、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２への駆動信号はゲートドライブ手段１５によって適切な信号レベルに変換する。また、スイッチング素子１０１、１０２およびスイッチング素子２０１、２０２が短絡動作にならないように防止手段を有する。また、切替リレー６、８の駆動信号はリレードライブ手段１６によって適切な信号レベルに変換するとともに、切替リレー６、８が同時に駆動されないよう防止手段を有する。

制御手段３００は、インバータ回路５０の動作を検出するため、電流検知素子９によって交流電源１側に流れる電源手段３の入力電流を検知し、その検知した電流を電圧に変換する入力電流検出手段１０と、交流電源１の電圧を検出する電圧検出手段１１と、インバータ回路５０の負荷である直列共振回路５１に流れる電流（インバータ電流）を検知する電流検知素子１２によって検知した電流を電圧に変換するインバータ電流検出手段１３を備える。

負荷状態検知手段１４は、入力電流検出手段１０とインバータ電流検出手段１３の入力から、被加熱金属体の材質や形状などを推定するものであり、具体的には上記入力電流検出手段１０とインバータ電流検出手段１３の２つの入力からインバータ回路５０の負荷の状態が高インピーダンスであるか低インピーダンスであるか、また、インバータ回路５０の負荷の共振周波数の高低状態を判別するものである。その結果を数段階で判別し、制御手段３００に出力する。

位相差検出手段１７は、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングに対するインバータ電流の位相差を検知するものである。これはスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングに対してインバータ電流が進み位相にならないようにするためであり、インバータ電流検出手段１３の出力と制御手段３００が出力するスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２への駆動信号を入力し所定の位相差以下になった場合には検出信号を発生し、制御手段３００に出力する。

スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングに対してインバータ電流の位相差が小さくなるのは、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動周波数とインバータ回路５０の負荷の共振周波数が近づくためであり、制御手段３００はこの信号を検知するとスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動信号の周波数設定を既設定値よりも高く設定することで回避することが可能である。

スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の駆動タイミングが所定の位相差以下になると、インバータ回路５０の負荷の条件が変化した場合(加熱コイル４に対する被加熱金属体の相対位置の変化など)によって、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２駆動周波数とインバータ回路５０の負荷の共振周波数が一致したり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２駆動周波数のほうが低くなってしまう場合が生じ、過電流が生じたり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の耐圧を超える電圧が発生するおそれがあり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の破壊につながりインバータ回路５０の故障となる。

通常の動作としては、フルブリッジあるいはハーフブリッジどちらかの回路構成としてインバータ回路５０を駆動し、負荷状態検知手段１４の出力に応じて制御手段３００がインバータ回路５０の構成を選択して駆動を継続することになる。

図２は負荷状態検知手段１４の動作を説明する図である。図において、横軸は入力電流検出手段１０の出力であり、縦軸はインバータ電流検出手段１３の出力である。そして、負荷の状態によって入力電流検出手段１０の出力とインバータ電流検出手段１３の出力の組合せが変化することを利用している。具体的には、入力したそれぞれの出力電圧をＡＤコンバータでディジタル値に変換してアドレス情報として利用することによって、二つの入力に対して負荷の状態をデータとして取り出すことができる。

例えば、図２の領域Ａは、鉄や磁性ステンレス（ＳＵＳ４３０）などの誘導加熱に最も適している被加熱金属体が示す特性である。磁性体であり、ある程度の抵抗率があるため加熱コイル４の発生する磁束が集中しやすく効率よく渦電流が発生し自己発熱させることができる。インバータ回路５０の負荷インピーダンスのうち等価抵抗成分が大きいため、少ないインバータ電流で大きな電力を得ることができる。

領域Ｂは、非磁性ステンレス（ＳＵＳ３０４）などで構成されており、板厚が薄い被加熱金属体の場合の特性を示している。非磁性ステンレスでは、加熱コイル４が発生する磁束が鍋底に集中することがなく、さらに材質自身の抵抗率が低いため(鉄の約４分の１)、エネルギーの伝達効率が低下する。ただし、鍋底の板厚を薄くすることで、発生した渦電流経路の抵抗成分が増加するため、領域Ａほどではないが、インバータ電流を増加させれば十分に発熱する領域である。

領域Ｃは、非磁性ステンレスなどで構成されており、板厚が厚い被加熱金属体の場合の特性を示している。領域Ｂの負荷と異なり、渦電流経路の抵抗成分が低いため、より多くのインバータ電流を流さなければ十分に発熱させることができない。

