JP2016143568A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安価で電力制御範囲の広い電磁遊動加熱装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明の電磁誘導加熱装置では、被加熱物が載置されるトッププレートと、該トッププレートの下側に配置され、前記被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、前記加熱コイルと共振コンデンサで構成される共振回路と、前記共振回路を駆動する高周波インバータを備えた誘導加熱装置であって、前記高周波電源は電流または電圧インバータであり、周波数を高くすることで電力を低下させる電力制御手段を備え、前記加熱コイルの導体は、アルミニウムまたはアルミニウム合金で構成し、かつ、前記加熱コイルの導体断面積を４.４ｍｍ2〜５.５ｍｍ2とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電磁誘導加熱装置に関し、安価な構成で電力制御範囲を拡大する技術に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。家庭で使われる誘導加熱としてはＩＨクッキングヒータがある。ＩＨクッキングヒータで調理をするためには火力制御(電力制御)が必須となる。一般に、インバータの駆動周波数を高めることで電力を低下させる方法やインバータの導通比を制御するＰＷＭ制御がある。しかし、周波数制御やＰＷＭ制御ではパルス幅が小さくなると、インバータのスイッチング素子にスパイク上の電流が流れＩＧＢＴの損失が増加する問題がある。

このような問題を解決する従来例として、特許第２５３２５６５号に開示されるような電磁誘導加熱装置がある。この公知例は、一定の駆動周波数でスイッチング素子の導通期間を変化させ入力電力を制御するものである。

特許第２５３２５６５号

しかし、特許文献１では低電力で駆動する場合には、一方のスイッチング素子に発生する損失が大きくなる問題点がある。

本発明は、上述した問題点を解決し、スイッチング素子に発生する損失を抑制でき、電力制御範囲が広く、低コストな電磁誘導加熱装置を提供することである。

前記した課題を解決するため、第１の発明の電磁誘導加熱装置では、被加熱物が載置されるトッププレートと、該トッププレートの下方に配置され、前記被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、該加熱コイルと共振コンデンサで構成される共振回路と、該共振回路を駆動する高周波インバータと、該高周波インバータの周波数を高くすることで誘導加熱に用いる電力を低下させる電力制御手段と、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電源回路と、を備えた誘導加熱装置であって、前記加熱コイルは、アルミニウムまたはアルミニウム合金で構成し、かつ、前記加熱コイルの導体断面積を４.４ｍｍ²〜５.５ｍｍ²とした。

本発明によれば、安価なアルミリッツ線を使用することができ、電力制御範囲が広範になり、使い勝手を向上できる電磁誘導加熱装置を提供できる。

実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置を示す概略の構成図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の動作波形である。 実施例１で使用される加熱コイルの等価インダクタンスと等価抵抗である 実施例１におけるホーロー鍋加熱時の周波数と入力電力の関係である。 ホーロー鍋加熱時のＨサイドＩＧＢＴのＤｕｔｙと入力電力の関係である。 銅リッツ線及びアルミリッツ線の周波数と抵抗増加率の関係である。 実施例１における入力電力とＩＧＢＴ遮断電流の関係である。 実施例１における素線束断面積と素線束の電流密度の関係である。 実施例１における素線束の断面積と加熱コイル温度の関係である。 実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。 実施例２で使用される加熱コイルの等価インダクタンスと等価抵抗である。 実施例２におけるホーロー鍋加熱時の周波数と入力電力の関係である。 実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例３における加熱コイルの巻数と等価抵抗の関係である。 実施例３における電磁誘導加熱装置のホーロー加熱時の動作波形である。 実施例３で使用される加熱コイルの等価インダクタンスと等価抵抗である。 実施例３における素線束断面積と素線束の電流密度の関係である。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

図１は、第１の実施例１の電磁誘導加熱装置１１の回路構成図である。

商用電源１から整流回路２を介して、フィルタ３に接続され、フィルタ３の出力である正極端子のノードｐと負極端子のノードｎとの間に、電流共振インバータ４が接続される。

高周波インバータである電流共振インバータ４は、ＩＧＢＴ５１とＩＧＢＴ５２とが直列接続されたハーフブリッジ回路に、共振回路８の加熱コイル７が接続されて構成される。

ＨサイドのＩＧＢＴ５１（第１の半導体スイッチング素子）には、逆並列にダイオードＤ１（第１のダイオード）が接続され、並列にスナバコンデンサ７１（第１のスナバコンデンサ）が接続されている。ＬサイドのＩＧＢＴ５２（第２の半導体スイッチング素子）には、逆並列にダイオードＤ２（第２のダイオード）が接続され、並列にスナバコンデンサ７２（第２のスナバコンデンサ）が接続されている。ここで、ＩＧＢＴ５１、５２の接続点をノードａとする。

