JP2005093089A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

【課題】 負荷の状態を検出して、加熱に適した共振回路と電源手段の選択を行う。
【解決手段】 第１及び第２の電源手段３、４を選択し、インバータ回路６に接続する第１の選択手段５と、スイッチング素子と加熱コイルと共振コンデンサの複数の組み合わせを有する共振回路７の何れかの組み合わせを選択する第２の選択手段１１とを有し、金属負荷１０の判別結果により第２の選択手段１１を選択した場合、加熱コイルＬＡ、ＬＢの巻き数が多い組み合わせ又は共振周波数の高い組み合わせにおいて位相差検出手段８Ｃの検出出力を所定の目標値に設定し、駆動手段８Ａの動作周波数を所定の設定範囲以内に設定した後に電圧可変手段８Ｆの設定を変更して電力を制御する共に、位相差検出手段８Ｃの検出出力が所定の範囲内又は動作周波数の変動範囲内の最低レベルになった後の上昇値が所定の値を超えた場合には金属負荷１０が移動したと判定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、加熱コイルを用いて金属負荷（鍋）を加熱する誘導加熱調理器の電力制御方法に関するものである。

誘導加熱調理器は、高周波電流を流す加熱コイルの近傍に配した金属負荷（鍋）に渦電流を発生させ、そのジュール熱によって負荷自体が自己発熱することで、金属負荷を効率よく加熱するものである。

近年、ガスコンロや電熱ヒータによる調理器具に対して、安全性や温度制御性に優れた点が評価され、この誘導加熱調理器への置き換えが進んでいる。

この誘導加熱調理器に高周波電流を流すための電源は、いわゆる共振型インバータと呼ばれ、金属負荷を含めた加熱コイルのインダクタンスと共振コンデンサを接続し、スイッチング素子を２０〜４０ｋＨｚ程度の周波数でオン・オフする構成が一般的である。また、共振型インバータには電圧共振型と電流共振型があり、前者は１００Ｖ電源、後者は２００Ｖ電源用として適用されることが多い。

この誘導加熱調理器は、当初は鉄などの磁性金属のみが加熱できるだけであったが、近年は非磁性ステンレスなども加熱できるようになってきている。さらに、加熱できないとされてきたアルミニウム負荷を加熱できるような構成のものも提案されている。

前記共振型インバータを使用した誘導加熱調理器においては、金属負荷と加熱コイルで決まるインダクタンス（等価インダクタンス）が含まれており、さらに発熱に寄与する抵抗分（等価抵抗）が発熱しやすさに影響する。つまり、磁性金属（鉄や磁性ステンレスなど）では電力を投入しやすく、非磁性金属（非磁性ステンレスやアルミ、銅など）は電力を投入しにくいものである。これは、後者が等価抵抗が低く、負荷金属部に誘起する渦電流がジュール熱となりにくいためである。

この対策として従来は、特許文献１や特許文献２に示すように、負荷の材質によって加熱コイルの巻き数を変更し、非磁性金属負荷に対してはコイルの巻き数を増加させることによって加熱効率を上昇させる方法が行なわれている。

しかし、アルミニウムなどの非磁性体金属負荷を加熱しようとした場合、負荷と加熱コイル間に発生する反発力によって鍋が浮いたり、移動したりするという不具合が生じることがある。

この非磁性体金属負荷が、反発力によって浮いたり、移動することを防止するために従来は特許文献３、特許文献４及び特許文献５等に示す解決方法が提案されている。

すなわち、前者においては、加熱コイルに流れる高周波電流の周波数変化から負荷の移動を検知するものであり、また、後者においては、インバータ駆動周波数の変化やインバータ出力電圧とコイル電流位相から負荷の浮上を防止する方法である。

特許第１８８６９０４号

特許第１８８５５７８号 特開昭６１−２３０２８９号公報 特開平５−３６４７２号公報 特開平１１−１２１１５９号公報

しかし、上記従来例においては、少なくとも下記に示すように２つの課題が生じる。

第１の課題は、加熱コイルに流れる高周波電流の周波数検出やインバータ回路の出力電圧と加熱コイル電流の電流位相を検出する具体的方法を考慮した場合、必要となる検出素子や信号変換回路などが大規模となり、実現性に乏しい。例えば、高周波電流の周波数を検出する場合には、制御を司るマイクロコンピュータに対して処理しやすいように、検出した波形を整形した後に周波数を分周して入力したり、又はＦ−Ｖ変換回路を挿入したりしなければならない。また、インバータ回路の出力電圧の位相を検出するためには、インバータ電圧そのものから位相信号にしなければならないので、高耐圧の分圧素子が必要であるとともに、その分圧素子が故障した場合の保護手段も講じておかなければならない。