領域Ｄは、非磁性の金属鍋（負荷）でも特に抵抗率の低いアルミニウムや銅を用いた金属鍋（負荷）の場合であり、領域Ｃよりもさらにインバータ電流を流さなければ発熱させることができない。

例えば、高インピーダンスの金属鍋（負荷）ではインバータ電流は流れにくいが、インバータ回路５０の負荷の等価抵抗も高い傾向にあるため、少ないインバータ電流に対して大きい入力電流が流れる。インバータ電流をＩ、インバータ回路５０の負荷インピーダンスのうち等価抵抗成分をＲとおけば、金属鍋（負荷）に投入される電力Ｗは、加熱コイル４自体で発生する損失を無視すると、Ｗ＝Ｉ^２ｘＲで表すことができる。

なお、この電力Ｗは、負荷インピーダンスと共振コンデンサ５、７の容量で決まる共振周波数の高周波電流が流れたときに最大となる。共振周波数は、負荷インピーダンスのうちインダクタンス成分をＬ、共振コンデンサ容量をＣとおけば、次式のようになる。

したがって、高インピーダンス負荷において、同レベルの等価抵抗値であっても、等価インダクタンスが異なれば共振周波数が異なるために、駆動するインバータ周波数によって加熱コイル４に流れる電流が変化する。

同様に、低インピーダンス負荷においては、もともと非磁性金属鍋（負荷）特有の低い等価インダクタンスが影響し共振周波数は高くなる。

領域Ｄにある被加熱金属体を加熱させるためには、インバータ回路５０の負荷インピーダンスを高くする必要がある。その方法としては、加熱コイル４の巻数を多くして被加熱金属体との磁気的結合を高くして等価抵抗および等価インダクタンスを大きくするものや、インバータ電流の周波数を領域Ａに適した低い周波数帯（２０〜４０ｋＨｚ等）から高い周波数帯（６０〜９０ｋＨｚ）に高周波化する方法がある。

上記の方法の組み合わせによって、既に実用化された製品も存在するが、最大投入電力や加熱効率は鉄や磁性ステンレスのそれらまでには達していない。

上記のように、入力電流とインバータ電流の組み合わせから、インバータ回路５０の負荷のインピーダンスをある程度推定することが可能である。また、制御手段３００の駆動周波数設定とも組み合わせることで、インバータ回路５０の負荷インピーダンスの高低および共振周波数の高低を推定することができる。

図３は、インバータ回路５０の負荷が低インピーダンスないし高共振周波数の負荷と判断した場合の動作を説明する回路ブロック図である。本図は図１において、上記負荷と判断した場合にのみ動作させる必要がある回路ブロック部分を抜粋したものであり、個々の説明は省略する。

加熱コイル４には切替リレー６をオン状態、切替リレー８をオフ状態にして共振コンデンサ５が接続された状態にする。

図３においてインバータ回路５０の負荷の電力制御を行う場合、特に低インピーダンス負荷では加熱コイル４と共振コンデンサ５で構成する直列共振回路５１の選択度Ｑが高くなるため、インバータ駆動周波数を操作して負荷の電力を制御しようとすると、その操作幅が狭く、かつ電力の変化が急激であるため、非常に制御しにくい。したがって、このような負荷の場合は、あらかじめインバータ駆動周波数を共振周波数に近づけておき、インバータ回路５０に印加する電源電圧を変化させることによって負荷の電力を制御する方法が有利である。

低インピーダンスないしは高共振周波数の負荷に対しては、図３に示すようにハーフブリッジ(ないしはＳＥＰＰ)構成のインバータ回路５０とする。これは、フルブリッジ構成のインバータ回路５０に対して、同じ電源電圧ならば負荷にかかる電圧が半分に相当するのでインバータ電流が半分になり、同じスイッチング素子１０１、１０２の駆動条件で入力される電力は約１／４になる。これにより低インピーダンスに起因する過電流を抑えることができる。

インバータ駆動周波数と加熱コイル４と共振コンデンサ５で構成する直列共振回路５１の共振周波数を近づけるためには、位相差検知手段１７の出力を監視し、スイッチング素子１０１、１０２の駆動信号とインバータ電流の位相を所定の値以内にならないようにインバータ駆動周波数を制御すればよい。このため、負荷が安定した状態ならば、インバータ駆動周波数は略固定した状態となる。

この状態で、制御手段３００は電源手段３に対して、出力電圧を制御するための信号を出力し、入力電流検出手段１０と電圧検出手段１１から入力電力を計算し、目標とする負荷の電力に対して所定の範囲内になるよう電源手段３の直流電源電圧出力の設定を調節する。