スナバコンデンサ７１、７２は、ＩＧＢＴ５１、５２のターンオフ時の遮断電流によって充放電される。スナバコンデンサ７１、７２の容量は、ＩＧＢＴ５１、５２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きい。そのため、ターンオフ時にＩＧＢＴ５１、５２に印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。

共振回路８は、共振コンデンサ８１、８２（第１および第２の共振コンデンサ）と、加熱コイル７とを含んで構成される。ノードｐとノードｎとの間には、共振コンデンサ８１、８２の直列回路が接続されている。共振コンデンサ８１、８２を接続するノードｂと、ＩＧＢＴ５１、５２を接続するノードａとの間には、加熱コイル７が接続される。加熱コイル７の共振電流ＩＬの向きは、ノードａからノードｂへの方向（図１の矢印方向）を正とする。

制御回路６は、ＩＧＢＴ５１を駆動するドライブ回路６２−１と、ＩＧＢＴ５２を駆動するドライブ回路６２−２を備えている。ドライブ回路６２−１、６２−２は、いずれも駆動信号発生回路６１によって制御される。

図２は、実施例１の電磁誘導加熱装置１１を示す概略の構成図である。

電磁誘導加熱装置１１は、整流回路２と、フィルタ３と、電流共振インバータ４と、制御回路６と、加熱コイル７と、トッププレート９１と、磁性体９２とを含んで構成される。電磁誘導加熱装置１１は、トッププレート９１に載置された鍋１０を誘導加熱する。

鍋１０は、加熱対象の調理器具である。鍋１０は、トッププレート９１に載置されて、加熱コイル７によって誘導加熱される。

トッププレート９１は、鍋１０を載置するためプレートである。トッププレート９１は、磁気損失の少ない耐熱ガラスなどで構成され、加熱コイル７の上面を覆っている。

磁性体９２は、例えば高い透磁率を持つフェライトで構成され、加熱コイル７の下面に設けられる。

図３は、実施例１の電磁誘導加熱装置１１の動作を示す波形図である。ここでは、鉄鍋加熱時のインバータの通常の加熱動作を示している。

モードＭ３１において、ＨサイドのＩＧＢＴ５１はオフし、ＬサイドのＩＧＢＴ５２はオンしている。ＨサイドのＩＧＢＴ５１のコレクタ電圧は、所定値を保つ。ＬサイドのＩＧＢＴ５２のコレクタ電圧は、ほぼ０Ｖである。

このとき、フィルタコンデンサＣ０から共振コンデンサ８１、加熱コイル７、ＩＧＢＴ５２の経路に電流が流れ、共振コンデンサ８２から加熱コイル７、ＩＧＢＴ５２の経路に電流が流れる。ＨサイドのＩＧＢＴ５１はオフしているので電流は流れない。モードＭ３１において、制御回路６がＩＧＢＴ５２をターンオフすると、モードＭ３２に遷移する。

モードＭ３２において、ＨサイドのＩＧＢＴ５１とＬサイドのＩＧＢＴ５２は、オフしている。加熱コイル７に蓄えられたエネルギーにより、スナバコンデンサ７１から共振コンデンサ８１、加熱コイル７の経路に電流が流れ、加熱コイル７からスナバコンデンサ７２、共振コンデンサ８２の経路に電流が流れる。このとき、ＬサイドのＩＧＢＴ５２のコレクタ電圧は、緩やかに上昇し、ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失は小さくなる。ＬサイドのＩＧＢＴ５２のコレクタ電圧（ノードａの電圧）が、正極端子のノードｐの電圧を超えると、モードＭ３３に遷移する。

モードＭ３３において、ダイオードＤ１がオンし、ダイオードＤ１、共振コンデンサ８１、加熱コイル７の経路に電流が流れ、ダイオードＤ１からフィルタコンデンサＣ０、共振コンデンサ８２、加熱コイル７の経路に電流が流れる。制御回路６は、このダイオードＤ１の通電期間中に、ＨサイドのＩＧＢＴ５１のゲートをターンオンする。

電流共振インバータ４は、ダイオードＤ１に電流が流れなくなったならば、モードＭ３４に遷移する。

モードＭ３４において、ＩＧＢＴ５１は既にオンしているため、ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が発生しない。共振コンデンサ８２に蓄えられたエネルギーにより、共振コンデンサ８１からＩＧＢＴ５１、加熱コイル７の経路に電流が流れ、フィルタコンデンサＣ０からＩＧＢＴ５１、加熱コイル７、共振コンデンサ８２の経路に電流が流れる。これにより、加熱コイル７にエネルギーが蓄積される。

モードＭ３４において、制御回路６がＩＧＢＴ５１をターンオフすると、モードＭ３５に遷移する。

モードＭ３５において、ＨサイドのＩＧＢＴ５１とＬサイドのＩＧＢＴ５２は、オフしている。加熱コイル７に蓄えられたエネルギーにより、フィルタコンデンサＣ０からスナバコンデンサ７１、加熱コイル７、共振コンデンサ８２の経路に電流が流れ、スナバコンデンサ７２から加熱コイル７、共振コンデンサ８２の経路に電流が流れる。このとき、ＩＧＢＴ５１のコレクタ電圧は緩やかに上昇し、ゼロ電圧スイッチングとなる。