また、第２の課題は、非磁性体金属負荷ではない負荷、つまり鉄や磁性ステンレスのような磁性体金属負荷を加熱する場合においては、上記の負荷移動回避方法が不要なことである。

本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、請求項１では、交流電源を直流電圧に変換する第１及び第２の電源手段と、前記電源手段に接続するハーフブリッジ構成のスイッチング素子と加熱コイルと共振コンデンサで構成する複数の組み合わせを有する共振回路からなるインバータ回路と、負荷の状態を判別する負荷判別手段と、スイッチング素子の駆動タイミングを生成する駆動手段と、前記電源手段の何れかを選択し、インバータ回路に接続する第１の選択手段と、前記複数の組み合わせを有する共振回路の何れかの状態を選択する第２の選択手段と、前記インバータ回路の電流を検知するインバータ電流検知手段と、前記駆動手段とインバータ電流検知手段の位相差を検知する位相差検出手段と、前記電源手段の出力電圧を可変する電圧可変手段とを有し、負荷判別手段の判別結果により、第１の選択手段と第２の選択手段をそれぞれ選択し、第２の選択手段において加熱コイルの巻き数が多い組み合わせ又は共振周波数の高い組み合わせにおいては、位相差検出手段の検出出力を所定の目標値に設定し、駆動手段の動作周波数を所定の設定範囲以内に設定した後に電圧可変手段の設定を変更して電力を制御するとともに、位相差検出手段の検出出力が所定の範囲内又は動作周波数の変動範囲内の最低レベルになったあとの上昇値が所定の値を超えた場合には金属負荷が移動したと判定するようにしたものである。

また、請求項２では、第１の電源手段を整流素子とフィルタで構成し、第２の電源手段を整流素子とスイッチング素子、チョークコイル、平滑コンデンサ等で構成した電圧可変型略安定化電源構成としたものである。

また、請求項３では、金属負荷が移動したと判定した後、第１の選択手段において、第１の電源手段を選択している場合は駆動周波数を高く変化させ、第２の電源を選択している場合には直流電圧出力設定を下げる操作を行うようにしたものである。

さらに、請求項４では、制御手段が電力を増大する制御を行っていないときに、位相差検出手段の検出出力の最低レベルが所定の値を越え、かつ、入力電力又はインバータ電流が低下した場合に金属負荷が移動したと判定するようにしたものである。

本発明によれば、負荷の材質等によって適切な加熱コイルを選択するとともに、適切な共振周波数を得るための共振コンデンサを選択できるので、磁性金属負荷および非磁性金属負荷それぞれに効率よく電力を供給することができる。

また、インバータ回路に供給する直流電源の出力形態を選択することによって、電源手段部分に発生する損失を適切に減らすことができる。

さらに、負荷判別結果から、適切な直流電源部と、加熱コイルと共振コンデンサの組み合わせを選択し、インバータ制御を駆動手段とインバータ電流の位相差を設定して制御するとともに電源電圧を変化させることによって電力を制御するのでスイッチング素子の損失を減少させることができる。

さらにまた、非磁性体の金属負荷を加熱する際に発生するコイルと負荷間の反発力に起因する負荷の移動を適切に検出することができる。

以下、本発明の実施例について図面をもとに説明する。

図１は本発明の第１の実施例を示す要部ブロック図である。

図１において、交流電源１は整流素子２により整流されて直流化電源となる。

直流化電源の出力は第１の電源手段３及び第２の電源手段４に接続し、この電源手段３、４の何れか一方の出力を第１の選択手段５を介してインバータ回路６に接続する。

インバータ回路６は、第１の電源手段３、第２の電源手段４の出力に接続したハーフブリッジ構成のスイッチング回路であり、直列接続したスイッチング素子６Ａ、６Ｂと、その中点に接続された切換可能な加熱コイルＬＡ、ＬＢおよび共振コンデンサＣＡ、ＣＢの組み合わせからなる共振回路７で構成されている。

加熱コイルＬＡ、ＬＢの近傍には金属負荷（鍋）１０を配置し、加熱コイルＬＡ、ＬＢに流れる高周波電流によって誘起される渦電流により自己発熱する。

制御手段８は、インバータ回路６のスイッチング素子６Ａ、６Ｂを駆動するための信号を発生する駆動手段８Ａと、負荷の種類や状態を判別する負荷判別手段８Ｂと、駆動手段８Ａとインバータ電流を検知するインバータ電流検知手段９との位相差を検出する位相差検出手段８Ｃと、第１の電源手段３及び第２の電源手段４の出力を選択する電源切換制御手段８Ｄと、共振回路７の加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢの組み合わせを選択する共振回路選択手段８Ｅと、第２の電源手段４の出力電圧を制御する電圧可変手段８Ｆとで構成されている。

