JP4512525B2

JP4512525B2 - 誘導加熱調理器

Info

Publication number: JP4512525B2
Application number: JP2005193290A
Authority: JP
Inventors: 雅之磯貝; 直島田
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2005-07-01
Filing date: 2005-07-01
Publication date: 2010-07-28
Anticipated expiration: 2025-07-01
Also published as: JP2007012490A

Description

本発明は、誘導加熱調理器の金属負荷（鍋）を加熱するための電力制御方法に関するものである。

誘導加熱調理器は、高周波電流を流す加熱コイルの近傍に配した金属負荷（鍋）に渦電流を発生させ、そのジュール熱によって金属負荷（鍋）自体が自己発熱することで、効率よく金属負荷（鍋）を加熱することができるものであり、近年、ガスコンロや電熱ヒータによる加熱調理器具に対して、安全性や温度制御性に優れた点によって、これらの置き換えが進んでいる。

このような誘導加熱調理器において、加熱コイルに高周波電流を流すための電力制御回路は、いわゆる共振型インバータと呼ばれ、金属負荷（鍋）を含めた加熱コイルのインダクタンスと、共振コンデンサを接続し、電力制御回路のスイッチング素子を２０〜４０ｋＨｚ程度の駆動周波数でオンオフ制御する構成が一般的である。また、共振型インバータには電圧共振型と電流共振型があり、前者は１００Ｖ電源、後者は２００Ｖ電源用として適用されることが多い。

当初は鉄などの磁性材料の金属負荷（鍋）のみが加熱できるだけであったが、近年は非磁性ステンレス製などの金属負荷（鍋）も加熱できるようになってきている。さらに、加熱できないとされてきたアルミニウム製の非磁性の金属負荷（鍋）を加熱できるようにしたものが提案されている。

このような共振型インバータを使用した誘導加熱調理器において、金属負荷（鍋）を加熱する場合は、金属負荷（鍋）と加熱コイルで決まるインダクタンス（等価インダクタンスＬ）と、加熱に寄与する抵抗分（等価抵抗Ｒ）が発熱しやすさに影響することが判っている。

つまり、金属負荷（鍋）が磁性の金属（鉄や磁性ステンレスなど）では電力を投入しやすく、非磁性の金属（非磁性ステンレスやアルミ、銅など）では電力を投入しにくい。これは後者が等価抵抗Ｒの値が小さく、金属負荷（鍋）に誘起する渦電流がジュール熱となりにくいためである。

そのため、金属負荷（鍋）の材質によって加熱コイルの巻き数を切り替える方法、すなわち非磁性の金属負荷に対しては加熱コイルの巻き数を増加させ、加熱効率を上昇させることによって解決を図っているものがある（例えば、特許文献１、２参照）。

また、加熱コイルの巻き数は固定（単一の加熱コイル）とし、非磁性の金属負荷（鍋）において電力が投入できるように加熱コイルの巻き数を増加させて設定したときに、磁性の金属負荷（鍋）では電力を投入しにくくなるという問題に対しては、非磁性の金属負荷（鍋）を検出した場合はインバータ回路構成をハーフブリッジ構成とし、磁性の金属負荷（鍋）を検出した場合はフルブリッジ構成に切り替え、ハーフブリッジ回路方式にした場合に比べ２倍の電圧を加熱コイルに印加することで磁性の金属負荷（鍋）を加熱するようにした提案がある（例えば、特許文献３参照）。

特開昭６１−１６４９１号公報特開昭６１−１２８４９３号公報特開平５−２５１１７２号公報

しかしながら、上記の従来技術において、前者のものは、加熱コイルの巻き数を切り替える場合、高周波電流の流れない加熱コイルの部分が存在するため、その部分の金属負荷（鍋）が発熱しなくなり、金属負荷（鍋）の発熱分布が均一でなくなって加熱ムラが発生したり、異なる径の金属負荷（鍋）を使用した場合には金属負荷（鍋）の径の大きさによって電力の投入レベルが変化してしまうという問題が発生する。

また、加熱コイルの巻き数を切り替えるために設けられた加熱コイルのタップ構造や、重ね巻き構造によっては、加熱コイルに印加される高電圧に対する絶縁距離の確保が困難となる場合が生ずる。

後者のものは、加熱コイルの巻き数を固定（単一の加熱コイル）とし、金属負荷（鍋）が磁性あるいは非磁性かによりインバータ回路構成をフルブリッジ回路構成、またはハーフブリッジ回路構成に切り替えるようにすると、特性的にその中間領域にある金属負荷（鍋）の場合、適さないインバータ回路構成に切り替えられて通電され、加熱効率が悪くなるとともに、インバータ回路にダメージを与えてしまうという問題点がある。

また、単一の加熱コイルを用い、インバータ回路構成を切り替えても、インバータ回路の負荷のインピーダンスが大きい場合は、負荷である加熱コイルに電流が流れにくく、インバータ回路のスイッチング素子に接続されているスナバコンデンサが影響して、スイッチング素子の損失を増大させる場合があり、これは負荷に低電力を印加する場合に影響が大きくなる。つまり、負荷のインピーダンスが大きい場合は低電力域の制御において、スナバコンデンサに残留する電荷による充放電電流のスイッチング素子に流れる比率が大きくなり、スイッチング素子に過大な電流が流れることによりスイッチング素子の損失が増大し、温度上昇によりスイッチング素子の信頼性が悪くなったり、スイッチング素子の冷却にかかる費用が増大し、コストアップの要因になるという問題点がる。