次にスナバコンデンサ７１がノードｐの電位まで充電され、スナバコンデンサ７２が放電されると、ダイオードＤ２がオンして、モードＭ３６に遷移する。

モードＭ３６において、ダイオードＤ２のオンにより、ダイオードＤ２、加熱コイル７、共振コンデンサ８２の経路に電流が流れ、共振コンデンサ８１、フィルタコンデンサＣ０、ダイオードＤ２、加熱コイル７の経路に電流が流れる。制御回路６は、このダイオードＤ２の通電期間中に、ＩＧＢＴ５２をターンオンする。ダイオードＤ２に電流が流れなくなったならば、再びモードＭ３１に遷移する。

以上のモードＭ３１〜Ｍ３６の６種類の動作を繰り返すことで、加熱コイル７に高周波の共振電流ＩＬが流れ、加熱コイル７の上側のトッププレート９１上に載置された鍋１０を加熱する。

次に電力制御方法について説明する。一例として、図４に鉄・ステンレス用ＩＨクッキングヒータで使用される加熱コイル７の等価インダクタンス及び等価抵抗の一覧を示す。図５にホーロー鍋加熱時の周波数と入力電力の関係、図６にＨサイドＩＧＢＴ５１のＤｕｔyと入力電力の関係を示す。銅リッツ線を使用した場合、図５に示すように、周波数約２０ｋＨｚで入力電力約３ｋＷ、３５ｋＨｚで約６００Ｗとなる。さらに入力電力を低下させるためには、図５に示すように、ＨサイドＩＧＢＴ５１のＤｕｔyを小さくする。ＨサイドＩＧＢＴのＤｕｔｙを０.２とすることで約３００Ｗとなる。さらにＤｕｔｙを小さくすると、ＩＧＢＴの遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサの充放電ができず、ハードスイッチングとなり、ＩＧＢＴの損失が増大する。

図７に銅リッツ線とアルミリッツ線の周波数と抵抗増加率の関係を示す。アルミリッツ線は銅リッツ線に比べ、周波数に対する抵抗増加率が小さいことが分かる。図８に入力電力とＩＧＢＴ遮断電流の関係を示す。本実施例では、加熱コイルにアルミリッツ線を使うことで、高周波での抵抗増加が小さくなり、ＩＧＢＴの遮断電流が銅リッツ線に比べ大きくなるため、２００ＷにおいてもＩＧＢＴ遮断電流は銅リッツ線の３００Ｗと同等になり、図６に示す(破線)ようにＤｕｔｙを０.１まで小さくしてもソフトスイッチング動作できる。また、一般的なＩＨクッキングヒータの加熱コイルは直径１６０ｍｍ〜２００ｍｍ程度であり、巻数は１６〜２０Ｔ程度である。図９に加熱コイル素線束の断面積と電流密度の関係を示す。加熱コイルの素線束断面積が増大すると電流密度が低下するが、約４.８ｍｍ²を超えると電流密度が増加する。これは断面積が増加することで、加熱コイル巻数が少なくなり、加熱コイル電流が増加するためである。図１０に素線束の断面積と加熱コイル温度の関係を示す。アルミの熱容量は銅に比べ、０.７倍程度であり、加熱コイル温度を銅リッツ線(１４Ａ/ｍｍ²)と同様の２００℃以下にするには電流密度を１０Ａ/ｍｍ²以下にする必要がある。したがって、ＩＨクッキングヒータにアルミリッツ線を使用する場合には素線束断面積を４.４〜５.３ｍｍ²にする必要がある。

変形例として、電力制御範囲を従来と同じ３００Ｗまでとした場合には、ＩＧＢＴの遮断電流が大きいため、スナバコンデンサ容量を大きくすることができる。これによって、ＩＧＢＴのコレクタ電圧のｄＶ/ｄｔが小さくなりノイズ低減の効果があり、ノイズ低減部品の削減につながる。

図１１は、実施例２の電磁誘導加熱装置１１Ａの回路構成図である。図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある。

電磁誘導加熱装置１１Ａの回路は、整流回路２と、フィルタ３と、電圧共振インバータ４Ａと、これを制御する制御回路６Ａとを含んで構成される。

整流回路２は、例えばダイオードブリッジであり、商用電源１から供給される交流を整流して、直流としてフィルタ３に出力する。

フィルタ３は、整流回路２が整流した直流を平滑化するフィルタ回路である。フィルタ３の出力側は、電圧共振インバータ４Ａに接続される。フィルタ３は、インダクタＬ０とフィルタコンデンサＣ０とを含んで構成される。インダクタＬ０の一端は、整流回路２の正極に接続される。インダクタＬ０の他端は、フィルタコンデンサＣ０の一端に接続され、かつ、このフィルタ３の正極に接続される。フィルタコンデンサＣ０の他端は、整流回路２の負極に接続される。

