JP6916098B2 - 電磁誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

本発明は、複数の加熱コイルを用いて鍋を加熱する電磁誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）が広く用いられるようになってきている。ＩＨクッキングヒータは、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた鍋に渦電流を発生させ、鍋自体の電気抵抗により発熱させるものである。このように、ＩＨクッキングヒータは、火を使わずに調理でき、安全性や調理環境の快適性が高いため、ガスレンジに代わって普及が急速に高まっている。

従来のＩＨクッキングヒータでは、ガラス製のトッププレートの下側に加熱コイルが配置され、加熱コイルには高周波電流を供給するインバータが接続されている。トッププレート上に載置された鍋は１つの加熱コイルを用いて加熱する。

しかしながら、１つの加熱コイルを用いて鍋を加熱する方式では、鍋の大きさや配置によってはなべ底の一部しか加熱されず、加熱ムラが発生する問題がある。そこで、複数の加熱コイルを用いることで、様々な大きさや配置の鍋を適切に加熱する誘導加熱装置が提案されている。

例えば、特許文献１の請求項１では、１個のインバータ部に３個の加熱コイルが接続されており、制御手段は、被加熱検知センサから受信した信号に応じて、インバータ部のオン／オフを制御する誘導加熱装置が開示されている。そして、このような誘導加熱装置により、同文献の図３の（ａ）〜（ｃ）のように、被加熱物である鍋の直径に応じた適切な数の加熱コイルに高周波電流を供給して鍋を適切に加熱することが可能になる。

特開２０１０−２５１０９３号公報

しかしながら、特許文献１では、それぞれの加熱コイルに供給する電流を独立して制御することはできず、鍋ふり後に鍋の配置がずれたり、各加熱コイルと鍋の磁気結合度が変化したりした場合であっても、各加熱コイルには従前同様の電流が流れるため、鍋との磁気結合度が改善した加熱コイルに十分な電流を供給できないことに加え、磁気結合度が悪化した加熱コイルに過大な電流が供給されることとなり、後者の加熱コイルからは不要な放射磁界が発生し、その他の電子機器への影響が問題となる。

そこで、本発明は、上記従来の課題を解決するもので、一つの鍋を加熱する複数の加熱コイルの各々に安定して電力を供給でき、鍋の載置位置が変化した場合などであっても、不要な放射磁界を抑制できる電磁誘導加熱調理器を提供することである。

本発明の電磁誘導加熱調理器は、複数の加熱コイルを用いて被加熱物を加熱するものであって、直流電源と、該直流電源の両端子に接続され、供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記複数の加熱コイルの各々に供給する複数のインバータ回路と、該複数のインバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、前記インバータ回路は、上アームと下アームを直列接続したスイッチング回路と、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、該共振回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、前記制御回路は、前記複数のインバータ回路を駆動するときに、磁束が分散されるように加熱コイル間の磁気結合を時間的に変化させながら、各インバータの電流検出回路の出力値の総和を小さくするように前記複数のインバータ回路を制御する。

本発明の電磁誘導加熱調理器は、トッププレート上に載置される鍋を加熱する複数の加熱コイルに流れる電流の総和が小さくなるようにインバータを制御することで、不要な放射磁界を低減できると共に、加熱効率を高めることができる。