本発明は、上記の課題のうち少なくとも１つを解決するためになされたものである。

本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、加熱コイルに高周波電流を流し、加熱コイル近傍に配置された金属負荷（鍋）に渦電流を発生させ加熱するインバータ手段と、このインバータ手段を構成しているスイッチング素子の一部あるいは全てに設けられたスナバコンデンサと、使用者が前記金属負荷の加熱電力を設定する入力手段と、前記金属負荷が磁性或いは非磁性かを検出するとともに、前記金属負荷に対する前記インバータ手段の負荷の等価インピーダンスを推定する負荷状態検出手段と、この負荷状態検出手段の出力が非磁性の場合には前記インバータ手段をハーフブリッジ回路構成に、磁性の場合にはフルブリッジ回路構成に切り替えるよう制御する制御手段を備え、前記インバータ手段は、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列に接続した共振回路とスイッチング素子とで構成され、前記スイッチング素子の動作の組み合わせにより、前記共振回路に対してハーフブリッジ回路構成かフルブリッジ回路構成のいずれかに切り替えて通電することを可能とし、前記制御手段は、前記負荷状態検出手段が前記等価インピーダンスが低いと推定した場合は、前記インバータ手段の回路構成をハーフブリッジ回路構成とし、前記インバータ手段の駆動周波数は金属負荷を加熱できる高い周波数域で駆動し、該周波数が前記共振回路の共振周波数となるように前記共振コンデンサの容量を切り替え、また、前記負荷状態検出手段が前記等価インピーダンスが高いと推定した場合は、前記インバータ手段の回路構成を前記ハーフブリッジ回路構成より４倍の電力が得られるフルブリッジ回路構成とし、前記インバータ手段の駆動周波数域は前記等価インピーダンスが低いと推定した場合の前記インバータ手段の駆動周波数域より低い周波数域で駆動し、該周波数が前記共振回路の共振周波数となるように前記共振コンデンサの容量を切り替え、前記金属負荷を加熱するのに前記インバータ手段の回路構成をフルブリッジ回路構成が適していると判断し、前記入力手段より設定した入力電力の値が前記フルブリッジ回路構成で得られる電力の２０％以下で供給が可能な低電力域の場合は、前記フルブリッジ回路構成をハーフブリッジ回路構成に切り替え、インバータ手段の駆動周波数域を低い周波数域にシフトするものである。

また、請求項２では、前記スイッチング素子に設けられたスナバコンデンサの容量を可変するスイッチ手段を設け、フルブリッジ回路構成で磁性の金属負荷を加熱するときに各スイッチング素子に接続されるスナバコンデンサ容量よりも、ハーフブリッジ回路構成で磁性の金属負荷を加熱するときに各スイッチング素子に接続されるスナバコンデンサ容量が小さくなるように、前記スイッチ手段を制御するものである。

本発明の誘導加熱調理器は、上記のように構成したことにより、金属負荷（鍋）の状態を検出する負荷状態検出手段から、インバータ手段の回路構成（ハーフブリッジ回路構成、あるいはフルブリッジ回路構成）を最適な回路構成となるように切り替えを行い、高電力域ではフルブリッジ回路構成に切り替えて通電する負荷に対して、低電力域ではハーフブリッジ回路構成に切り替えることができるため、低電力域でのスイッチング素子のスイッチング回数が減少するため損失を低下させ、スイッチング素子の温度上昇を抑え信頼性を向上することができる。

また、高電力域でフルブリッジ回路構成をとる負荷状態におけるスナバコンデンサ容量に対して、低電力域でハーフブリッジ回路構成に切り替えたときのスナバコンデンサ容量を、小さくなるように制御することにより、さらにスイッチング素子の損失を低下させることができ、スイッチング素子や加熱コイルの冷却にかかるコストを抑えることができる。

以下、本発明の一実施例を、図１〜図７を用いて説明する。

図１は本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の要部回路ブロック図である。図１において、１は交流電源。２は整流手段で、交流電源１を直流電圧に変換して出力している。

５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂはスイッチング素子で、各スイッチング素子５ａ〜６ｂには各々に逆並列にダイオード１４が接続されている。

１８ａ、１８ｂ、１９ａ、１９ｂはスナバコンデンサで、各スイッチング素子５ａ〜６ｂに並列に接続され、各スイッチング素子５ａ〜６ｂがサージ電圧や過渡電圧により破壊されるのを防ぐためのものである。なお、本実施例ではスナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂをスイッチング素子５ａ〜６ｂの全てに接続しているが、スイッチング素子５ａまたはスイッチング素子５ｂのいずれか一方、および、スイッチング素子６ａまたはスイッチング素子６ｂのいずれか一方にそれぞれ接続することでも効果があり、これによりサージ電圧で破壊されるのを防ぐことができる。

３は加熱コイル、４は共振コンデンサで、これらを直列に接続して共振回路１５を構成しており、この共振回路１５はスイッチング素子５ａ、５ｂの接続中間点とスイッチング素子６ａ、６ｂの接続中間点の間に接続している。