高周波インバータである電圧共振インバータ４Ａは、共振回路８Ａと半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ５０とが直列に接続されて構成される。このＩＧＢＴ５０には逆並列に、ダイオードＤ０が接続される。電圧共振インバータ４Ａは、フィルタ３から直流電力が供給されて、高周波の交流電流を出力して加熱コイル７を駆動する。

共振回路８Ａは、加熱コイル７と共振コンデンサ８０（一の共振コンデンサ）の並列接続を含んで構成される。加熱コイル７は、例えばリッツ線を用いた誘導加熱用のコイルである。ＩＧＢＴ５０が所定周期でオンオフを繰り返すことで、加熱コイル７には高周波の交流電流が出力される。

電圧共振インバータ４Ａは、フィルタ３の正極と負極との間に、ダイオードＤ０およびＩＧＢＴ５０の並列接続が共振回路８Ａと直列に接続されて構成されて、加熱コイル７を駆動する。

制御回路６Ａは、駆動信号発生回路６１と、ドライブ回路６２と、制御手段６４とを含んで構成される。制御回路６Ａは、電圧共振インバータ４Ａの周波数の調整に加えて、不図示の各スイッチのオンオフや、各部の電圧／電流検出などを行う。

制御手段６４は、例えばマイクロコンピュータであり、駆動信号発生回路６１を制御する。駆動信号発生回路６１は、ドライブ回路６２に制御信号を出力する。ドライブ回路６２は、制御信号の電圧レベルを変換して、ＩＧＢＴ５０をオン／オフさせる。

図１２は、実施例２の電磁誘導加熱装置１１Ａの動作を示す波形図である。ここでは適宜図１２を参照して、通常の加熱動作を説明する。加熱コイル７の共振電流ＩＬの向きは、図１１の矢印方向を正とする。

モードＭ１１は、ＩＧＢＴ５０のターンオフからＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧のピークまでの期間である。制御回路６ＡがＩＧＢＴ５０をターンオフすると、ＩＧＢＴ５０に流れていた電流は遮断され、モードＭ１１において０Ａを維持する。このとき加熱コイル７に蓄えられたエネルギーにより、加熱コイル７から共振コンデンサ８０の経路に電流が流れる。ＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧は、ＩＧＢＴ５０のターンオフ時には０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。

加熱コイル７のエネルギーの放出により、共振電流ＩＬは、次第に減少する。共振コンデンサ８０は充電され、それと共にＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧は、正弦波状に上昇する。

モードＭ１２は、ＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧のピークから０Ｖになるまでの期間である。ＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧がピークになると、加熱コイル７の共振電流ＩＬが正から負に切り替わり、流れる方向が反転する。このとき共振コンデンサ８０から加熱コイル７の経路に電流が流れる。共振コンデンサ８０は次第に放電され、それと共にＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧は、次第に下降する。

モードＭ１３は、ダイオードＤ０の通電期間である。モードＭ１２において、共振コンデンサ８０が放電して、ＩＧＢＴ５０のコレクタ電圧が０Ｖになると、ダイオードＤ０がオンし、加熱コイル７からフィルタコンデンサＣ０、ダイオードＤ０の経路に電流が流れる。制御回路６Ａは、ダイオードＤ０の通電期間内にＩＧＢＴ５０のゲートをターンオンする。モードＭ１３において、加熱コイル７のエネルギーがなくなると、共振電流ＩＬが負から正に切り替わり、モードＭ１４に遷移する。

モードＭ１４は、ＩＧＢＴ５０の通電期間である。このときＩＧＢＴ５０はゲートオンしているため、すぐさま電流が流れる。これにより、電圧共振インバータ４Ａは、スイッチング損失の発生しないゼロ電圧スイッチングを実現する。電流は、フィルタコンデンサＣ０から加熱コイル７、ＩＧＢＴ５０の経路に流れ、更に商用電源１から整流回路２、インダクタＬ０、加熱コイル７、ＩＧＢＴ５０、整流回路２の経路に流れる。

以上のモードＭ１１からモードＭ１４までを繰り返し動作することで、加熱コイル７に高周波の交流電流が流れ、鍋１０を加熱する。

次に電力制御方法について説明する。一例として、図１３に電圧共振インバータを使ったＩＨクッキングヒータで使用される加熱コイル７の等価インダクタンス及び等価抵抗の一覧を示す。図１４にホーロー鍋を加熱した時の周波数と入力電力の関係を示す。銅リッツ線を使用した場合、図１４に示すように、周波数約５０ｋＨｚで入力電力約２ｋＷ、６３ｋＨｚで約１.２ｋＷとなる。