実施例１の電磁誘導加熱調理器のブロック図である。 実施例１の電磁誘導加熱調理器の加熱コイル配置図である。 実施例１の電磁誘導加熱調理器の加熱コイル配置図の他の例である。 実施例１の制御未適用時の動作波形である。 実施例１の制御未適用時の磁束模式図である。 実施例１の制御適用時の動作波形である。 実施例１の制御適用時の磁束模式図である。 実施例１の制御未適用時の磁界分布である。 実施例１の制御適用時の磁界分布である。 実施例２の電磁誘導加熱調理器の回路構成図である。 各被加熱物の抵抗値と鉄に対するインダクタンス比率を示す図である。 実施例２の電磁誘導加熱調理器のインバータ動作波形である。 実施例２の電磁誘導加熱調理器の入力電力の周波数特性である。 実施例２の電磁誘導加熱調理器の入力電力のＤｕｔｙ特性である。 実施例２の電磁誘導加熱調理器の電流制御をした場合の動作波形である。 実施例３の電磁誘導加熱調理器の回路構成図である。 実施例３の電磁誘導加熱調理器の制御駆動波形である。 実施例４の電磁誘導加熱調理器の回路構成図である。 実施例５の電磁誘導加熱調理器の回路構成図である。 実施例５の電磁誘導加熱調理器の動作波形である。 実施例５の電磁誘導加熱調理器の入力電力の周波数特性である。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

先ず、図１〜図９を用いて、本発明の実施例１の電磁誘導加熱調理器を説明する。

図１は、実施例１の電磁誘導加熱調理器のブロック図である。ここに示すように、本実施例の電磁誘導加熱調理器は、直流電圧を出力する電源回路１０、３つのインバータ（１００、２００、３００）、ドライブ回路６１、共振電流検出回路６２、制御回路７０、入力電力設定部７１を備えており、各々のインバータに対応する複数の加熱コイルにより、図示しないトッププレート上に載置された鍋などの被加熱物を加熱することができる。なお、各インバータの構成は同等であるので、以下では、第一のインバータ１００を代表して説明する。

第一のインバータ１００は、スイッチング回路２０、共振回路３０、電流検出器３１によって構成されている。スイッチング回路２０は、電源回路１０の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間に接続されており、電源回路１０から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して共振回路３０に印加する。共振回路３０は、加熱コイル５と共振コンデンサ６の直列回路であり、加熱コイル５にはスイッチング回路２０から高周波電力が供給される。電流検出器３１は、共振回路３０に流れる電流を検出する。

各インバータの電流検出器３１の出力値は、共振電流検出回路６２で演算され、演算結果は制御回路７０に送られる。入力電力設定部７１は、使用者が入力電力（火力）を設定するインターフェースであり、設定された火力に応じた信号を制御回路７０に送る。制御回路７０では、共振電流検出回路６２からの演算結果と入力電力設定部７１からの信号に応じた駆動信号を生成する。ドライブ回路６１は駆動信号に基づいて、各インバータのスイッチング回路２０を制御するドライブ信号波形を生成する。

次に、第一のインバータ１００の動作を説明する。一般に、ＩＨクッキングヒータでは、共振型インバータを用いる。共振型のインバータは、スイッチング回路２０の駆動周波数ｆｓ ＞ 共振回路３０の共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、共振回路３０に流れる電流がスイッチング回路２０の出力電圧に対し遅れ位相になるように制御するインバータである。これにより、スイッチング回路２０での損失増加を抑制している。すなわち、図１では、共振回路３０に流れる電流ＩＬが、スイッチング回路２０と共振回路３０の接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することでスイッチング回路２０の損失を抑制することができる。

しかしながら、駆動周波数ｆｓを固定した状態で、スイッチング回路２０の導通期間を変化させ電力制御を行うと、スイッチング回路２０の導通期間に電流ＩＬの極性が反転し、電流ＩＬがスイッチング回路２０の出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードはスイッチング回路２０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。

次に、図２、図３を用いて、本実施例の電磁誘導加熱調理器における、複数の加熱コイル５の配列について説明する。一般に、電磁誘導加熱調理器では、ガラス製のトッププレートの下に、加熱コイル５を配置し、この加熱コイル５に高周波電流を供給することで、トッププレート上に載置された被加熱物（金属製の鍋）を誘導加熱する。以下では、３つのインバータ（１００、２００、３００）が内蔵する、３個の加熱コイル５１，５２，５３を用いて、一つの鍋を加熱する電磁誘導加熱調理器を例に説明を進める。