１６はインバータ手段で、スイッチング素子５ａ〜６ｂ及び各スイッチング素子５ａ〜６ｂに逆並列に接続されたダイオード１４と、並列に接続されたスナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂと、共振回路１５とにより構成されており、整流手段２の出力である直流電圧を変換して加熱コイル３に高周波電流を流し、加熱コイル３の近傍に配した金属負荷（鍋）１７に渦電流を生じさせ、そのジュール熱によって金属負荷（鍋）１７自体を自己発熱させて加熱する。また、インバータ手段１６はスイッチング素子５ａ〜６ｂの動作の組み合わせにより、共振回路１５に対してハーフブリッジ回路構成かフルブリッジ回路構成のいずれかに切り替えて通電することができる。

７は制御手段、８は使用者が操作する入力手段、９は整流手段２の入力である交流電源１の電圧を検出する入力電圧検出手段、１２は整流手段２の入力電流を検知する入力電流検出手段であり、制御手段７は入力電圧検出手段９および入力電流検出手段１２の出力を入力して入力電力を検出し、この入力電力の値と使用者が入力手段８で設定した金属負荷（鍋）１７を加熱する電力である目標火力と一致するようにインバータ手段１６のスイッチング素子５ａ〜６ｂに与えるドライブ信号の制御を後記するドライブ手段１１で行い、インバータ手段１６金属負荷（鍋）１７に設定した目標火力を印加する。

１３はインバータ電流検出手段で、共振回路１５に流れる電流を検出している。

１０は負荷状態検出手段で、入力電流検出手段１２とインバータ電流検出手段１３の出力を入力し、スイッチング素子５ａ〜６ｂの負荷である共振回路１５の状態（等価インダクタンスＬと等価抵抗Ｒ）を検出するものであり、この負荷状態検出手段１０の出力を制御手段７に入力することにより、制御手段７はスイッチング素子５ａ〜６ｂの動作の組み合わせを制御してインバータ手段１６の回路構成をハーフブリッジ回路構成かフルブリッジ回路構成のいずれかに切り替えるように制御する。

１１はドライブ手段で、制御手段７の出力信号に基づき制御され、各スイッチング素子５ａ〜６ｂに駆動信号を出力し動作させる。すなわち、インバータ手段１６の回路構成をハーフブリッジ回路構成とする場合は、スイッチング素子５ａ、５ｂを排他的に駆動するとともにスイッチング素子６ｂをオン状態に固定駆動することで実現できる。また、フルブリッジ回路構成とする場合は、スイッチング素子５ａと６ｂ、および５ｂと６ａの組み合わせ同士を排他的に駆動することで実現できる。

図２（ａ）は、加熱コイル３と加熱コイル３の近傍に配した金属負荷（鍋）１７の共振回路１５を表した等価回路図であり、インバータ電力源１００に加熱コイル３自体の抵抗Ｒ１とインダクタンスＬ１、および共振コンデンサ４の容量Ｃが直列に接続された状態と、加熱コイル３の近傍に配した金属負荷（鍋）１７自体の等価抵抗Ｒ２と等価インダクタンスＬ２の直列に接続された状態がインダクタンスの結合度Ｍで加熱コイル３に結合している状態を表している。

図２（ｂ）は、図２（ａ）の等価回路を変形（簡略化）した等価回路図であり、インバータ電力源１００に対して全体の等価抵抗Ｒと、等価インダクタンスＬと、共振コンデンサ４の容量Ｃが直列に接続された回路で表される。そして、等価抵抗Ｒと等価インダクタンスＬは次の式で表すことができる。

図３は、加熱コイル３の近傍に実際に金属負荷（鍋）１７を配したときの加熱コイル３から見た等価抵抗Ｒと等価インダクタンスＬの測定結果を示す図であり、金属負荷（鍋）１７として磁性ステンレス製鍋（イ）、非磁性ステンレス製鍋（ロ）、アルミニウム製鍋（ハ）、アルミニウムに磁性ステンレスを貼り付けた鍋（ニ）の４種類について測定したものである。このときの測定周波数は２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚである。このように金属負荷（鍋）１７の種類により等価抵抗Ｒおよび等価インダクタンスＬの値は一定してなく分散しており、実際にはさらに色々な種類の金属負荷（鍋）１７や、加熱コイル３に対する金属負荷（鍋）１７の置く位置のバラツキ等により等価抵抗Ｒや等価インダクタンスＬの値は分散するものである。

ところで、インバータ手段１６の動作によりインバータ手段１６の負荷に消費する電力は、図２（ｂ）に示す等価抵抗Ｒとその等価抵抗Ｒに流れる電流Ｉによって、次の式で表すことができる。

したがって、金属負荷（鍋）１７の発熱に寄与するのは等価抵抗Ｒであるから、図３の等価抵抗Ｒの値が小さい金属負荷（鍋）１７ほど、加熱コイル３に同じ電流を流した場合に発熱しにくくなる。しかし、図３から判るように加熱コイル３に流れる高周波電流の周波数を高い周波数に設定すると等価抵抗Ｒの値が上昇するため、低い周波数で発熱しにくい金属負荷（鍋）１７であっても高い周波数では加熱可能とすることができる。