実施例１と同様に図６の銅リッツ線とアルミリッツ線の周波数と抵抗増加率の関係より、アルミリッツ線は、銅リッツ線に比べ、周波数に対する抵抗増加率が小さいため、周波数７０ｋＨｚでの動作においても、ＩＧＢＴの遮断電流が大きくなり、共振電圧を増大させソフトスイッチングが可能になり、入力電力を１.０ｋＷまで低減することができる。

実施例１と同様に一般的なＩＨクッキングヒータの加熱コイルは直径１６０ｍｍ〜２００ｍｍ程度であり、巻数は１６〜２０Ｔ程度である。図９に示すように、加熱コイルの素線束断面積が増大すると電流密度が低下するが、約４.８ｍｍ²を超えると電流密度が増加する。また、アルミは銅に比べ、熱容量が０.７倍であり、加熱コイル温度を銅リッツ線と同様の２００℃以下にするには電流密度を１０Ａ/ｍｍ²以下にする必要がある。したがって、電圧共振インバータにアルミリッツ線を使用する場合にも加熱コイルの素線束断面積を４.４〜５.３ｍｍ²にすることが望ましい。

図１５は、実施例３の電磁誘導加熱装置１１Ｂの回路構成図である。図１１に示した実施例１の電磁誘導加熱装置１１と同一の要素には、同一の符号を付与している。

実施例３の電磁誘導加熱装置１１Ｂの回路は、実施例１とは異なる電流共振インバータ４Ｂと、これを制御する制御回路６Ｂとを含み、実施例１のフィルタ３を含む電源回路２１を備える。それ以外は、実施例１の電磁誘導加熱装置１１と同様に構成されている。

商用電源１から整流回路２を介して、電源回路２１に接続され、電源回路２１の出力である正極端子のノードｐと負極端子のノードｎとの間に、電流共振インバータ４Ｂが接続される。

高周波インバータである電流共振インバータ４Ｂは、ＩＧＢＴ５１とＩＧＢＴ５２とが直列接続された左上下アーム４１と、ＩＧＢＴ５３とＩＧＢＴ５４とが直列接続された右上下アーム４２で構成されたフルブリッジ回路に、共振回路８Ｂが接続されて構成される。

左上下アーム４１と右上下アーム４２とは、ノードｐとノードｎとの間に接続される。

ＩＧＢＴ５１（第１の半導体スイッチング素子）には、ダイオードＤ１（第１のダイオード）が逆方向に並列接続され、スナバコンデンサ７１（第１のスナバコンデンサ）が並列接続される。ＩＧＢＴ５２（第２の半導体スイッチング素子）には、ダイオードＤ２（第２のダイオード）が逆方向に並列接続され、スナバコンデンサ７２（第２のスナバコンデンサ）が並列接続される。

ＩＧＢＴ５３（第３の半導体スイッチング素子）には、ダイオードＤ３（第３のダイオード）が逆方向に並列接続され、スナバコンデンサ７３（第３のスナバコンデンサ）が並列接続される。ＩＧＢＴ５４（第４の半導体スイッチング素子）には、ダイオードＤ４（第４のダイオード）が逆方向に並列接続され、スナバコンデンサ７４（第４のスナバコンデンサ）が並列接続される。

ＩＧＢＴ５１、５２の接続点、即ち左上下アーム４１の出力点をノードｄとする。このノードｄとノードｎとの間には、加熱コイル７と共振コンデンサ８３（第１の共振コンデンサ）とが接続される。

加熱コイル７と共振コンデンサ８３との接続点をノードｃとする。ＩＧＢＴ５３、５４の接続点、即ち右上下アーム４２の出力端子をノードｅとする。このノードｅとノードｃとの間には、共振コンデンサ８４（第２の共振コンデンサ）とスイッチＳＷ１とが直列接続されている。

実施例３では、被加熱物の材質に応じてスイッチＳＷ１をオンオフすることで、共振回路８Ｂの共振コンデンサ容量Ｃを切替えることができる。

加熱コイル７と共振コンデンサ８３、８４の接続点(ノードｃ)は、電源回路２１の出力点(ノードｐ)の電圧にクランプされず、それ以上の高電圧が印加される虞がある。本実施例において、ノードｅの電圧は、フィルタ３の正極電圧と負極電圧とでクリップされる。制御回路６Ｃは、ノードｅの電圧を測定するので、電源回路２１の出力電圧に耐える程度の低耐圧の素子で構成することができる。