駆動手段８Ａは、スイッチング素子６Ａ、６Ｂを交互に駆動することによって、共振回路７に高周波電流を供給する。負荷判別手段８Ｂは入力電流やインバータ電流検知手段９、位相差検出手段８Ｃの検出結果などから加熱に適した負荷かどうかを判別し、共振回路選択手段８Ｅによって共振回路７の加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢの組み合わせを選択するか又は加熱停止の判断を行う。

そして、この共振回路７の加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢの組み合わせの選択を第２の選択手段１１としている。

また、共振回路選択手段８Ｅの設定によっては、同時に電源切換制御手段８Ｄによって第１の電源手段３、第２の電源手段４の出力を切り替えるとともに、第２の電源手段４を選択した場合には電源可変手段８Ｆによって、インバータ動作に適した電源電圧を設定する。

ここで、第１の電源手段３は脈流を含む直流電圧出力手段である。

図２はこの第１の電源手段の構成例であり、整流素子２の出力にチョークコイル３Ａと平滑コンデンサ３Ｂで構成するフィルタ３Ｃを挿入したものである。最も簡単な構成であるが、負荷電流が大きくなるとリップル成分が大きくなってしまう。

第２の電源手段４は、ほぼ平滑した直流電圧出力手段であり、電源可変手段８Ｆの出力によってスイッチング周波数あるいはデューティを変更することにより出力電圧を変化させることが可能な構成であり、さらには、少なくとも交流電源１の電源電圧よりも低い電圧に設定できる範囲を有するものである。

図３（Ａ）（Ｂ）は、この第２の電源手段の構成例であり、（Ａ）は初段に昇圧型チョッパ回路、次段に降圧型チョッパ回路を配して低電圧から高電圧まで出力可能な構成としたものである。

この（Ａ）の構成においては、整流素子２の出力をチョークコイル４Ａを介してスイッチング素子４Ｂをオン・オフさせることにより逆流防止ダイオード４Ｃ及び平滑コンデンサ４Ｄで昇圧直流電圧に変換し、その後、スイッチング素子４Ｅをオン・オフさせて還流ダイオード４Ｆ、チョークコイル４Ｇ、平滑コンデンサ４Ｈで直流電圧を低電圧から前記昇圧直流電圧まで出力できるスイッチング素子４Ｂ、４Ｅの夫々のオン・オフデューティにより任意の直流電圧を供給するようにしたものである。

また、（Ｂ）は昇降圧型チョッパ回路構成としたものである。

この（Ｂ）の構成においては、整流素子２の出力をスイッチング素子４Ｊをオン・オフすることにより、チョークコイル４Ｋに発生する逆電圧を逆流防止ダイオード４Ｌ及び平滑コンデンサ４Ｍによって安定化するものである。この構成では、出力電圧の極性が逆になるので、正、負端子の接続を逆にする必要があるが、スイッチング素子４Ｊのオン・オフデューティにより低電圧から高電圧まで、任意の直流電圧を供給することができる。また、この構成は電源出力が逆になるので、出力端子を逆に接続する必要があるが、必要な素子数は少なくて済むものである。

上記した図３（Ａ）（Ｂ）の構成によれば、内部のスイッチング素子を電源電圧波形に従ってパルス幅を制御することで、力率を悪化させずに略安定した直流電圧出力を得ることができる。しかし、内部損失が発生するために、誘導加熱調理器としての加熱効率は若干低下する。

よって、負荷の材質や状態、又は負荷に投入しようとする電力などによって適切な直流電源を選択することが必要となる。

図４は共振回路７の内部の構成例であり、加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢの組み合わせ状態を示している。

共振回路７の接続端子をＺ、Ｚ’とし、加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢの組み合わせを２通り選択するものとすると、第２の選択手段１１は（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）の構成例とすることができる。

例Ａでは、接続端子Ｚに２系統の加熱コイルＬＡ、ＬＢを接続し、その接続点に共振コンデンサＣＡを接続し、加熱コイルＬＢの他端側に共振コンデンサＣＢを接続し、接続端子Ｚ’への接続を共振コンデンサＣＡとＣＢで切り替えるものである。これにより、
例（Ａ）では、 １）加熱コイルＬＡと共振コンデンサＣＡ
２）加熱コイルＬＡ＋加熱コイルＬＢと共振コンデンサＣＢ
の組み合わせを得ることができる。