図２は、３個の加熱コイルの配列の一例であり、加熱コイル５１，５２，５３が、各々の中心点が正三角形になるように配置されている。各加熱コイルは３つのインバータ（１００、２００、３００）にそれぞれ接続される。各加熱コイルの下部には磁束を有効に鍋に誘導するためにフェライト５４が放射状に配置されている。なお、図３に示すように、加熱コイル直下に放射状に配置されるフェライトの一部を隣り合う加熱コイルのフェライトに連結した構造とすることで、隣り合う加熱コイルの磁気結合がより増大し、漏洩磁界のより低減させ、加熱効率をより向上させても良い。

図２や図３のように加熱コイル５を配置した場合、被加熱物の材質や形状、厚み、大きさ、配置、或いは、設定された入力電力（火力）の大きさに応じて、各加熱コイルに供給される電流が変化する。図４に各加熱コイルの電流波形の一例を示す。鍋の配置により、各加熱コイルと鍋の磁気結合度が変化するため、各加熱コイル側からみた等価抵抗および等価インダクタスが異なることになる。したがって、等価抵抗および等価インダクタスに応じて各加熱コイルに流れる電流は、周波数、値とも異なった値になる。例えば、加熱コイル電流が正から負になるゼロクロスに着目すると、まず、加熱コイル５２の電流値がゼロクロスし、そのｔ１後に加熱コイル５１の電流値がゼロクロスし、さらにｔ２後に加熱コイル５３の電流値がゼロクロスする。そして、これらの電流値を総和した「各加熱コイル電流値総和」は、図４に示すように、大きな振幅を持っている。なお、同図中の各電流の振幅の大きさはイメージであり、厳密なものではない。

このときに各加熱コイルから発生する磁束模式図を図５に示す。ここに示すように各加熱コイル電流を制御せずに動作すると、加熱コイル毎に独立した磁束５５が発生する。また、各加熱コイルの近接部（例えば、加熱コイル５１と加熱コイル５２に挟まれた領域）では磁束が集中し、鍋が局所的に発熱するため、加熱ムラが発生してしまう。

これを改善するため、各加熱コイルの電流値を制御した場合の動作波形を図６に示す。同図は、各加熱コイルの電流値総和が小さくなるように制御した結果、時間と共に当該総和の振幅が徐々に小さくなり、最終的にはほぼゼロとなった状況を示している。

これを実現するため、まず、各インバータの電流検出器３１を用いて各加熱コイルの電流値の瞬時値を検出し、共振電流検出回路６２に出力する。共振電流検出回路６２は、各加熱コイル電流値の総和を算出する。この総和の情報が入力された制御回路７０は、加熱コイル電流値の総和がゼロに近づくように、ｔ１、ｔ２の値や各コイル電流値の振幅を変化させるように、ドライブ回路６１を介して各インバータ内のスイッチング回路２０を制御する。

図７に各加熱コイル電流を上述の方法で制御した場合の磁束模式図を示す。図５では加熱コイル毎に独立した磁束５５を形成していたが、図７では各加熱コイルが近接する部分において各加熱コイル同士が磁気結合するため、近接する加熱コイル間を跨ぐ磁束５６が発生する。図７の例では、加熱コイル５１と５２、加熱コイル５２と５３が強く結合されているが、コイル間での結合は時間的に変化するため、磁束５６は分散されて鍋は均一に加熱される。このようにコイル間で磁束が結合することで、加熱コイルの周辺部で発生する磁束、すなわち、漏洩磁界が小さくなる。

図８に各加熱コイル電流を制御しない場合の動作波形における磁界分布、図９に各加熱コイル電流を制御した場合の動作波形における磁界分布を示す。本実施例の制御未適用時においては、図８に示すように、加熱コイル群の周辺部から磁界が大きく広がっているのに対し、本実施例の制御適用時においては、図９に示すように、加熱コイル群の周辺部から磁界が抑制されていることが分かる。