したがって、制御手段３００は低インピーダンスないしは高共振周波数となる負荷においては、切替リレー６、８の動作によりハーフブリッジ構成のインバータ回路５０とし、負荷の電力制御はインバータ駆動周波数を略固定した上で電源手段３の出力電圧を可変することによって行う。

なお、本動作中においても、負荷状態検出手段１４は動作しており、加熱途中で負荷の状態が変化したときは判定結果を制御手段３００に出力し、適時インバータ回路５０の動作状態を変更させるものである。

図４は、上記の方法による負荷の電力制御の例である。図４において、横軸は操作部１８で設定する金属鍋（負荷）に投入する目標電力Ｗ、縦軸はインバータ駆動周波数ｆおよび電源手段３の出力電圧Ｖである。

インバータ駆動周波数ｆは略固定しており、電源手段３の出力電圧Ｖのみを目標電力Ｗにしたがって変化させる。これにより、金属鍋（負荷）に投入する低電力から最大電力までの電力制御が可能となる。

図５は、高インピーダンスないし低共振周波数の負荷と判断した場合の動作を説明する回路ブロック図である。本図は図１において、上記負荷の場合のみ動作させる必要がある回路ブロック部分を抜粋したものであり、個々の説明は省略する。

図５において負荷の電力制御を行う場合、高インピーダンス負荷では加熱コイル４と共振コンデンサ５で構成する直列共振回路５１の選択度Ｑが低いので、インバータ駆動周波数の変化に対して被加熱金属体に投入される電力の変化が緩やかなので、インバータ駆動周波数の制御を行うことが一般的である。ただし、前述の低インピーダンス負荷を加熱する加熱コイル４と共用すると、加熱コイル４は低インピーダンス負荷に対応できる巻数にする必要があるため、高インピーダンス負荷に対してはさらに高インピーダンス状態となり、被加熱金属体に電力を投入する場合には高い電源電圧をインバータ回路５０に印加しなければならない。

例えば、高インピーダンス負荷に対し、電源電圧２００Ｖをインバータ回路５０に印加して被加熱金属体に２ｋＷを投入できる加熱コイル４に対して、加熱コイル４の巻数を増加して同条件で５００Ｗに低下してしまう場合には、印加電圧を４００Ｖに昇圧する必要がある。

このような負荷に対しては、インバータ回路５０をフルブリッジ構成とする。これは、フルブリッジ構成のインバータ回路５０はハーフブリッジ構成のインバータ回路５０に対して、負荷にはインバータ回路５０に印加する電圧の２倍の電圧を印加できるためである。

前述の例では、印加電圧を２００Ｖから４００Ｖに昇圧するかわりに、インバータ回路構成をハーフブリッジ(またはＳＥＰＰ)からフルブリッジ構成にすることで、電力を投入することが可能となる。

また、電源手段３に昇圧機能を持たせることにより、さらに電力を投入できる状態になることは明らかであり、このような電源手段３は一般的である。

電力制御を行う場合、電源手段３の出力電圧を所定の電圧に設定してインバータ駆動周波数を変化させて行う方法と、インバータ駆動周波数を略固定して電源手段３の出力電圧を変化させる方法がとれる。

前者の方法では、インバータ駆動周波数を低く設定すれば入力電力は高くなり、インバータ駆動周波数を高く設定すれば入力電力は低くなる。出力電圧は、最大電力を供給するに十分な電圧を設定できることが必要がある。

後者の方法では、電源手段３の出力電圧を低く設定すれば入力電力は低く、高く設定すれば高くなる。インバータ駆動周波数は最大電力を供給するに十分な周波数に設定できることが必要がある。

なお、上記２つの方法のどちらか一方のみを用いて電力制御できることは言うまでもないが、双方を組み合わせて用いることで、電源手段３自体の損失や、インバータ回路５０の損失を総合して低く抑えて電力制御することができる。具体的には、低い電力を設定する場合は後者の方法を用い、高い電力を設定する場合は前者の方法を用いたり、あるいは双方の中間領域を用いたりすることで実現できる。

図６は、上記の方法による電力制御例である。図６において、横軸は設定する目標電力Ｗ、縦軸はインバータ駆動周波数ｆおよび電源手段３の出力電圧Ｖである。

図６（ａ）は前者の方法、図６（ｂ）は後者の方法、図６（ｃ）は両者を組み合わせた方法である。

図６（ｃ）の方法では最大電力設定と最小電力設定の間の所定の電力設定において、（ａ）および（ｂ）の方法を切り替えている。任意の電力設定値Ｗｘを境にして、インバータ駆動周波数ｆまたは電源手段３の出力電圧設定Ｖのどちらか一方のみを変化させている。