以下同様に、
例（Ｂ）では、 １）加熱コイルＬＡと共振コンデンサＣＡ（ＣＢ）
２）加熱コイルＬＡ＋加熱コイルＬＢと共振コンデンサＣＡ（ＣＢ）
例（Ｃ）では、 １）加熱コイルＬＡと共振コンデンサＣＡ
２）加熱コイルＬＢと共振コンデンサＣＢ
の組み合わせを得ることができる。

図５は加熱コイルＬＡ、ＬＢの構成例である。

加熱コイルＬＡ、ＬＢの巻き数を変更するためには複数の巻き数のコイルを同一平面上又は段重ねなどの方法によって、コイル保持材上に配置しなければならない。

例（Ａ）は、巻き径の異なる２つの加熱コイルＬＡ、ＬＢを同一平面上に配置した例である。本例では、内側の加熱コイルＬＢの外側端子と、外側の加熱コイルＬＡの内側端子を接続すれば、図４の例（Ａ）（Ｂ）を構成することができる。また、それぞれ独立して使用すれば図４の例（Ｃ）を構成することができる。

例（Ｂ）は、２つの平円板状コイルＬＡ、ＬＢを上下段に重ねた配置の例である。これも例（Ａ）と同様に図４の構成例を実現することができる。

なお、例（Ａ）（Ｂ）では、実際に加熱コイルＬＡ、ＬＢに高周波電流を流した場合、発生した交番磁界によって非接続状態の加熱コイルＬＡ、ＬＢのいずれかに大きな電圧が誘起するため、コイル間の絶縁距離を確保する必要がある。

例（Ｃ）は、上記の電圧誘起を低減する構造を有する例である。

この例（Ｃ）では、加熱コイルＬＡと、この加熱コイルＬＡの内側と外側に分割して配置した加熱コイルＬＢの３つの巻き径の異なるコイルを同一平面上に配し、内側と外側の加熱コイルＬＢをあらかじめ接続しておく。つまり、内側と外側の加熱コイルＬＢは同時に選択／非選択される。この構成において、内外側の加熱コイルＬＢのみを共振コンデンサＣＡ、ＣＢに接続する状態と、内中外側の加熱コイルＬＡ、ＬＢのすべてを共振コンデンサＣＡ、ＣＢに接続する状態を選択できるようにすれば、図４の構成を実現できる。また、中の加熱コイルＬＡのみ非接続状態の場合、内側と外側の加熱コイルＬＢに発生する磁束が、中の加熱コイルＬＡの部分で相殺されることとなり、中の加熱コイルＬＡに発生する誘起電圧を低減することが可能である。従って、加熱コイル間ＬＡ、ＬＢの絶縁距離を少なくすることができる。

図６は金属負荷１０が磁性体金属負荷と非磁性体金属負荷の加熱コイルＬＡ、ＬＢを含んだ状態における等価抵抗と等価インダクタンスの例である。

磁性体金属負荷（例えば鉄）はＡおよびＡ’、非磁性対金属負荷（例えばアルミニウム）はＢおよびＢ’である。

図中、ＡとＢは、加熱コイルＬＡ、ＬＢの巻き数が少ない場合であり、インバータ回路６の負荷としてはＡの状態に適した回路定数や駆動周波数を設定する。

この設定のとき、Ｂの等価抵抗等価インダクタンスの組み合わせでは、所望の電力を得ようとすると、大電流を加熱コイルＬＡ、ＬＢに流さなければならず、共振周波数が高くなるため、スイッチング素子６Ａ、６Ｂの損失も増大するという問題が発生する。

従って、非磁性体金属負荷を加熱できるようにするためには、加熱コイルＬＡ、ＬＢの巻き数を増大させ、負荷１０と加熱コイルＬＡ、ＬＢの結合を良くすることが必要となる。このとき、等価抵抗と等価インダクタンスはそれぞれＡ→Ａ’、Ｂ→Ｂ’と変化する。非磁性体金属負荷では等価抵抗が増大し、少ないコイル巻き数における磁性体金属負荷に近くなる。ただし、等価インダクタンスが大きくなるため、共振コンデンサＣＡ、ＣＢの定数を小さく変更し、適切な共振周波数になるよう設定する必要がある。しかし、磁性体金属負荷では非磁性体金属負荷よりも等価抵抗と等価インダクタンスが大きくなるため、共振周波数が非常に低くなり電力を投入しづらくなる。

よって、実際の通電を行う場合には、磁性体金属負荷の場合は加熱コイルＬＡ、ＬＢの巻き数が少ない状態に設定し、非磁性体金属負荷においては加熱コイルＬＡ、ＬＢ巻き数を多く設定することになる。さらに、非磁性体金属は磁性体金属負荷よりも同一周波数に対する表皮効果が小さいため、より高い共振周波数を設定することが必要である。