図１６は、各鍋種の巻数と等価抵抗Ｒの関係である。コイルの巻数を増やした場合、コイルに流す電流が同じでも磁束が増える。そのため、加熱コイル７からみた被加熱物の等価抵抗Ｒは、コイルの巻数に応じて増加する。また、等価抵抗Ｒは被加熱物の材質によって大きく異なる。鍋なしの場合、等価抵抗Ｒは曲線Ｒ１のような特性を示す。材質が鉄製の被加熱物の場合、等価抵抗Ｒは曲線Ｒ１のような特性を示す。銅またはアルミ製の被加熱物の場合、等価抵抗Ｒは曲線Ｒ３のような特性を示す。したがって、等価抵抗Ｒの低い銅やアルミ製の被加熱物の場合には、加熱コイル７のターン数を増大する必要がある。ここで、加熱コイル７のターン数を４０ターンとした場合、被加熱物の特性が曲線Ｒ３で示される低抵抗ならば、等価抵抗Ｒは、１［Ω］となる。被加熱物の特性が曲線Ｒ２で示される高抵抗ならば、等価抵抗Ｒは、９［Ω］となる。

以上のように鍋の種類によって等価抵抗が異なるため、本実施例において曲線Ｒ２で示される高抵抗の被加熱物では、スイッチＳＷ１をオンして、左上下アーム４１と右上下アーム４２とを駆動するフルブリッジ形で加熱する。曲線Ｒ３で示される低抵抗の被加熱物では、スイッチＳＷ１をオフして、左上下アーム４１のみを駆動するハーフブリッジ形とすると、好適に加熱できる。フルブリッジ形では電力が入りすぎてしまうためである。

鉄製の被加熱物を加熱する場合、制御回路６Ｂは、スイッチＳＷ１をオンしたまま、左上下アーム４１と右上下アーム４２の各ＩＧＢＴを交互にオンオフする。すなわちＩＧＢＴ５１とＩＧＢＴ５４とを同期してオンオフさせ、ＩＧＢＴ５２とＩＧＢＴ５３とを同期してオンオフさせる。

次に図１７に示すタイミングチャートを用いて動作モードを説明する。

ここで図１５のノードｄの電圧は、電圧Ｖｄとする。ＩＧＢＴ５１およびダイオードＤ１に流れる電流は、電流Ｉｃ１とする。ＩＧＢＴ５２およびダイオードＤ２に流れる電流は、電流Ｉｃ２とする。ＩＧＢＴ５１とＩＧＢＴ５４は同期して駆動されるため、ＩＧＢＴ５４およびダイオードＤ４にも電流Ｉｃ１と同様の電流が流れることになる。一方、ＩＧＢＴ５３およびダイオードＤ３にも同様に電流Ｉｃ２が流れることとなる。加熱コイル７に流れる共振電流ＩＬとし、図１５のノードｄからノードｃへの方向を、正方向と定義する。

モードＭ４１においては、左ＨサイドのＩＧＢＴ５１および右ＬサイドのＩＧＢＴ５４がオンしており、左ＬサイドのＩＧＢＴ５２および右ＨサイドのＩＧＢＴ５３がオフしている。電圧Ｖｄは、この期間中に電源回路２１の正極電圧を保つ。電流Ｉｃ２は、この期間中に０Ａを保つ。

共振電流ＩＬは、モードＭ４１の当初、極性が負である。加熱コイル７の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬの極性が負から正に反転する。このとき共振電流ＩＬは、電源回路２１からＩＧＢＴ５１、加熱コイル７、共振コンデンサ８４、スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴ５４の経路で流れる。よって、この期間中、電流Ｉｃ１と共振電流ＩＬとは、ほぼ等しくなる。

ＩＧＢＴ５１、５４がターンオフすると、モードＭ４２に遷移する。

モードＭ４２においては、ＩＧＢＴ５１〜５４が全てオフしている。電流Ｉｃ１は０Ａとなる。このとき共振電流ＩＬは、以下の第１〜第４経路を介して流れる。第１経路は、スナバコンデンサ７１、加熱コイル７、共振コンデンサ８４、スイッチＳＷ１、スナバコンデンサ７４、電源回路２１の経路である。第２経路は、電源回路２１、スナバコンデンサ７１、加熱コイル７、共振コンデンサ８３の経路である。第３経路は、スナバコンデンサ７３、スナバコンデンサ７１、加熱コイル７、共振コンデンサ８４、スイッチＳＷ１の経路である。第４経路は、スナバコンデンサ７２、加熱コイル７、共振コンデンサ８４、スイッチＳＷ１、スナバコンデンサ７４の経路である。

このときＩＧＢＴ５１およびＩＧＢＴ５４に印加される電圧は、スナバコンデンサ７１〜７４の容量と、ＩＧＢＴ５１およびＩＧＢＴ５４の遮断電流で決まるｄｖ/ｄｔの傾きで上昇する。したがって、電流と電圧の重なり部分がなくなり、ゼロ電圧スイッチングのターンオフが実現する。

電圧Ｖｄが次第に減少し、その値が負になると、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３に順方向の電圧が印加される。共振電流ＩＬは、加熱コイル７、ダイオードＤ３、電源回路２１、ダイオードＤ２、加熱コイル７、共振コンデンサ８４、スイッチＳＷ１の経路で流れ続ける。