以上で説明したように、各加熱コイルの電流の総和が小さくなるように（望ましくは、最小値になるように）制御する本実施例の電磁誘導加熱調理器によれば、加熱コイル周辺近傍の磁界分布が強くなり、加熱コイル周辺部からの広がりが小さくなる。従って、加熱コイルから発生する漏洩磁界を低減でき、鍋の加熱ムラの少なくし、鍋をより効率的に加熱することができるようになる。

次に、図１０から図１５を用いて、スイッチング回路にハーブブリッジ回路構成を採用した、本発明の実施例２の電磁誘導加熱調理器を説明する。なお、実施例１との共通点は重複説明を省略する。

図１０は実施例２の電磁誘導加熱調理器の回路構成である。本実施例の電磁誘導加熱調理器も実施例１と同様に、３つのインバータを備えているが、第二、第三のインバータ（２００、３００）の図示は省略して説明を進める。

図１０において、電源回路１０は、商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換して第一のインバータ１００に供給するものであり、交流電圧を整流する整流回路２とインダクタ３及びフィルタコンデンサ４で構成された平滑回路からなる。そして、フィルタコンデンサ４の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間に、第一のインバータ１００のスイッチング回路２０が接続される。

第一のインバータ１００のスイッチング回路２０は、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２が直列に接続されて構成される。ＩＧＢＴ１１、１２にはそれぞれダイオード２１、２２が逆方向に並列接続されており、ＩＧＢＴのコレクタ端子にダイオードのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。以下では、ＩＧＢＴ１１とダイオード２１で構成される回路を上アームと称し、ＩＧＢＴ１２とダイオード２２で構成される回路を下アームと称する。また、ＩＧＢＴ１１、１２にはそれぞれ並列にスナバコンデンサ２３、２４が接続されている。スナバコンデンサ２３、２４は、ＩＧＢＴ１１またはＩＧＢＴ１２のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ２３、２４の容量は、ＩＧＢＴ１１、１２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。

ＩＧＢＴ１１、１２の接続点である出力端子ｔ点と電源回路１０の正電極ｐ点および負電極ｏ点には共振回路３０が接続されている。本実施例の共振回路３０は、加熱コイル５と共振コンデンサ６、７で構成される。ここで、出力端子ｔ点から加熱コイル５に向かって流れる方向を共振電流ＩＬの正方向とする。

電流検出器３１は、共振回路３０に流れる電流を検出する。共振電流検出回路６２は、各インバータの電流検出器３１の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。電流検出器３２は、商用電源１から入力する電流を検出する。入力電流検出回路６３は電流検出器３１の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。制御回路７０は入力電流検出回路６３で検出した入力電流と共振電流検出回路６２で検出した共振電流の関係から被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流ＩＬまたはＩＧＢＴ１１、１２の電流値を検出し、その電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体、電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム、銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。図１１に周波数２０ｋＨｚにおける各被加熱物の抵抗値を示す。図１１のように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。

また、制御回路７０は、入力電力設定部７５からの信号に応じてスイッチング回路２０のＩＧＢＴ１１、１２の導通期間を、ドライブ回路６１を介して設定し入力電力を制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。

また、図１０に示すように、スイッチング回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ１、下アームに流れる電流をＩｃ２、共振点可変回路３０に流れる電流をＩｃ３、共振電流をＩＬとする。上アームのＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ１、下アームのＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ２、共振コンデンサ６の共振電圧をＶｃ３、共振コンデンサ７の共振電圧をＶｃ４、インバータの電源電圧をＶｐとする。

次に動作を説明する。図１２に本実施例のインバータのモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、ＩＧＢＴ１１およびＩＧＢＴ１２はデッドタイム期間を設け、相補に駆動する。