図７は、磁性体金属負荷と非磁性体金属負荷に対する駆動周波数と投入電力の分布例を示したものである。

いずれの負荷でも、それぞれ共振周波数ｆＡ０、ｆＢ０において投入電力は最大となる。しかし、図６で示したように、非磁性体金属負荷では等価抵抗に対して等価インダクタンスが大きいため、選択度Ｑが大きくなる。（Ｑ＝２πｆ０Ｌ／Ｒ）
一般に、周波数制御による電力制御では、共振周波数よりも若干高い周波数をインバータ駆動周波数の下限に設定する。この部分の駆動周波数と電力変化の傾きが小さければ電力制御が安定しやすいと言える。

つまり、Ｑが大きい場合は共振周波数近辺における電力変化が大きくなり、電力制御しづらくなることを示しており、非磁性体金属負荷の電力制御は周波数制御しにくいことを表している。

図８は非磁性体金属負荷における電力制御方法を示したものである。

非磁性体金属負荷の共振周波数ｆＢ０付近においてインバータを駆動し、その周波数をほぼ固定したままインバータの入力電圧を変化させる。つまり、図３の電源出力電圧を変化させることで、駆動周波数を変化させる場合よりも制御性の良い電力制御を行うことができる。

例えば、電源電圧出力を最低電圧のＶ１から最大電圧Ｖｎまでｎ段階に設定できれば、周波数を変更せずにｎ段階の電力を設定することができる。なお、この場合においても、実際のインバータ駆動周波数は共振周波数よりも若干高い周波数に設定しておく。

次に、電力制御を行うための手段について説明する。

図９は、ハーフブリッジ構成の上下スイッチング素子６Ａ、６Ｂに対し、略等しい時間交互にオン・オフすることで共振回路７に高周波電流を流す方式であり、駆動周波数を変化させることにより投入する電力を可変するものである。

周期Ｔ１（＝１／ｆ１）で駆動している場合はコイル電流のピークは低く、周期Ｔ２（＝１／ｆ２）で駆動している場合はコイル電流が共振周波数に近くなるためピーク電流が大きくなり、結果として投入電力が大きくなる。

共振周波数をｆ０とすれば、
ｆ０＜ｆ２＜ｆ１
という関係になる。

あるいは、上下スイッチング素子６Ａ、６Ｂに対して駆動デューティ比を変化させることもでき、この場合は駆動周波数を一定に保ったまま電力を変化させることもできる。

これらの制御方式は、インバータ回路６に供給する電源出力に脈流があっても、十分に平滑されていても適用できる方式である。

図１０は、ハーフブリッジ構成の上下スイッチング素子６Ａ、６Ｂに対して略等しい時間交互にオン・オフすることで共振回路７に高周波電流を流す方法であり、インバータ回路６への供給電圧を可変することにより投入電力を可変するものである。

周期Ｔ３で駆動したままとし、インバータ回路６への供給電圧が変化することで、スイッチング素子６Ａ、６Ｂのオン・オフタイミングは略固定したまま投入電力が変化する。

本制御はインバータ回路６への供給電圧を変化させることのできる構成に適用できる。

ここで、図９に示す電力制御方法では、駆動周波数が高く、コイル電流も大きな状態が必要な非磁性体金属負荷では、スイッチング素子６Ａ、６Ｂのスイッチング損失が増大し、冷却能力の増大が必要となる。なぜなら、大電流を高周波数でオン・オフするために、スイッチング素子６Ａ、６Ｂの全損失に対するスイッチング損失の割合が高くなるからである。

従って、適正な駆動周波数を設定することが可能であれば、電力制御方法としては図１０に示す電圧可変による電力制御方法が有利である。

次に適正な駆動周波数を設定するための方法について説明する。

通常、加熱コイル、コンデンサ、抵抗で構成される共振回路に印加される正弦波電圧に対する電流の位相については、
-１
θ＝−ｔａｎ Ｘ／Ｒ （Ｘ＝ωＬ−１／ωＣ）
となる。ハーフブリッジ構成の誘導加熱用インバータ回路においては、インバータ電流が遅れ位相となる領域で通電制御を行う。このとき、位相差θがゼロに近い所定のタイミングでスイッチング素子６Ａ、６Ｂの駆動を行うと、転流時のスイッチング損失を低減できることがわかっている。従って、この領域を積極的に利用することで、スイッチング素子の発熱を抑え、冷却手段を簡略化できる。