また、加熱コイル３に流れる高周波電流の流れやすさは等価抵抗Ｒおよび等価インダクタンスＬにも影響される。つまり、等価抵抗Ｒの値が大きいとインバータ手段１６のインバータ電力源１００の電圧が高くなければ高周波電流が流れない。

また、等価インダクタンスＬの値に対して等価抵抗Ｒが小さいと等価インダクタンスＬを直列接続した共振回路１５の選択度Ｑが高くなるため、共振回路１５の共振周波数近傍でなければ高周波電流がほとんど流れない状態になる。

また、等価抵抗Ｒと等価インダクタンスＬが共に小さい場合は高周波電流が流れ易くなるが発熱しにくい状態となる。

したがって、金属負荷（鍋）１７を加熱するためには、金属負荷（鍋）１７の種類や配置などによって変化する等価抵抗Ｒと等価インダクタンスＬの組み合わせによって、適切なインバータ手段１６のインバータ電力源１００の電圧と、共振回路１５の共振周波数近傍となるインバータ手段１６の駆動周波数の設定が必要となる。

そこで、本実施例では、金属負荷（鍋）１７に対するインバータ手段１６の負荷の状態を検出する負荷状態検出手段１０により、インバータ手段１６の負荷の等価インピーダンスを推定し、金属負荷（鍋）１７が適切に加熱されるように、インピーダンスが低い場合はインバータ手段１６の回路構成を高い周波数域で駆動するように設定したハーフブリッジ回路構成とし、インピーダンスが高い場合は低い周波数域で駆動するように設定したフルブリッジ回路構成となるように制御手段７によりドライブ手段１１を制御して、インバータ手段１６の電力源１００の電圧と、インバータ手段１６の駆動周波数域を設定するようにした。

つまり、共振回路１５を負荷とするインバータ手段１６の回路構成をハーフブリッジ回路構成からフルブリッジ回路構成にすることで、共振回路１５に実質的に倍の電圧を与えることが可能となり、この場合は金属負荷（鍋）１７に約４倍の電力を加えることができる。すなわち、等価抵抗Ｒが大きい磁性金属等の金属負荷（鍋）１７に対しては、フルブリッジ回路構成にすることにより高い電圧が加えられ等価抵抗Ｒが大きくても発熱させることを可能とするようにした。

図４は負荷状態検出手段１０の動作を説明する図で、図４（ａ）はインバータ手段１６がフルブリッジ回路構成の場合の負荷状態検出手段１０の動作を説明する図、図４（ｂ）はインバータ手段１６がハーフブリッジ回路構成の場合の負荷状態検出手段１０の動作を説明する図である。負荷状態検出手段１０は入力電流検出手段１２の出力と、インバータ電流検出手段１３の出力をパラメータとし、それぞれの組み合わせによって負荷のインピーダンス状態を把握しようとするもので、それぞれの入力の組み合わせによってＡ、Ａ’、Ｂ、Ｂ’、Ｃ、Ｃ’、Ｄ、Ｄ’の領域に分類して負荷状態を把握する。すなわち、入力電流検出手段１２の出力と、インバータ電流検出手段１３の出力の関係をマッピングしてメモリに表の形で用意し、例えば、入力電流検出手段１２とインバータ電流検出手段１３の夫々の出力をＡＤ変換し、それをアドレス情報としてメモリ上に展開し、それぞれの入力値によって一意的にどの領域Ａ、Ａ’、Ｂ、Ｂ’、Ｃ、Ｃ’、Ｄ、Ｄ’に入るかを求めるようにすればよい。

例えば図４（ａ）において、領域Ａは入力電流がほとんど流れないか、インバータ電流が極端に流れている場合であり、これはインバータ手段１６の負荷の等価抵抗Ｒが極端に小さい場合や大きすぎる場合、あるいは等価インダクタンスＬが極端に大きい場合や小さい場合に相当し、具体的には加熱コイル３の近傍に配した金属負荷（鍋）１７の形状が極端に小さいスプーン等の場合や、インバータ手段１６が故障した場合等に相当する。

また、領域Ｂはインバータ電流がさほど大きくなくても十分な入力電流が流れている場合で、等価抵抗Ｒが大きく、等価インダクタンスＬが適度な状態の組み合わせに相当する。

また、領域Ｄは入力電流が相対的に小さいがインバータ電流が大きい場合であり、等価抵抗Ｒが小さく、等価インダクタンスＬも比較的小さい場合に相当する。

また、領域Ｃは領域Ｂと領域Ｄの中間領域になるもので、領域Ｃおよび領域Ｃ’の部分は、ヒステリシス領域として設定してある。すなわち、加熱中に使用者が金属負荷（鍋）１７を移動させ加熱コイル３との位置関係が変化した場合や、使用者が金属負荷（鍋）１７を交換して金属負荷（鍋）１７の種類が変化した場合に、インバータ手段１６の回路構成を変更させる必要が生じる場合があるが、領域Ｂと領域Ｄの境界ぎりぎりで検出される負荷の場合、頻繁にインバータ手段１６の回路構成が切り替えられると、切り替わりのタイミングで異常な電流や電圧が発生したり、あるいは、切り替えに時間がかかってその間に電力が印加されず実質電力が低下するなど、使い勝手が悪くなる。したがって、ある程度の領域からのずれに対しては許容範囲を設け、このような切り替え頻度を低減することが必要であり、そのために領域Ｃを設け、この領域Ｃにあると検出した場合は頻繁にインバータ回路構成が切り替わらないように制御手段７で制御する。