図７は、高インピーダンスないし低共振周波数の負荷と判断した場合でかつ低電力域を目標電力に設定する場合の動作を説明する回路ブロック図である。本図は図１において上記負荷の場合のみに動作させる必要がある回路ブロック部分を抜粋したものであり、ここの説明は省略する。

高インピーダンスないし低共振周波数の負荷においては、図５の説明でも述べたように、加熱コイル４の巻き数を増加して低インピーダンスないし高共振周波数の負荷との共用をはかると、高インピーダンスないし高共振周波数の負荷では低いインバータ電流で被加熱金属体を加熱することが可能である。しかしながら、低電力を出力する場合、インバータ電流が低いために、過渡電圧抑制用としてスイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２に接続しているスナバコンデンサ１０５、１０６、２０５、２０６に対する充放電電流が大きくなり、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の損失が増加するためにスイッチング素子の温度が上昇して破損したり、熱効率が極端に悪化するなどの弊害が現れる。

図７においては、上記の問題を解決するために、図５の回路構成において、スイッチング素子２０１をオフ状態、スイッチング素子２０２をオン状態に固定してハーフブリッジ(ＳＥＰＰ)構成として動作させるものである。

ハーフブリッジ構成であるために、フルブリッジ構成に比較して同じ電源電圧を印加し、同じ駆動周波数の場合は、前者は後者の約１／４の電力が投入されることになる。このとき、スイッチング部２００のスイッチング素子に並列に接続されているスナバコンデンサ２０５、２０６は状態が固定されるために充放電電流が流れず、それによるスイッチング素子２０１、２０２の損失も発生しない。

また、低電力を投入するには、フルブリッジ構成の場合よりも低い駆動周波数で可能であるために、スイッチング部１００のスイッチング素子１０１、１０２に並列に接続されているスナバコンデンサ１０５、１０６の充放電回数が減少し、スイッチング素子１０１、１０２の損失も低減できる。

電力制御を行うためには、図５の場合と同様に電源手段３の出力電圧を所定の電圧に設定してインバータ駆動周波数を変化させて行う方法と、インバータ駆動周波数を略固定して電源手段３の出力電圧を変化させる方法がとれる。

本制御は図５のインバータ構成において設定可能な電力制御範囲に含まれる低電力域において、より低損失でかつ加熱効率の高い方法として併用または切り替えて用いることが有効である。

図８は、上記の方法による電力制御例である。図８において、横軸は設定する目標電力、縦軸はインバータ駆動周波数ｆおよび電源手段３の出力電圧Ｖである。

図８（ａ）は低電力域の目標電力Ｗｘを境にしてフルブリッジ構成とハーフブリッジ構成を切り替える。Ｗｘ以上の領域Ｆの場合はフルブリッジ構成とし、未満の領域Ｈの場合はハーフブリッジ構成としている。領域Ｈでは電源手段３の出力電圧Ｖを固定し、インバータ駆動周波数ｆのみを変化させて電力制御を行う。領域Ｆでは電源手段３の出力電圧Ｖを固定し、インバータ駆動周波数ｆを変化させて電力制御を行う。同じ周波数を設定しても、領域Ｆではより高い電力を投入することができる。

図８（ｂ）は低電力域の目標電力Ｗｘを境にしてフルブリッジ構成とハーフブリッジ構成を切り替え、それよりも高い目標電力Ｗｙでフルブリッジ構成の場合の電力制御方法を切り替える組み合わせとした方法である。

このように、負荷の状態を判別し、低インピーダンスないし高共振周波数の負荷ではハーフブリッジ構成のインバータ回路とし、高インピーダンスないし低共振周波数の負荷ではフルブリッジ構成のインバータ回路とし最適な回路構成を選択し、それぞれインバータ駆動周波数ｆと電源手段３の出力電圧Ｖの組み合わせで電力制御を行うことができ、スイッチング素子１０１、１０２、２０１、２０２の損失を低減させることができる。

また、負荷に最適なインバータ回路５０の構成に切替えて、インバータ回路５０の駆動周波数や電源手段３の出力電圧のどちらかの制御し易い方法をとることができるため、低損失で負荷変動に強いインバータ回路５０を有する誘導加熱調理器を提供することができる。

