JP2010080359A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
負荷変動の大きな条件においても最適なインバータ電圧、駆動周波数に設定でき所望の電力を効率良く供給すると共に鍋鳴り音が発生しない電磁誘導加熱装置を提供する。
【解決手段】
第１のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、交流電源電圧を交流／直流変換して直流電圧として出力するチョッパ回路と、２個のスイッチング素子の直列体である上下アームを含み、前記チョッパ回路から出力された直流電圧を直流／交流変換して交流電圧を出力するインバータと、第２のインダクタと共振コンデンサで構成され、前記インバータの出力端子に接続される共振負荷回路と、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた電磁誘導加熱装置であって、前記共振負荷回路で発生した磁力を用いて被加熱物を誘導加熱すると共に、前記第１のインダクタで発生した磁力も用いて前記被加熱物を誘導加熱することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、金属を加熱する電磁誘導加熱装置に関するものである。

近年、火を使わずに金属製鍋を加熱する電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、磁力発生コイルに高周波電流を流し、磁力発生コイルに近接した金属製鍋に渦電流を発生させ、金属製鍋自体の電気抵抗により発熱させる。一般に、鉄製鍋は磁性体で固有抵抗が大きいため加熱し易いが、銅製鍋やアルミ製鍋は非磁性体で低抵抗のため安定した加熱を効率よく行うことが難しい。

非磁性体を加熱するときに生じる上記の問題を解決するため、特許文献１の誘導加熱調理器では、第１図や第２ページ左上欄５行目から１１行目に記載のように「直流電源に第１の加熱コイルと第２の加熱コイルと第１の共振コンデンサの直列回路を接続し、前記第１の加熱コイルと第２の加熱コイルの接続点と前記直流電源の間に第２の共振コンデンサを接続し、前記第２の加熱コイルと前記第１の共振コンデンサの直列回路に並列にスイッチング素子を接続」することで、同１３行目から１６行目に記載のように「インダクタを配していた部分を加熱コイルの一部とし、インダクタに印加されていた電流の高周波成分を加熱に寄与させ」ている。これにより、発明の効果欄に記載のように「本発明によればインダクタを兼ねた第１の加熱コイルを設けたことにより安定動作の誘動加熱調理器用インバータを小形・低価格にて実現」している。

また、特許文献２の誘導加熱装置では、図１や００１７段落に記載のように「直流電源１１に直列に接続された第２の加熱コイル（１２）」と「第２の加熱コイルと直列に接続された」第１の加熱コイル１５を用いることで、００２０段落に記載のように「本インバータ回路においては、第１の加熱コイルに流れる電流も、第２の加熱コイルに流れる電流も共に高周波電流であり、発生する高周波磁界により、被加熱物２０を誘導加熱すること」を可能とし、００２７段落に記載の「一般的には誘導加熱装置に必要な加熱コイルは１つであるため、第１の加熱コイルまたは、第２の加熱コイルどちらかを通常のチョークコイルなどとする構成が考えられるが、この場合部品点数が増加し、さらにチョークコイルの発熱も問題となる。本構成においては、どちらのコイルも高周波電流が流れることに着目し、両コイルとも加熱コイルに用いる構成としているため、部品点数の増加や、専用チョークコイルにした場合の損失的な課題を抱える必要はなく、合理的な誘導加熱装置を簡単に得られることができる」という効果を達成している。

特開昭６２−１１９８９１号公報 特開２０００−５８２４７号公報

しかし、特許文献１では電圧共振が基本となっているためスイッチング素子の高耐圧化が必須であり、素子損失の増大，加熱効率の低下，回路容積の大型化などの問題がある。

また、特許文献１，２の何れも、共振回路の設定定数で決まる共振周波数近傍でしか安定した動作ができず、出力電力の制御をすることが難しいという問題がある。

さらに、特許文献１，２の何れも、インバータ電圧の商用周波数脈動により鍋鳴り音が発生する問題があり、特にアルミや銅といった低抵抗，非磁性鍋を加熱した場合には顕著に現れる。