なお、図４（ａ）、（ｂ）の領域Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’、Ｄ’を決める閾値は、それぞれの回路構成で適切に加熱されるのに適した閾値に設定し、加熱される金属負荷（鍋）１７の状態に対応した回路構成かを適切に判定して切り替えることができるようにすればよい。

次に、負荷検出手段１０によりインバータ手段１６の負荷の等価インピーダンスを推定し、金属負荷（鍋）１７が適切に加熱されるようにインバータ手段１６の回路構成をハーフブリッジ回路構成、またはフルブリッジ回路構成に切り替える制御の詳細について説明する。

まず、最初に等価抵抗Ｒが小さく、等価インダクタンスＬも比較的小さいアルミニウム製の非磁性の金属負荷（鍋）１７を加熱するのに適するように巻き数を増加させた加熱コイル３で、図２（ａ）に示す結合度Ｍを大きくすることにより、数式１に示す等価抵抗Ｒと、等価インダクタンスＬを大きな値にし、加熱コイル３に流れる高周波電流の周波数を高い周波数に設定したハーフブリッジ回路構成のインバータ手段１６で動作させる。そして、このときの図４（ｂ）に示す負荷状態検出手段１０の検出領域が領域Ｄ’ないしＣ’に相当するインバータ手段１６の負荷に対する通電状態になるように閾値を設定する。

そして、磁性（鉄や磁性ステンレスなど）の金属負荷（鍋）１７を同じ条件で加熱すると、等価抵抗Ｒが大きくなりすぎて通電状態は図４（ｂ）の領域Ｂ’やＡ’になるため、このままのハーフブリッジ回路構成の電圧と高い駆動周波数では磁性の金属負荷（鍋）１７に十分な電力が印加されず加熱電力が得られず加熱されなくなる。したがって、このような場合には、インバータ回路構成をフルブリッジ回路構成に切り替えて通電すれば、共振回路１５に実質的に倍の電圧を与えることが可能となり、約４倍の電力を得ることができる。すなわち、図４（ａ）の領域Ｂに相当する通電状態にすることにより、磁性（鉄や磁性ステンレスなど）の金属負荷（鍋）１７を加熱する電力が得られ加熱することができるようになる。

フルブリッジ回路構成で通電した場合に領域Ｄにあると判断した負荷に対しては、ハーフブリッジ回路構成に切り替えるように制御する。同様に、ハーフブリッジ回路構成で通電した場合に領域Ｂ’にあると判断した負荷に対してはフルブリッジ回路構成に切り替えるように制御する。

非磁性の金属負荷（鍋）１７の等価抵抗Ｒが低い場合は、インバータ手段１６をハーフブリッジ回路構成に切り替えて、インバータ手段１６の駆動周波数を高い周波数に設定して、インバータ手段１６の負荷としてのインピーダンスを高くすることにより、効率よく金属負荷（鍋）１７を加熱するように制御する。

このように、図４に示すような負荷検出手段１０の構成をとれば、負荷の等価インダクタンスと等価抵抗が推定できるため、金属負荷（鍋）１７が単一の材質による負荷であっても、複数の材質を組み合わせた負荷であっても適切に判定することができる。そして、金属負荷（鍋）１７の材質が磁性か非磁性かで区別するのではなく、負荷の等価回路そのもののインピーダンスを推定して判断しているために、金属負荷（鍋）１７の形状や加熱コイルとの位置の変化によるものにも対応できることは言うまでもなく、常に適切なインバータ手段１６の回路構成を選択することができる。

なお、インバータ手段１６の駆動周波数を変更するために、共振回路１５の共振コンデンサ４を変更するようにした。すなわち、ハーフブリッジ回路構成の場合に駆動周波数を５０ｋＨｚ付近に設定する場合は、金属負荷（鍋）１７を含む等価インダクタンスＬの値が例えば１２５．６２μＨの場合、共振コンデンサ４の容量は０．０８μＦに設定した。また、フルブリッジ回路構成の場合に駆動周波数を２０ｋＨｚ付近に設定する場合は、金属負荷（鍋）１７を含む等価インダクタンスＬの値が例えば２４７．８５μＨの場合、共振コンデンサ４の容量は０．３５μＦに設定した。

このように、インバータ手段１６がハーフブリッジ回路構成の場合とフルブリッジ回路構成の場合とで、共振コンデンサ４の容量を切り替え、インバータ手段１６の駆動周波数が共振回路１５の共振周波数近傍となるようにすることにより、表皮抵抗の低い材質の金属負荷（鍋）１７や非磁性体を含む金属負荷（鍋）１７の場合において、インバータ手段１６の負荷のインピーダンスを高くすることができ、金属負荷（鍋）１７を加熱する電力の投入がしにくくなることがなく、インバータ手段１６に対し過負荷になったり、異常な発振状態を発生させることがなくなり信頼性の高いものとすることができた。