本発明の一実施例の要部回路ブロック図である。同じく負荷状態検出手段の動作を説明する図である。同じく低インピーダンスないし高共振周波数負荷用の回路ブロック図である。同じく低インピーダンスないし高共振周波数負荷用の回路ブロックの電力制御方法を説明する図である。同じく高インピーダンスないし低共振周波数負荷用の回路ブロック図である。同じく高インピーダンスないし低共振周波数負荷用の回路ブロックの電力制御方法を説明する図である。同じく高インピーダンスないし低共振周波数負荷における低電力域制御用回路ブロック図である。同じく高インピーダンスないし低共振周波数負荷における低電力域制御を含む電力制御方法を説明する図である。

符号の説明

３電源手段
４加熱コイル
５、７共振コンデンサ
１０入力電流検出手段
１１電圧検出手段
１３インバータ電流検出手段
１４負荷状態検出手段
５０インバータ回路
５１直列共振回路
３００制御手段

Claims

直流電圧を出力する電源手段と、前記電源手段を経由して加熱コイルを含む直列共振回路に高周波電流を流し、前記加熱コイル近傍に配置された被加熱金属体に渦電流を生じさせ加熱するインバータ回路と、前記電源手段の入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記直列共振回路に流れる電流を検出するインバータ電流検出手段と、前記入力電流検出手段およびインバータ電流検出手段の入力から負荷の状態を検出する負荷状態検出手段と、前記電源手段の入力電圧を検出する電圧検出手段と、少なくとも前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、
前記インバータ回路は、第１のスイッチング素子（１０１）と第２のスイッチング素子（１０２）の直列体に逆並列に第１のダンパダイオード（１０３）、第２のダンパダイオード（１０４）をそれぞれ接続した第１のスイッチング部（１００）と、第３のスイッチング素子（２０１）と第４のスイッチング素子（２０２）の直列体に逆並列に第３のダンパダイオード（２０３）、第４のダンパダイオード（２０４）をそれぞれ接続した第２のスイッチング部（２００）と、を備え、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記電源手段の基準電位の間に前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の直列体からなる負荷を接続するとともに、前記加熱コイルと第１の共振コンデンサ（５）の接続点に接続された第２のコンデンサ（７）をリレー（８）によって前記第２のスイッチング部（２００）より切り離し可能な構成とし、前記第１のスイッチング素子（１０１）および第２のスイッチング素子（１０２）を交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に前記第１のスイッチング素子（１０１）、前記第２のスイッチング素子（１０２）の駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すハーフブリッジ構成と、前記第１のスイッチング部（１００）の中点と前記第２のスイッチング部（２００）の中点の間に前記加熱コイルと第２のコンデンサ（７）の直列体からなる負荷を接続し、前記第１のスイッチング素子（１０１）と前記第４のスイッチング素子（２０２）、および前記第２のスイッチング素子（１０２）と前記第３のスイッチング素子（２０１）の組合せを交互に排他的に駆動することによって、前記直列共振回路に駆動周波数の振動数を持つ高周波電流を流すフルブリッジ構成と、に切替え可能な構成とし、
前記制御手段は、前記負荷状態検出手段の出力と被加熱金属体に投入する設定電力により前記インバータ回路をハーフブリッジ構成またはフルブリッジ構成に切り替えるとともに、前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路の駆動周波数のいずれか一方を変化させて被加熱金属体に投入する電力を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
前記負荷状態検出手段は、前記直列共振回路のインピーダンス、ないしは、共振周波数の高低状態を複数段階で判別することを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
前記負荷状態検出手段が、低インピーダンス、ないしは、高共振周波数と判別した場合、前記制御手段は前記インバータ回路をハーフブリッジ構成に切替えるとともにインバータ回路の駆動周波数を略固定し、電源手段の出力電圧を可変するように制御することを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱調理器。
前記負荷状態検出手段が、高インピーダンス、ないしは、低共振周波数と判別した場合、前記制御手段は、前記インバータ回路をフルブリッジ構成に切替えるとともに、前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路の駆動周波数のいずれか一方を変化させて被加熱金属体に投入する電力を制御するのに代えて、インバータ回路の駆動周波数および電源手段の出力電圧を可変するように制御することを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱調理器。
前記負荷状態検出手段が高インピーダンスないしは低共振周波数の負荷と判別し、かつ、被加熱金属体に投入する電力が低電力の場合は、ハーフブリッジ構成に切り替え、
前記制御手段は、前記電源手段の出力電圧および前記インバータ回路の駆動周波数のいずれか一方を変化させて被加熱金属体に投入する電力を制御するのに代えて、前記インバータ回路の駆動周波数および電源手段の出力電圧を可変するように制御することを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱調理器。