図１１は上記の制御方法を実現するための回路構成例であり、図１における駆動手段８Ａと位相差検出手段８Ｃ部分の詳細である。

駆動手段８Ａは、設定する目標電力や負荷の状態などの情報によりスイッチング素子６Ａ、６Ｂの駆動タイミングを設定する発振手段８０Ａと、前記発振手段８０Ａの出力をハーフブリッジ構成のスイッチング素子６Ａ、６Ｂに対して個別に駆動出力を行う分離手段８１Ａを含む。

位相差検出手段８Ｃは、インバータ電流検知手段９の出力から、そのゼロクロスを検出しパルスを出力するゼロクロス検出手段８０Ｃと、前記発振手段８０Ａの出力とゼロクロス検出手段８０Ｃの出力から、位相差に応じた信号を出力するタイミング検出手段８１Ｃを含む。

また、タイミング検出手段８１Ｃの出力は発振手段８０Ａにフィードバックされ、駆動周波数の補正を受けるものである。

図１２は図１１の各部の動作波形例である。

Ａは駆動手段８Ａの出力とインバータ電流の位相差が最適な状態で動作中の波形例である。駆動出力の立ち上がりに対して、インバータ電流はθａの遅れを有している。ゼロクロス検出手段８０Ｃの出力と駆動出力信号の遅れはθａ’である。

Ｂは、位相差が大きくなった場合の動作波形例であり、インバータ電流はθｂの遅れを有し、ゼロクロス検出手段８０Ｃの出力と駆動出力信号の遅れはθｂ’である。

Ｃは、位相差が小さくなった場合の動作波形例であり、インバータ電流はθｃの遅れを有しているが、ゼロクロス検出手段８０Ｃの出力と駆動出力信号の遅れθｃ’はＡ及びＢの場合と違い逆転している。

ところで、ゼロクロス検出手段８０Ｃにおいては、特別な補正手段を用いないと、インバータ回路６に供給される電源電圧に変動が生じると、ゼロクロス検出出力が変動するために、位相差の検出を誤判定する恐れがある。つまり、本構成においては、インバータ回路６に供給する電源は十分に平滑されていることが望ましい。

また、金属負荷１０の状態によっては、目標とする位相差に対して遅れ成分を改善できない場合も生じる。具体的には、金属負荷１０の材質が磁性材料に近づいたり、鍋底の形状が変化していたり、ずれて配置されたり、浮かした場合などである。このときには目標とする位相差に設定できなくても、所定の駆動周波数で駆動することとなり、併せてインバータ回路６に供給する電源電圧を可変制御することで電力制御が可能である。

従って、本発明においては、負荷判別手段８Ｂの判定結果により共振回路７の内部構成を選択し、加熱に適した共振定数に設定するとともに、位相差を所定の目標値に設定し、その目標値になるよう駆動動作周波数を設定制御する。

また、この動作モードにおいては、インバータ回路６に供給する電源を電圧可変型略安定化電源とすることで、最適な位相差に基づく駆動周波数のまま電源電圧を変化させることによって、負荷のＱが高い場合においても電力制御性の良い動作を行うことができる。

図１３は本発明の実施例における電力制御状態の一例である。

図１３においては時間とともに制御する駆動周波数設定Ａと電源電圧設定Ｂおよび入力電力Ｃの状態を示す。

初期状態は、電源手段の出力は第１の選択手段５によって第１の電源手段３の出力をインバータ回路６と接続し、共振回路７は第２の選択手段１１によって磁性体負荷に対応した加熱コイルＬＡ、ＬＢ及び共振コンデンサＣＡ、ＣＢを接続した状態に設定されているものとする。

時刻ｔ０に、駆動周波数ｆ１でインバータ回路６を駆動開始する。さらに、ｔ１から駆動周波数ｆ２で駆動し、ｔ２までに負荷判別手段８Ｂが非磁性体負荷と判断した場合には一旦駆動を停止し、第１の選択手段５および第２の選択手段１１を切り替えた後ｔ３から駆動を再開する。なお、このとき第２の電源手段４の出力設定は低い状態に設定しておく。

ｔ３に、駆動周波数ｆ３で駆動を開始し、ｔ４で駆動周波数ｆ４で駆動し、ｔ５までに負荷判別手段８Ｂが加熱可能を判断した場合は引き続き動作を継続し、加熱不可の場合は加熱を停止する。

加熱可能の場合、ｔ５から駆動周波数を位相差検出手段８Ｃの情報をもとに最適位相に設定するよう駆動周波数を変化させる。ｔ６において最適位相に対して許容範囲内に設定された場合、あるいは駆動周波数の設定範囲の下限（駆動周波数の低い側）に達した場合は、駆動周波数を変化させずに第２の電源手段４の電圧出力設定を上昇させていく。