図１２に示すように、加熱コイル５には、正弦波状のコイル電流ＩＬが流れており、この共振周波数ｆｒは、式１に示すように、加熱コイル５のインダクタンス値Ｌ、共振コンデンサ６および共振コンデンサ７から決定される。

以下で、モード１〜モード４における詳細な動作を説明する。
（モード１）
ＩＧＢＴ１１の電流Ｉｃ１の電流が０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはＩＧＢＴ１１に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ１１はすでにオンしているため、モード１開始直後からＩＧＢＴ１１に電流Ｉｃ１が流れ始める。このときＩＧＢＴ１１の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ１）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ１１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。
（モード２）
ＩＧＢＴ１１を遮断しモード２になると、ＩＬは電源回路１０、スナバコンデンサ２３、加熱コイル５、共振コンデンサ７の経路と、加熱コイル５、共振コンデンサ６、スナバコンデンサ２３の経路と、加熱コイル５、共振コンデンサ７、スナバコンデンサ２４の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ２３は充電され、スナバコンデンサ２４は放電される。これにより、ＩＧＢＴ１１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサ２３の電圧Ｖｃ１が電源電圧（ｐ−ｏ間電圧）以上になると、スナバコンデンサ２４の電圧Ｖｃ２は０Ｖとなり、ダイオード２２がオンし、加熱コイル電流ＩＬが流れ続ける。ダイオード２２に電流が流れている期間にＩＧＢＴ１２にオン信号を入力する。
（モード３）
ＩＧＢＴ１２の電流Ｉｃ２の電流が０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはＩＧＢＴ１２に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ１２はすでにオンしているため、モード３開始直後からＩＧＢＴ１２に電流Ｉｃ２が流れ始める。このときＩＧＢＴ１２の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ２）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ１２には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。
（モード４）
ＩＧＢＴ１２を遮断しモード４になると、ＩＬは加熱コイル５、スナバコンデンサ２４、電源回路１０、共振コンデンサ６の経路と、加熱コイル５、スナバコンデンサ２４、共振コンデンサ７の経路と、加熱コイル５、スナバコンデンサ２３、共振コンデンサ６の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ２４は充電され、スナバコンデンサ２３は放電される。これにより、ＩＧＢＴ１２の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル５に高周波電流を流すことで、加熱コイル５から磁束を発生させる。この磁束により加熱コイル５の上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

次に電力制御方法について説明する。図１３に周波数と入力電力の関係を示す。ＩＨクッキングヒータは共振現象を利用して加熱コイルに高周波の大電流を流す。このため入力電力の周波数特性は、共振特性を示す。図１１に示すように鉄鍋の抵抗は大きいため共振Ｑが小さくなり、なだらかな共振特性を示す。一方、アルミや銅といった低抵抗の材質では共振Ｑが大きくなるため、急峻な共振特性を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などは、ゆるやかな共振特性を利用して、周波数による電力制御が可能である。また、図１４にＩＧＢＴ１１のＤｕｔｙと入力電力の関係を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などではＤｕｔｙによる電力制御も可能である。一方、アルミなどの急峻な共振特性の場合は、周波数制御やＤｕｔｙ制御では難しく、電源回路１０の出力電圧を制御することで電力を制御することができる。

次に各加熱コイル電流の制御方法について説明する。図１５に各加熱コイル電流制御をした場合の動作波形を示す。図１５に示す波形は、各インバータの上アームＩＧＢＴのゲート信号波形と各インバータの加熱コイル電流である。各加熱コイルの瞬時値を検出し、ゲート信号の駆動タイミングと、インバータ駆動周波数またはＤｕｔｙにより電力を制御し、すなわち、加熱コイル電流を制御することで、各加熱コイルの総和が小さくなるようにする。

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱調理器によれば、ハーブブリッジ回路構成を採用した場合であっても、実施例１と同様に、加熱コイルから発生する漏洩磁界を低減でき、鍋の加熱ムラの少なくし、鍋をより効率的に加熱することができるようになる。