ダイオードＤ２およびダイオードＤ３に電流が流れている期間中にＩＧＢＴ５２およびＩＧＢＴ５３がターンオンすると、スイッチング損失の発生しないゼロ電圧スイッチングのターンオンが実現し、以下のモードＭ４３に遷移する。

モードＭ４３においては、左ＬサイドのＩＧＢＴ５２および右ＨサイドのＩＧＢＴ５３がオンしており、左ＨサイドのＩＧＢＴ５１および右ＬサイドのＩＧＢＴ５４がオフしている。電圧Ｖｄは、この期間中、電源回路２１の負極電圧を保つ。電流Ｉｃ１は、この期間中、０Ａを保つ。

共振電流ＩＬは、モードＭ４１の当初、極性が正である。加熱コイル７の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬの極性が正から負へ反転する。このとき共振電流ＩＬは、ＩＧＢＴ５３、スイッチＳＷ１、共振コンデンサ８４、加熱コイル７、ＩＧＢＴ５２、電源回路２１の経路に流れる。よって、電流Ｉｃ２と電流ＩＬとは、極性が反転した波形となる。

ＩＧＢＴ５２、５３がターンオフすると、モードＭ４４に遷移する。

モードＭ４４においては、ＩＧＢＴ５１〜５４が全てオフしている。共振電流ＩＬは、以下の第５〜第７経路で流れる。第５経路は、電源回路２１、スナバコンデンサ７３、スイッチＳＷ１、共振コンデンサ８４、加熱コイル７、スナバコンデンサ７２の経路である。第６経路は、スナバコンデンサ７４、スイッチＳＷ１、共振コンデンサ８４、加熱コイル７、スナバコンデンサ７２の経路であり、モードＭ４２の第４経路の逆である。第７経路は、スナバコンデンサ７１、スナバコンデンサ７３、スイッチＳＷ１、共振コンデンサ８４、加熱コイル７の経路であり、モードＭ４２の第３経路の逆である。

このときＩＧＢＴ５２およびＩＧＢＴ５３に印加される電圧は、スナバコンデンサ７１〜７４の容量と、ＩＧＢＴ５２およびＩＧＢＴ５３の遮断電流で決まるｄｖ/ｄｔの傾きで上昇する。したがって、電流と電圧との重なり部分がなくなり、ゼロ電圧スイッチングのターンオフが実現する。

電圧Ｖｄが次第に減少し、その値が電源回路２１の正極電圧を超えると、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４に順方向の電圧が印加される。共振電流ＩＬは、加熱コイル７、ダイオードＤ１、電源回路２１、ダイオードＤ４、スイッチＳＷ１、共振コンデンサ８４の経路で流れ続ける。ＩＧＢＴ５１、５４がターンオンすると、再びモードＭ４１に遷移する。

以上のような動作を繰り返すことにより、電磁誘導加熱装置１１Ｂは、電源回路２１を電源として、加熱コイル７と共振コンデンサ８４に高周波電流を供給することができる。被加熱物は、加熱コイル７から発生する磁束によって誘導加熱される。

アルミ鍋などの非磁性材料を加熱する場合、電磁誘導加熱装置１１Ｂは、スイッチＳＷ１をオフ状態として、左上下アーム４１と、加熱コイル７と、共振コンデンサ８３とで構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）インバータとして動作する。この動作は、実施例１で記載したハーフブリッジの動作と同じであるため、説明は省略する。

次に電力制御方法について説明する。図１８にオールメタル用ＩＨクッキングヒータで使用される加熱コイル７の等価インダクタンス及び等価抵抗の一覧を示す。オールメタルＩＨクッキングヒータでは、電源回路２１の出力電圧により電力制御を行っている。電力を低下させる場合、電源回路２１の出力電圧を５０Ｖ程度まで下がるため、ＩＧＢＴに流れる電流が小さくなり、ＩＧＢＴの遮断電流も同時に小さくなる。このため、スナバコンデンサの充放電ができず、ハードスイッチングとなり、ＩＧＢＴ損失が増大する。そこで、加熱コイルにアルミリッツ線を使用することで、ＩＧＢＴの遮断電流を増大させ、低電力時でもソフトスイッチングができ、電力制御範囲を拡大することが可能になる。また、アルミ加熱時には動作周波数を８０ｋＨｚ以上の高周波で動作する。８０ｋＨｚ以上の高周波域では、アルミリッツ線は銅リッツ線よりも抵抗が７％程度小さくなる。加熱コイル電流は約４３Ａｒｍｓ、加熱コイル抵抗は約３００ｍΩであるため、加熱コイル損失は約５５０Ｗである。アルミリッツ線にすることで、抵抗が７％低減できるため、３８Ｗの損失低減できる。オールメタルＩＨクッキングヒータのアルミ鍋加熱時の入力電力は２.６ｋＷであり、加熱効率に換算すると、約１.５％の効率改善になる。