ｔ７において、目標とする投入電力に達したら、電圧出力設定の変更を停止する。

なお、ｔ３において、負荷判別手段８Ｂが加熱可能と判断した場合は、第１の選択手段５の設定はそのままとし、第１の電源手段３の出力を接続したまま共振回路の状態を保持して加熱を継続する。このときは駆動周波数を変化させるのみ又は、上下スイッチング素子６Ａ、６Ｂの駆動デューティを変化させるなどの方法で投入電力を制御することで対応できる。

また、第１の選択手段５を第２の電源手段４の出力に切り替えるとともに、位相差検出手段８Ｃの出力によらず駆動周波数の変更と組み合わせて電力制御することも可能である。

図１４は本発明における金属負荷１０の移動検知とその制御例であり、第１の電源手段３をインバータ回路６に供給した場合の制御例である。本例では時刻ｔ０以前に負荷判定が完了しており、非磁性体金属負荷用の加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢを選択した後の動作を示している。また、本例では入力電力を制御する手段として、インバータ回路６のスイッチング素子６Ａ、６Ｂの駆動周波数を変化させる方法を用いている。

ｔ０より駆動周波数を下げていき、入力電力を上昇させる操作を行う。その結果、入力電力は上昇し、位相差θは減少していく。

ｔ１において入力電力が目標に達した場合、その後に周波数操作を必要とする状態の変化がなければ駆動周波数は変化させない安定状態となる。

ｔ２において金属負荷１０が加熱コイルＬＡ、ＬＢから離れる状態が発生したとすると、位相差θが大きくなり同時に入力電力が低下する。なお、このとき、インバータ電流も低下する。

ｔ３において、位相差θが所定の上昇許容値を超えた場合、又は、位相差θが所定の上昇許容値を超え、かつ、入力電力が低下又はインバータ電流が低下した場合には、金属負荷１０が加熱コイルＬＡ、ＬＢより離れた（浮上又は移動）と判定する。

金属負荷１０が移動したと判定した後は、ｔ４にかけて駆動周波数を上昇させ、インバータ電流を低下させることにより発生する磁束による反発力を低減する制御を行う。

図１５は本発明における負荷移動検知の他の制御例であり、第２の電源手段４をインバータ回路６に供給した場合の制御例である。本例においても時刻ｔ０以前に負荷判定が完了しており、非磁性体金属負荷の加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢを選択した後の動作を示している。本例では入力電力を制御する方法として、図１０及び図１３等で説明した駆動手段８Ａの出力とインバータ電流の位相差が最適な状態になるよう駆動周波数を設定し、インバータ回路６に供給する電源電圧を可変させる。

ｔ０において、インバータ回路６に供給する電圧を低い状態に設定しておき、駆動周波数を高い状態から低い状態に変化させる。このとき、位相差θは徐々に小さくなっていく。

ｔ１で位相差θが最適な状態あるいは駆動周波数の下限に達したところで周波数を安定させ、次に電源電圧の出力を上昇させていく。

ｔ２で目標とする入力電力に達したら電源電圧の変更操作を停止し、安定状態となる。

ｔ３から金属負荷１０が加熱コイルＬＡ、ＬＢから離れる状態が発生したとすると、位相差θが大きくなり、同時に入力電力が低下する。また、インバータ電流も低下する。

ｔ４において、位相差θが所定の上昇許容値を超えた場合、又は位相差θが所定の上昇許容値を超え、かつ、入力電力が低下またはインバータ電流が低下した場合には金属負荷１０が加熱コイルＬＡ、ＬＢより離れた（浮上あるいは移動）と判定する。

金属負荷１０が移動したと判定した後は、ｔ５にかけて電源電圧を低くしていきインバータ電流を低下させることにより、発生する磁束による反発力を低減する制御を行う。このとき、金属負荷１０が加熱コイルＬＡ、ＬＢに近づく（浮上していた距離が短くなる）と位相差θが移動前の状態に近づく。

図１４、図１５で説明したように、非磁性体金属負荷用の加熱コイルＬＡ、ＬＢと共振コンデンサＣＡ、ＣＢを選択している場合には、投入している電力又はインバータ電流の作用によって金属負荷１０と加熱コイルＬＡ、ＬＢ間に反発力が働くため、電力制御中の負荷移動検知は必須である。しかし、磁性体金属負荷の場合は、反発力による負荷移動は無視できるため、このような制御は不要となる。

つまり、本発明においては、磁性体金属負荷と判定した場合は上記の負荷移動に関する検出及び制御は行わないことで、共振回路７及び制御手段８に関する処理が簡略化できるという利点がある。