なお、図５は上記の共振コンデンサ４の容量を切り替える方法の実施例であり、図５（ａ）では共振コンデンサ４を並列接続で構成し、リレー等を用いて切り替えるようにした。また、図５（ｂ）では共振コンデンサ４を直列接続で構成し、リレー等を用いて切り替えようにしたものである。

図６は、フルブリッジ回路構成で加熱するのに適した負荷と判断した場合の、駆動周波数とインバータ電力（金属負荷（鍋）１７を加熱する電力）の関係を表している。特性Ａはフルブリッジ回路構成の場合で、特性Ｂはハーフブリッジ回路構成に切り替えた場合の特性である。

同一負荷の場合は、フルブリッジ回路構成で得られる電力は、原理的にはハーフブリッジ回路構成で得られる電力の４倍である。これは逆に、ハーフブリッジ回路構成ではフルブリッジ回路構成の１／４倍の電力である。

したがって、図６に示すように、フルブリッジ回路構成において規定されている設定電力（インバータ電力）の最大と最小の駆動周波数はｆ_ＦＬ、ｆ_ＦＨとなり、ハーフブリッジ回路構成の時の駆動周波数ｆ_ＨＬ〜ｆ_ＨＨで得られる電力はフルブリッジ回路構成の駆動周波数ｆ_ＦＭ〜ｆ_ＦＨで得られる低電力域の電力と同じになる。

すなわち、フルブリッジ回路構成の駆動周波数がｆ_ＦＭの時のインバータ電力はハーフブリッジ回路構成の駆動周波数ｆ_ＨＬの時のインバータ電力と同じになり、ハーフブリッジ回路構成において駆動周波数をｆ_ＨＬから高くしていけば、フルブリッジ回路構成で低電力域を設定する駆動周波数よりも低い駆動周波数で実現することができる。

なお、本実施例では、フルブリッジ回路構成からハーフブリッジ回路構成に切り替える切り替え電力値は最大設定電力の２０％の値としている。またこの時の駆動周波数ｆ_ＦＭとｆ_ＨＨは近い値としている。高電力域と低電力域の切り替え点は、各ブリッジ回路構成による電力投入能力に対応するので、定格電力の１／４が相当し、実際には定格電力の１／３〜１／８の間の適当な値を選択すればよい。また、切り替え動作にはヒステリシスを持たせ、切り替え点近傍において頻繁な切り替え動作が発生しないようにする必要がある。

これにより、低電力域でのインバータ手段１６の駆動周波数は低い周波数域にシフトさせることができるので、スナバコンデンサ１８ａ、１８ｂの充放電によるスイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチング回数が減少するため損失も減少し、スイッチング素子５ａ、５ｂに対する熱的ストレスが減少して信頼性を高くすることができる（なお、この場合はハーフブリッジ回路構成による動作であるからスイッチング素子６ａはオフ状態、スイチング素子６ｂはオン状態である）。

図７は、スナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂの容量の切り替えを行う場合の回路例を示す図である。図において、スイッチング素子５ａ、５ｂに対して、常時接続するスナバコンデンサ１８ａ、１８ｂと制御手段７の制御により接点状態が切り替わるスイッチ手段Ｓ１およびＳ２に直列に接続したスナバコンデンサ１８ｃ、１８ｄで構成される。

高電力域でフルブリッジ回路構成が適している負荷の状態は、インバータ手段１６の負荷インピーダンスが大きく、インバータ電流で効率よく電力を金属負荷（鍋）１７に伝達することができるものの、スナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂに電荷が残留しやすくなり、スイッチング素子５ａ〜６ｂの充放電電流が大きくなることで損失が増大する。

この現象は、単一の加熱コイル３を用いて高電力域でハーフブリッジ回路構成が適している負荷の状態における動作に対して相対的に増大するものである。

したがって、高電力域でフルブリッジ回路構成が適している負荷の状態においては、スナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂの容量を総じて減少させ、残留電荷自体を少なくすることによってスイッチング素子５ａ〜６ｂにかかる充放電電流を抑え、損失を減少させることが有効である。

そのため、ハーフブリッジ回路構成にする場合には、スイッチ手段Ｓ１、Ｓ２を接続状態にしてスナバコンデンサ１８ｃ、１８ｄを付加して容量大きくし、フルブリッジ回路構成にする場合には、スイッチ手段Ｓ１、Ｓ２共に、あるいはどちらか一方を切断状態にして容量を小さくする。

このときのスイッチング素子５ａ〜６ｂの直列体に並列に接続するスナバコンデンサ容量は、ハーフブリッジ回路構成の場合に比べて低く設定することによって効果が増大することはいうまでもない。

これにより、高電力域でフルブリッジ回路構成をとる負荷状態の場合にはスナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂの残留電荷量が小さくなり、その放電電流が低くなるためスイッチング素子の損失を低下できる。その結果スイッチング素子に対する熱的ストレスが減少してさらに信頼性を高くすることができる。

さらに、高電力域でフルブリッジ回路構成をとる負荷の状態であっても、低電力域ではハーフブリッジ回路構成にすることで動作周波数域を低域側にシフトさせる方法と併用することで、スナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂの残留電荷に対する充放電回数の減少と、スナバコンデンサ１９ａ、１９ｂが不動作状態になることも加えて残留電荷自体の減少が図られ効果が増し、スイッチング素子５ａ〜６ｂの損失は大幅に減少するものである。