本発明は、上記問題の少なくとも一つを解決することを目的とする。

蒸気課題は、第１のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、交流電源電圧を交流／直流変換して直流電圧として出力するチョッパ回路と、２個のスイッチング素子の直列体である上下アームを含み、前記チョッパ回路から出力された直流電圧を直流／交流変換して交流電圧を出力するインバータと、第２のインダクタと共振コンデンサで構成され、前記インバータの出力端子に接続される共振負荷回路と、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた電磁誘導加熱装置であって、前記共振負荷回路で発生した磁力を用いて被加熱物を誘導加熱すると共に、前記第１のインダクタで発生した磁力も用いて前記被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置によって解決される。

また、第１のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、入力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、第２のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、前記昇圧回路の入力電圧を降圧して出力する昇圧回路と、２個のスイッチング素子の直列体である第１の上下アームと、２個のスイッチング素子の直列体である第２の上下アームと、を含み、前記降圧回路から出力された直流電圧を直流／交流変換して交流電圧を出力するインバータと、第３のインダクタと共振コンデンサで構成され、前記インバータの出力端子に接続される共振負荷回路と、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた電磁誘導加熱装置であって、前記共振負荷回路で発生した磁力を用いて被加熱物を誘導加熱すると共に、前記第１のインダクタおよび第２のインダクタで発生した磁力も用いて前記被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置によっても解決される。

本発明によれば、負荷変動の大きな条件においても最適なインバータ電圧，駆動周波数に設定でき負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。また、少ない部品点数にもかかわらず、負荷変動の大きな条件においても最適なインバータ電圧，駆動周波数に設定でき負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。

以下では図面を用いて本発明の実施例を説明する。

図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成である。本実施例は交流電源から高周波の交流電力に変換する構成であり、磁力発生コイルに高周波の電流を流し、金属性の被加熱物を電磁誘導によって加熱する回路構成を示している。被加熱物は図示しないが磁力発生コイル１１ａ，１１ｂおよび１１ｃと磁気結合し、被加熱物に電力が供給される。

まずコンバータの回路構成を説明する。図１において、交流電源ＡＣからダイオードブリッジ１が接続され、ダイオードブリッジ１のａ点とｂ点間には、磁力発生コイル１１ｂとスイッチング素子２ａの直列回路が接続され、磁力発生コイル１１ｂとスイッチング素子２ａの接続点とｂ点間にダイオード１５とコンデンサ１７の直列回路が接続されている。コンデンサ１７の両端にはスイッチング素子２ｂとダイオード１６の直列回路が接続され、スイッチング素子２ｂとダイオード１６の接続点とｃ点間には磁力発生コイル１１ｃが接続されている。スイッチング素子２ａ，２ｂには逆並列にスイッチング素子１４ａ，１４ｂが接続されている。このように構成することで、スイッチング素子２ａは磁力発生コイル１１ｂをチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパ用スイッチング素子として動作し、ダイオード１５は整流用素子とし動作する。これらによって昇圧回路が構成される。また、スイッチング素子２ｂは磁力発生コイル１１ｃをチョッパ用のインダクタとする降圧チョッパ用スイッチング素子として動作し、ダイオード１６は整流用素子として動作する。これらによって降圧回路が構成される。

次にインバータの回路構成を説明する。図１において、ｃ−ｂ点間にスイッチング素子５ａと５ｂが直列接続された第１の上下アーム３とスイッチング素子５ｃと５ｄが直列接続された第２の上下アーム４が接続されている。インバータの出力点ｄ−ｅ間にはスイッチとなるリレー２０と鉄用共振コンデンサ１３と磁力発生コイル１１ａの直列回路が接続され、第１の共振負荷回路５０を構成している。さらに、鉄用共振コンデンサ１３と磁力発生コイル１１ａの接続点とｂ点間にはアルミ用共振コンデンサ１２が接続され、第２の共振負荷回路６０を構成している。インバータの各スイッチング素子には逆並列にダイオード６ａから６ｄとスナバコンデンサ７ａから７ｄが接続されている。スナバコンデンサ７ａから７ｄは、スイッチング素子５ａから５ｄのターンオフ時の遮断電流をによって充電あるいは放電され、両スイッチング素子に印加される電圧の変化が低減することによりターンオフ損失を抑制する。被加熱物の材質や設定火力に応じて、リレー２０を切り替えることにより、第１の共振負荷回路５０と第２の共振負荷回路６０とを切り替えることができる。