本発明の一実施例の要部ブロック図である。 本発明の第１の電源手段の構成例を示す図である。 本発明の第２の電源手段の構成例を示す図である。 本発明の共振回路の構成例を示す図である。 本発明の加熱コイルの構成例を示す図である。 本発明の加熱コイルの等価抵抗・等価インダクタンスの分布例を示す図である。 本発明の共振周波数と投入電力の例を示す図である。 本発明の電源電圧可変時の投入電力例を示す図である。 本発明の周波数可変制御による電力制御例を示す図である。 本発明の電源電圧可変制御による電力制御例を示す図である。 本発明の位相差制御手段の構成例を示す図である。 本発明の位相差制御例を示す図である。 本発明の電力制御例を示す図である。 本発明の金属負荷移動検知と制御例を示す図である。 本発明の金属負荷移動検知と制御例を示す図である。

符号の説明

２ 整流素子
３ 第１の電源手段
４ 第２の電源手段
５ 第１の選択手段
６Ａ スイッチング素子
６Ｂ スイッチング素子
７ 共振回路
８Ａ 駆動手段
８Ｂ 負荷判別手段
８Ｃ 位相差検出手段
８Ｄ 電源切換制御手段
８Ｅ 共振回路選択手段
８Ｆ 電圧可変手段
９ インバータ電流検知手段
１０ 金属負荷
１１ 第２の選択手段
ＬＡ 加熱コイル
ＬＢ 加熱コイル
ＣＡ 共振コンデンサ
ＣＢ 共振コンデンサ

Claims (4)

1. 交流電源を直流電圧に変換する第１及び第２の電源手段（３）（４）と、前記電源手段（３）（４）に接続するハーフブリッジ構成のスイッチング素子（６Ａ）（６Ｂ）と加熱コイル（ＬＡ）（ＬＢ）と共振コンデンサ（ＣＡ）（ＣＢ）で構成する複数の組み合わせを有する共振回路（７）からなるインバータ回路（６）と、負荷の状態を判別する負荷判別手段（８Ｂ）と、スイッチング素子（６Ａ）（６Ｂ）の駆動タイミングを生成する駆動手段（８Ａ）と、前記電源手段（３）（４）の何れかを選択し、インバータ回路（６）に接続する第１の選択手段（５）と、前記複数の組み合わせを有する共振回路（７）の何れかの状態を選択する第２の選択手段（１１）と、前記インバータ回路（６）の電流を検知するインバータ電流検知手段（９）と、前記駆動手段（８Ａ）とインバータ電流検知手段（９）の位相差を検知する位相差検出手段（８Ｃ）と、前記電源手段（３）（４）の出力電圧を可変する電圧可変手段（８Ｆ）とを有し、負荷判別手段（８Ｂ）の判別結果により、第１の選択手段（５）と第２の選択手段（１１）をそれぞれ選択し、第２の選択手段（１１）において加熱コイル（ＬＡ）（ＬＢ）の巻き数が多い組み合わせ又は共振周波数の高い組み合わせにおいては、位相差検出手段（８Ｃ）の検出出力を所定の目標値に設定し、駆動手段（８Ａ）の動作周波数を所定の設定範囲以内に設定した後に電圧可変手段（８Ｆ）の設定を変更して電力を制御するとともに、位相差検出手段（８Ｃ）の検出出力が所定の範囲内又は動作周波数の変動範囲内の最低レベルになったあとの上昇値が所定の値を超えた場合には金属負荷（１０）が移動したと判定することを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 前記第１の電源手段（３）を整流素子（２）とフィルタ（３Ｃ）で構成し、第２の電源手段（４）を整流素子（２）とスイッチング素子（４Ｂ）（４Ｅ）、チョークコイル（４Ａ）（４Ｇ）、平滑コンデンサ（４Ｄ）（４Ｈ）等で構成した電圧可変型略安定化電源構成であることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
3. 金属負荷（１０）が移動したと判定した後、第１の選択手段（５）において、第１の電源手段（３）を選択している場合は駆動周波数を高く変化させ、第２の電源手段（４）を選択している場合には直流電圧出力設定を下げる操作を行うことを特徴とする請求項１及び２記載の誘導加熱調理器。
4. 制御手段（８）が電力を増大する制御を行っていないときに、位相差検出手段（８Ｃ）の検出出力の最低レベルが所定の値を越え、かつ、入力電力又はインバータ電流が低下した場合には金属負荷（１０）が移動したと判定することを特徴とする請求項１から３項記載の誘導加熱調理器。
   
   
   
   

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