次に、以上の構成による動作を説明する。

まず、誘導加熱調理器の加熱コイル３の近傍に金属負荷（鍋）１７を載置して加熱をスタートさせると、インバータ手段１６の回路構成が予め設定されたハーフブリッジ回路構成になるように制御手段７によりドライブ手段１１を制御し、さらに共振コンデンサ４の容量を０．０８μＦになるように切り替えるとともに、５０ｋＨｚ付近でインバータ手段１６を駆動するようにドライブ手段を制御して加熱コイル３に高周波電流を印加する。

次に、制御手段７は負荷状態検出手段１０からの入力から図４（ｂ）のグラフで領域Ａ’、Ｂ’、Ｃ’、Ｄ’のどこの領域にあるかを判定することにより負荷の等価インダクタンスＬと等価抵抗Ｒを推定する。

制御手段７が例えばＤ’領域に在ると判定したら、金属負荷（鍋）１７は効率よく加熱することができると判断し、そのままハーフブリッジ回路構成で加熱する。

また、Ｂ’の領域にあると判定したら、金属負荷（鍋）１７は効率よく加熱することができないと判断し、直ちにドライブ手段１１を制御してフルブリッジ回路構成に切り替え、さらに共振コンデンサ４の容量を０．３５μＦになるように切り替えるとともに、２０ｋＨｚ付近でインバータ手段１６を駆動するようにドライブ手段を制御して加熱コイル３に高周波電流を流す。

また、Ａ’の領域にあると判定したら、金属負荷（鍋）１７が加熱するに適さない小物負荷であったり、インバータ手段１６の故障等と判断して、直ちにドライブ手段１１の動作を停止し加熱を停止する。

また、同様に、インバータ手段１６の回路構成がフルブリッジ回路構成で通電している場合、負荷状態検出手段１０の入力から図４（ａ）のグラフの領域Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄのどの領域にあるかを判定し、領域Ｂに在ると判定したら、金属負荷（鍋）１７は効率よく加熱することができると判断し、そのままフルブリッジ回路構成で加熱する。また、Ｄの領域に在ると判定したら、金属負荷（鍋）１７は効率よく加熱することができないと判断し、直ちにドライブ手段１１を制御してハーフブリッジ回路構成に切り替え、さらに共振コンデンサ４の容量を０．０８μＦになるように切り替えるとともに、５０ｋＨｚ付近でインバータ手段１６を駆動するようにドライブ手段を制御して加熱コイル３に高周波電流を流す。また、Ａの領域にあると判定したら、金属負荷（鍋）１７が加熱するに適さない小物負荷であったり、インバータ手段１６の故障等と判断して、直ちにドライブ手段１１の動作を停止し加熱を停止する。

そして、制御手段７はインバータ手段１６を動作させて加熱コイル３に高周波電流を流しているときは、常に負荷状態検出手段１０からの検出出力を監視し、例えば使用者が金属負荷（鍋）１７を移動させて加熱コイル３との位置関係が変化した場合や、別な金属負荷（鍋）１７を載置したような場合には、負荷状態検出手段１０からの検出出力により、直ちにドライブ手段１１を制御して、インバータ手段１６の回路構成を切り替えたり、インバータ手段１６の動作を停止したりする。

このように、加熱コイル３の巻数の切り替えを必要としない、単一の加熱コイル３を使用し、金属負荷（鍋）１７の材質や形状あるいは加熱コイル３に対する位置関係などによるインピーダンス変化に起因する入力電流とインバータ電流の状態から、インバータ手段１６の回路構成（ハーフブリッジ回路構成、あるいはフルブリッジ回路構成）を最適な回路構成となるように切り替えを行い、金属負荷（鍋）１７を加熱する電力の投入がしにくくなることがなく、高効率で金属負荷（鍋）１７が加熱されることにより、インバータ手段１６の回路損失が低減され、スイッチング素子５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂや加熱コイル３の冷却にかかるコストを抑えることができる。

次に、スナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂの影響によりスイッチング素子の損失の増大を防ぐ動作について説明する。

インバータ手段の回路構成がフルブリッジ回路構成に切り替えられて動作する負荷において、設定された目標火力が高電力域の場合は制御手段７によりフルブリッジ回路構成に切り替え、図６に示すように駆動周波数はｆ_ＦＬ〜ｆ_ＦＭの範囲で制御する。

設定された目標火力が低電力域の場合はハーフブリッジ回路構成に切り替え、駆動周波数はｆ_ＨＬ〜ｆ_ＨＨの範囲で制御する。同時に、スイッチ手段Ｓ１、Ｓ２共に切断状態にして容量を小さくする。そうするとスイッチング素子に流れる放電電流が小さくなるためスイッチング素子の損失が低下する。その結果スイッチング素子に対する熱的ストレスが減少して信頼性を高くすることができる。