ここで、磁力発生コイル１１ａ，１１ｂおよび１１ｃと被加熱物（図示せず）は磁気的に結合するため、被加熱物を磁力発生コイル１１ａ，１１ｂおよび１１ｃ側からみた等価回路に変換すると、被加熱物の等価抵抗と等価インダクタンスが直列に接続された構成になる。等価抵抗および等価インダクタンスは、被加熱物の材質によって異なり、非磁性体で低抵抗の銅やアルミの場合は等価抵抗及び等価インダクタンスのどちらも小さくなり、磁性体で高抵抗の鉄の場合はどちらも大きくなる。

図１において、被加熱物が銅やアルミの場合は、リレー２０をオフし、第１の上下アーム３と磁力発生コイル１１ａ及び第１の共振コンデンサ１２から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）方式のインバータで加熱を行う。これは、ハーフブリッジ方式インバータの一種である。

非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さいため所望の出力を得るには大きな電流を流す必要がある。被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、銅またはアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。したがって、第１の上下アーム３を例えば約９０ｋＨＺの周波数で駆動できるように第１の共振コンデンサ１２の容量を設定する。第２の上下アーム４はリレー２０がオフ状態にあるため第２の共振負荷回路６０から切り離され、ハーフブリッジ回路状態にある。ハーフブリッジインバータにより磁力発生コイル１１ａには電流が流れ、磁力発生コイル１１ａからの磁力により、被加熱物を加熱することができる。

また、昇圧回路の昇圧チョッパ動作時および降圧回路の降圧チョッパ動作時に、磁力発生コイル１１ｂおよび１１ｃにはノコギリ刃状のリップル電流が流れる。磁力発生コイル１１ｂおよび１１ｃと被加熱物は磁気結合しているため、磁力発生コイル１１ｂおよび１１ｃに流れるリップル電流により被加熱物に渦電流が流れるので、共振負荷回路を構成する磁力発生コイル１１ａで発生した磁力によって被加熱物を誘導加熱できるとともに、昇圧回路を構成する磁力発生コイル１１ｂ、降圧回路を構成する磁力発生コイル１１ｃで発生した磁力によっても被加熱物を効率よく誘導加熱することができる。

一方、被加熱物が鉄の場合は、リレー２０をオンし、第１の上下アーム３及び第２の上下アーム４と磁力発生コイル１１ａ及び第１の共振コンデンサ１２，第２の共振コンデンサ１３から構成されるフルブリッジ方式インバータで加熱を行う。前述のように、磁性体で高抵抗の被加熱物は等価抵抗が大きいため共振負荷回路には電流が流れにくい。したがって、フルブリッジ方式に切り替えることでＳＥＰＰインバータの出力電圧を２倍に高め所望の出力を得る。

前述の銅やアルミの場合は抵抗が小さいためインバータの周波数を約９０ｋＨｚとし、表皮抵抗を高くしたが、鉄の場合は元々抵抗が大きいため、約２０ｋＨｚの周波数で第１の上下アーム３及び第２の上下アーム４を駆動する。前述のように第１の共振コンデンサ１２の容量は、約９０ｋＨｚの駆動周波数に合わせて設定するが、第２の共振コンデンサ１３の容量は、約２０ｋＨｚの駆動周波数に合わせて設定する。駆動周波数が大きく異なるため、第２の共振コンデンサ１３の容量は第１の共振コンデンサ１２より十分に大きな値になる。したがって、フルブリッジ方式インバータの共振周波数は、主に第２の共振コンデンサ１３により設定される。このフルブリッジ方式インバータ動作においても、共振コンデンサ１３に流れる電流が大きいため、共振コンデンサ１２が接続されたままの状態でも大きな問題はない。また、磁力発生コイル１１ｂ，１１ｃは前述したアルミ加熱と同様に磁力発生コイル１１ｂ，１１ｃのリップル電流による被加熱物を加熱することができる。