次に、図１６、図１７を用いて、スイッチング回路にフルブリッジ回路構成を採用した、本発明の実施例３の電磁誘導加熱調理器を説明する。なお、上述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

図１６は、実施例３の電磁誘導加熱調理器の回路構成である。ここに示すフルブリッジ回路構成のインバータは、電源回路１０の出力端子であるｐ−ｏ間にスイッチング回路２０、４０が接続され、各スイッチング回路の上下アームの中点のｔ−ｒ間に加熱コイル５と共振コンデンサ６の直列回路が接続された構成である。なお、本実施例のスイッチング回路２０、４０は、実施例２のスイッチング回路２０と同構成のものであり、初期状態においては、スイッチング回路２０のＩＧＢＴ１１とスイッチング回路４０のＩＧＢＴ１４に同じ駆動信号を与え、スイッチング回路２０のＩＧＢＴ１２とスイッチング回路４０のＩＧＢＴ１３に同じ駆動信号を与えることで、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２が相補に駆動し、ＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１４が相補に駆動するように制御する。

ＩＧＢＴのソフトスイッチング動作については、実施例２のハーフブリッジと同様の動作となるため、説明は省略するが、本実施例のフルブリッジでは加熱コイル５と共振コンデンサ６の直列回路に印加される電圧、すなわちインバータ出力電圧（ｔ−ｒ間電圧）がハーフブリッジの２倍の電圧を発生させることができる。このため、加熱コイル５の巻数を増やすことができ、加熱効率の向上が可能になる。

電力制御方法としては前述した周波数制御とＤｕｔｙ制御のほかに、フルブリッジインバータに有効な位相シフト制御がある。位相シフト制御は、ＩＧＢＴのＤｕｔｙを固定し、スイッチング回路２０とスイッチング回路４０の位相をずらして電力を制御する方法であり、図１７に示すように、ＩＧＢＴ１１オンから遅れ時間（シフト）を設けてＩＧＢＴ１４をオンにするとともに、ＩＧＢＴ１２オンから遅れ時間（シフト）を設けてＩＧＢＴ１３をオンにする。シフト量を大きくするほど、ＩＧＢＴ１１と１４の同時オン期間、ＩＧＢＴ１２と１３の同時オン期間が短くなるため、図１６のｔ−ｒ点間の通電期間が短くなり、インバータの出力電圧（ｔ−ｒ間電圧）が低くなり加熱コイル５が鍋に与える電力を低減できる。なお、位相シフト制御では、シフト量がゼロのときに最大電力を得ることができる。

以上のような電力制御を用いることで、各インバータの電流検出器３１で検出された各加熱コイル電流の総和が小さくなるように、各加熱コイルの電流値を制御することが可能になる。

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱調理器によれば、フルブリッジ回路構成を採用した場合であっても、実施例１と同様に、加熱コイルから発生する漏洩磁界を低減でき、鍋の加熱ムラの少なくし、鍋をより効率的に加熱することができるようになる。

次に、図１８を用いて、本発明の実施例４の電磁誘導加熱調理器を説明する。なお、上述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

図１８は、実施例４の電磁誘導加熱調理器の回路構成である。本実施例では、スイッチング回路２０の出力端子ｔ点と電源回路１０の負電極ｏ点の間に、加熱コイル５と共振コンデンサ５、８の直列回路からなる共振回路３０を設けるとともに、共振コンデンサ５、８の接続点とスイッチング回路４０の出力端子ｒ点の間にリレー９を設け、ＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）インバータとフルブリッジインバータを切り替える構成となっている。誘導加熱装置の場合、加熱する負荷によってインバータ方式を切り替えることで、鉄や磁性ステンレスに代表される磁性金属製の金属負荷も、アルミニウムや同に代表される非磁性金属製の金属負荷も加熱することが可能になる。