このように、加熱コイル３の巻数の切り替えを必要としない、単一の加熱コイル３を使用し、金属負荷（鍋）１７の状態を検出する負荷状態検出手段１０から、インバータ手段１６の回路構成（ハーフブリッジ回路構成、あるいはフルブリッジ回路構成）を最適な回路構成となるように切り替えを行い、金属負荷（鍋）１７を加熱する電力の投入がしにくくなることがなく、高効率で金属負荷（鍋）１７が加熱されるとともに、高電力域ではフルブリッジ回路構成に切り替えて通電する負荷に対して、低電力域ではハーフブリッジ回路構成に切り替えることができるため、低電力域でのスイッチング素子５ａ〜６ｂの損失をさらに低下させ、スイッチング素子５ａ〜６ｂの温度上昇を抑え、信頼性の向上と、スイッチング素子５ａ〜６ｂや加熱コイル３の冷却にかかるコストを抑えることができる。

また、高電力域でフルブリッジ回路構成に切り替える負荷の場合にはスナバコンデンサ１８ａ〜１９ｂの容量に対し、低電力域でハーフブリッジ回路構成に切り替えたときのスナバコンデンサ１８ａ、１８ｂの容量が小さくなるように切り替えることにより、さらにスイッチング素子５ａ〜６ｂの損失を低下させることができ、スイッチング素子５ａ〜６ｂや加熱コイル３の冷却にかかるコストを抑えることができる。

本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の要部回路ブロック図である。（ａ）は加熱コイルと加熱コイルの近傍に配した金属負荷（鍋）の共振回路を表した等価回路図、（ｂ）は（ａ）の等価回路を変形（簡略化）した等価回路図である。加熱コイルの近傍に実際に金属負荷（鍋）を配したときの加熱コイルから見た等価抵抗Ｒと等価インダクタンスＬの測定結果を示す図である。（ａ）はインバータ手段がフルブリッジ回路構成の場合の負荷状態検知手段の動作を説明する図、（ｂ）はインバータ手段がハーフブリッジ回路構成の場合の負荷状態検知手段の動作を説明する図である。（ａ）は並列接続により共振コンデンサの値を切り替える回路、（ｂ）は直列接続により共振コンデンサの値を切り替える回路図である。インバータ手段の駆動周波数と、金属負荷（鍋）に印加されるインバータ電力の関係を説明する図である。スナバコンデンサの容量を切り替える回路例を示す回路図である。

符号の説明

５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂスイッチング素子
７制御手段
１０負荷状態検出手段
１６インバータ手段
１８ａ、１８ｂ、１９ａ、１９ｂスナバコンデンサ。

Claims

加熱コイルに高周波電流を流し、加熱コイル近傍に配置された金属負荷（鍋）に渦電流を発生させ加熱するインバータ手段と、
このインバータ手段を構成しているスイッチング素子の一部あるいは全てに設けられたスナバコンデンサと、
使用者が前記金属負荷の加熱電力を設定する入力手段と、
前記金属負荷が磁性或いは非磁性かを検出するとともに、前記金属負荷に対する前記インバータ手段の負荷の等価インピーダンスを推定する負荷状態検出手段と、
この負荷状態検出手段の出力が非磁性の場合には前記インバータ手段をハーフブリッジ回路構成に、磁性の場合にはフルブリッジ回路構成に切り替えるよう制御する制御手段を備え、
前記インバータ手段は、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列に接続した共振回路とスイッチング素子とで構成され、前記スイッチング素子の動作の組み合わせにより、前記共振回路に対してハーフブリッジ回路構成かフルブリッジ回路構成のいずれかに切り替えて通電することを可能とし、
前記制御手段は、前記負荷状態検出手段が前記等価インピーダンスが低いと推定した場合は、前記インバータ手段の回路構成をハーフブリッジ回路構成とし、前記インバータ手段の駆動周波数は金属負荷を加熱できる高い周波数域で駆動し、該周波数が前記共振回路の共振周波数となるように前記共振コンデンサの容量を切り替え、また、前記負荷状態検出手段が前記等価インピーダンスが高いと推定した場合は、前記インバータ手段の回路構成を前記ハーフブリッジ回路構成より４倍の電力が得られるフルブリッジ回路構成とし、前記インバータ手段の駆動周波数域は前記等価インピーダンスが低いと推定した場合の前記インバータ手段の駆動周波数域より低い周波数域で駆動し、該周波数が前記共振回路の共振周波数となるように前記共振コンデンサの容量を切り替え、
前記金属負荷を加熱するのに前記インバータ手段の回路構成をフルブリッジ回路構成が適していると判断し、前記入力手段より設定した入力電力の値が前記フルブリッジ回路構成で得られる電力の２０％以下で供給が可能な低電力域の場合は、前記フルブリッジ回路構成をハーフブリッジ回路構成に切り替え、インバータ手段の駆動周波数域を低い周波数域にシフトすることを特徴とする誘導加熱調理器。
請求項１記載の誘導加熱調理器において、
前記スイッチング素子に設けられたスナバコンデンサの容量を可変するスイッチ手段を設け、フルブリッジ回路構成で磁性の金属負荷を加熱するときに各スイッチング素子に接続されるスナバコンデンサ容量よりも、ハーフブリッジ回路構成で磁性の金属負荷を加熱するときに各スイッチング素子に接続されるスナバコンデンサ容量が小さくなるように、前記スイッチ手段を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。