オールメタルＩＨクッキングヒータの加熱コイルは直径１８０ｍｍ〜２２０ｍｍ程度であり、巻数は３５〜４２Ｔ程度である。図１９に加熱コイル素線束の断面積と電流密度の関係を示す。また、実施例１と同様に、素線束断面積が増大すると電流密度が低下するが、約４.８ｍｍ²を超えると電流密度が増加する。また、アルミは銅に比べ、熱容量が０.７倍であり、加熱コイル温度を銅リッツ線と同様の２００℃以下にするには電流密度を１０Ａ/ｍｍ²以下にする必要がある。したがって、オールメタルＩＨクッキングヒータの加熱コイルをアルミリッツ線にする場合には、素線束断面積を４.４〜５.３ｍｍ²にすることによって、電力制御範囲の拡大、効率改善、温度上昇の抑制ができる。

実施例１〜３までアルミリッツ線は、アルミ合金を使ったものでも同様の効果がある。

１ 商用電源
１０ 鍋 （被加熱物）
１１、１１Ａ、１１Ｂ 電磁誘導加熱装置
２ 整流回路
２１ 電源回路
３ フィルタ
４ 電流共振インバータ （高周波インバータ）
４Ａ、４Ｂ 電流共振インバータ （高周波インバータ）
Ｌ０ インダクタ
Ｃ０ フィルタコンデンサ
Ｄ０ ダイオード
Ｄ１ ダイオード （第１のダイオード）
Ｄ２ ダイオード （第２のダイオード）
Ｄ３ ダイオード （第３のダイオード）
Ｄ４ ダイオード （第４のダイオード）
５０ ＩＧＢＴ （半導体スイッチング素子）
５１ ＩＧＢＴ （第１の半導体スイッチング素子）
５２ ＩＧＢＴ （第２の半導体スイッチング素子）
５３ ＩＧＢＴ （第３の半導体スイッチング素子）
５４ ＩＧＢＴ （第４の半導体スイッチング素子）
６、６Ａ、６Ｂ 制御回路
６１ 駆動信号発生回路
６２ ドライブ回路
６４ 制御手段
７ 加熱コイル
７１ スナバコンデンサ （第１のスナバコンデンサ）
７２ スナバコンデンサ （第２のスナバコンデンサ）
７３ スナバコンデンサ （第３のスナバコンデンサ）
７４ スナバコンデンサ （第４のスナバコンデンサ）
８、８Ａ、８Ｂ 共振回路
８０〜８４ 共振コンデンサ
９１ トッププレート
９２ 磁性体

Claims (4)

1. 被加熱物が載置されるトッププレートと、
   該トッププレートの下方に配置され、前記被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   該加熱コイルと共振コンデンサで構成される共振回路と、
   該共振回路を駆動する高周波インバータと、
   該高周波インバータの周波数を高くすることで誘導加熱に用いる電力を低下させる電力制御手段と、
   交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電源回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
   前記加熱コイルは、アルミニウムまたはアルミニウム合金で構成し、かつ、前記加熱コイルの導体断面積を４.４ｍｍ²〜５.５ｍｍ²としたことを特徴とする誘導加熱装置。
2. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記共振回路は、
   第１及び第２の共振コンデンサの直列回路と、前記第１および第２の共振コンデンサの接続点に一端が接続された前記加熱コイルと、で構成され、
   前記高周波インバータは、
   第１及び第２の半導体スイッチング素子の直列回路と、
   前記第１の半導体スイッチング素子に並列に接続された第１のダイオード及び第１のスナバコンデンサと、
   前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続された第２のダイオード及び第２のスナバコンデンサと、で構成され、
   前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の直列回路の接続点に前記加熱コイルの他端が接続されていることを特徴する電磁誘導加熱装置。
3. 実施例１に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記共振回路は、前記加熱コイルと前記共振コンデンサの並列回路で構成され、
   前記高周波インバータは、前記共振回路とスイッチング素子の直列回路で構成されたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記共振回路は、第１の共振コンデンサと前記加熱コイルの直列回路で構成される第１の共振回路と、第２の共振コンデンサと前記加熱コイルの直列回路で構成される第２の共振回路からなり、
   前記高周波インバータは、第１及び第２の半導体スイッチング素子の直列回路と、第３及び第４の半導体スイッチング素子の直列回路と、各半導体スイッチング素子に並列に接続されたダイオード及びスナバコンデンサからなり、
   前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の直列回路の接続点と、前記第３及び第４の半導体スイッチング素子の直列回路の接続点の間に、前記第１の共振回路とスイッチの直列回路が接続され、
   前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の直列回路の接続点と、前記電源回路の負極端子の間に、前記第２の共振回路が接続されたことを特徴とする誘導加熱装置。