アルミニウムや銅といった低抵抗の非磁性材料は、ＳＥＰＰインバータで加熱する。一方、鉄や磁性ステンレスなどの磁性材料は、金属の電気抵抗が大きいため、加熱コイルと共振コンデンサで構成される共振回路の大きな電圧を印加できるフルブリッジインバータで加熱する。インバータ方式の切り替えはリレー９をオフでＳＥＰＰインバータ、リレー９をオンでフルブリッジインバータに切り替える。各回路方式の動作については、実施例２、実施例３と同様であるため説明は省略する。

次に、図１９を用いて、本発明の実施例５の電磁誘導加熱調理器を説明する。なお、上述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

図１９は、実施例５の電磁誘導加熱調理器の回路構成である。本実施例のスイッチング回路９０（電圧共振インバータ）は、共振回路９１とＩＧＢＴ１２が直列に接続されて構成されている。共振回路９１は、加熱コイル５と共振コンデンサ６が並列に接続されて構成されている。また、ＩＧＢＴ１２には逆並列にダイオード２２が接続されている。

次に、図２０を用いて、通常の加熱動作を説明する。ここで、加熱コイル５の電流の向きは、図１９の矢印方向を正とする。
（モード１）：ＩＧＢＴ１２のオフからＩＧＢＴ１２のコレクタ電圧のピークまでの期間である。モード１において、ＩＧＢＴ１２をオフすると、ＩＧＢＴ１２に流れていた電流が遮断され、加熱コイル５に蓄えられていたエネルギーにより、加熱コイル５と共振コンデンサ６の経路に電流が流れる。この時、ＩＧＢＴ１２のコレクタ電圧が正弦波状に上昇し、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳ）となる。
（モード２）：ＩＧＢＴ１２のコレクタ電圧のピークから０Ｖになるまでの期間である。モード２において、ＩＧＢＴ１２のコレクタ電圧がピークになると、加熱コイル５の電流が正から負に切り替わり、電流の向きが反転し、共振コンデンサ６、加熱コイル５の経路に電流が流れる。
（モード３）：ダイオード２２の通電期間である。モード３において、共振コンデンサ６が放電され、ＩＧＢＴ１２のコレクタ電圧が０Ｖになると、ダイオード２２がオンし、加熱コイル５、フィルタコンデンサ４、ダイオード２２の経路に電流が流れる。このダイオード２２の通電期間内にＩＧＢＴ１２のゲートをオンする。
（モード４）：ＩＧＢＴ１２の通電期間である。モード４において、加熱コイル５のエネルギーがなくなると、加熱コイル電流が負から正に切り替わる。このときＩＧＢＴ１２はすでにゲートがオンしているため電流が流れ始める。このときスイッチング損失の発生しないＺＶＳになる。電流はフィルタコンデンサ４、加熱コイル５、ＩＧＢＴ１２の経路と商用電源１、整流回路２、インダクタ３、加熱コイル５、ＩＧＢＴ１２、整流回路２の経路に流れる。
以上のモード１からモード４を繰り返し動作することで、加熱コイル５に高周波の交流電流が流れ、鍋を加熱する。

図２１に周波数と入力電力の関係を示す。本実施例は加熱コイル５と共振コンデンサ６が並列に接続される並列共振回路となっている。したがって、図２１に示す周波数特性は下に凸になる特性を示す。並列共振においては共振点での電力が最低電力となり、周波数を下げることで電力を制御することができる。

以上で説明したように、本実施例においても、上述した各インバータのＩＧＢＴのオンタイミング制御により、各インバータの電流検出器３１で検出された各加熱コイル電流の総和が小さくなるように、各加熱コイル電流を制御することで、加熱コイルから発生する漏洩磁界を低減でき、鍋の加熱ムラの少なくし、鍋をより効率的に加熱することができるようになる。

１ 商用電源
２ 整流回路
３ インダクタ
４ フィルタコンデンサ
５，５１，５２，５３ 加熱コイル
６，７，８ 共振コンデンサ
９ リレー
１０ 電源回路
１１、１２，１３，１４ ＩＧＢＴ
２０、４０、９０ スイッチング回路
２１、２２、２７、２８ ダイオード
２３、２４、２５、２６ スナバコンデンサ
３０、９１ 共振回路
３１、３２ 電流検出器
５４ フェライト
５５、５６ 磁束
６１ ドライブ回路
６２ 共振電流検出回路
６３ 入力電流検出回路
７０ 制御回路
７１ 入力電力設定部
１００，２００，３００ インバータ
ｐ 正電極
ｏ 負電極

Claims (6)

1. 複数の加熱コイルを用いて被加熱物を加熱する電磁誘導加熱調理器であって、
   直流電源と、
   該直流電源の両端子に接続され、供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、
   前記複数の加熱コイルの各々に供給する複数のインバータ回路と、
   該複数のインバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、
   前記インバータ回路は、
   上アームと下アームを直列接続したスイッチング回路と、
   前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、
   該共振回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記複数のインバータ回路を駆動するときに、磁束が分散されるように加熱コイル間の磁気結合を時間的に変化させながら、各インバータの電流検出回路の出力値の総和を小さくするように前記複数のインバータ回路を制御することを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
2. 請求項１記載の電磁誘導加熱調理器において、
   前記インバータ回路を、周波数制御、Ｄｕｔｙ制御、または、入力電圧制御により電流を制御し、前記複数のインバータの電流通電タイミングを制御することで、前記電流検出回路の出力値の総和を小さくするように前記複数のインバータ回路を制御することを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
3. 複数の加熱コイルを用いて被加熱物を加熱する電磁誘導加熱調理器であって、
   直流電源と、
   該直流電源の両端子に接続され、供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、
   前記複数の加熱コイルの各々に供給する複数のインバータ回路と、
   該複数のインバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、
   前記インバータ回路は、
   前記直流電源の両端子に接続する、第一の上アームと第一の下アームを直列接続した第一のスイッチング回路と、
   前記直流電源の両端子に接続する、第二の上アームと第二の下アームを直列接続した第二のスイッチング回路と、
   前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、
   該共振回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記複数のインバータ回路を駆動するときに、前記第一のスイッチング回路と前記第二のスイッチング回路の通電位相の制御と、前記複数のインバータ回路の通電タイミングを制御することで、磁束が分散されるように加熱コイル間の磁気結合を時間的に変化させながら、前記電流検出回路の出力値の総和を小さくするように前記複数のインバータ回路を制御することを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
4. 請求項３に記載の電磁誘導加熱調理器において、
   前記共振回路は、前記加熱コイルと、第一の共振コンデンサと、第二の共振コンデンサで構成され、
   前記第一のスイッチング回路と前記第二のスイッチング回路を切り離すリレーを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
5. 複数の加熱コイルを用いて被加熱物を加熱する電磁誘導加熱調理器であって、
   直流電源と、
   該直流電源の両端子に接続され、供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、
   前記複数の加熱コイルの各々に供給するインバータ回路と、
   該インバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、
   前記インバータ回路は、
   スイッチング素子と、前記加熱コイルと共振コンデンサを並列接続した共振回路と、を直列接続した直列接続回路と、
   前記共振回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記複数のインバータ回路を駆動するときに、磁束が分散されるように加熱コイル間の磁気結合を時間的に変化させながら、前記電流検出回路の出力値の総和を小さくするように前記複数のインバータ回路を制御することを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
6. 請求項１乃至請求項５何れか一項に記載の電磁誘導加熱調理器において、
   前記複数の加熱コイルは、該加熱コイルの直下に放射状に配置されるフェライトの一部が、隣り合う加熱コイルに跨る構造であることを特徴とする電磁誘導加熱調理器。

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