次に出力電力の制御方法について説明する。前述の従来技術では、共振回路定数によりインバータ駆動周波数，スイッチング素子のオン時間が決まるため、安定した出力電力の制御ができない課題があったが、本実施例ではインバータの前段に昇圧回路および降圧回路が接続されているため、昇圧回路または降圧回路の出力電圧（インバータ電源電圧）を可変することで、容易に出力電力の制御ができる。また、インバータは共振回路定数に合った駆動周波数で動作することが可能であるため、常に安定したインバータ動作ができる。昇圧回路，降圧回路の出力電圧はスイッチング素子２ａ，２ｂのオン時間を制御することで制御可能である。昇圧回路および降圧回路の動作の詳細については実施例２で説明する。

なお、本実施例では、鍋材質に応じてリレー２０の切り替えることにより、共振コンデンサの容量も切り替えることができる。従って、インバータの駆動周波数の設定範囲を広げることができ被加熱物の材質に合わせて最適な周波数で加熱することができる。

本実施例では、負荷を被加熱物としたが、例えば、共振コンデンサに並列に蛍光ランプを接続することにより、光源への電力供給も可能になる。

図１７は実施例１の磁力発生コイルの構造図である。図１７に示されるように、共振負荷回路を構成する磁力発生コイル１１ａ，昇圧回路を構成する磁力発生コイル１１ｂ，降圧回路を構成する磁力発生コイル１１ｃが同一平面上に同心円状に配置されている。そして、各磁力発生コイルは、放射状に配置されているフェライト１０１上に搭載される。このときフェライト１０１と磁力発生コイルが接触しないように絶縁される。磁力発生コイル１１ｂ，１１ｃを１１ａより内側に巻く事でインダクタンス値を小さくでき、磁力発生コイルに流れる電流リップルを大きくできるため、電流リップルにより大きな渦電流損を発生することが可能になる。また、磁力発生コイル１１ａと共振コンデンサ１２の接続点には大きな共振電圧が発生する。高電圧端子が磁力発生コイル外周側にあると、放射電界，放射磁界が大きくなり、外部機器のノイズ障害になる。このため磁力発生コイル１１ａと共振コンデンサ１２の接続点と磁力発生コイル１１ａの接続端子１０５を接続することが望ましい。

図２は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一の構成要素には同一符号が付してあり説明は省略する。図２において、交流電源ＡＣはインダクタ８とコンデンサ９から構成されるフィルタ回路が接続されている。コンデンサ９より後段の構成は実施例１と同様の構成となる。

次に本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。

交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７４により検出される。

また、交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要であり、整流回路８１の出力電圧、すなわち整流された直流電圧と昇圧回路の出力電圧、即ちＰＦＣ電圧検出回路８２よりコンデンサ１７の両端電圧を検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には整流回路８１およびＡＣ電圧検出回路７７を削除できる。ＡＣ電流の波形生成を行うには、チョッパ用の磁力発生コイル１１ｂに流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、磁力発生コイル１１ｂに流れる電流を電流センサ７５により電圧に変換した後、入力電流検出回路７６により検出する。磁力発生コイル１１ｂの電流を検出せず、スイッチング素子２ａの電流を検出してＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には、電流センサ７５の位置を変更すれば問題ない。

入力電力の制御や被加熱物の材質，状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がる。本実施例では、磁力発生コイル１１ａに流れる電流を電流センサ７１によりで電圧に変換した後、コイル電流検出回路７２により検出する。また、負荷の出力電力を制御するためには、チョッパ回路の出力電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、コンデンサ１８の両端電圧をＩＮＶ電圧検出回路７８により検出する。制御回路７０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部８０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。

インバータ回路によって電力を制御するためには、共振負荷回路のインピーダンスが周波数によって変わることを利用し、周波数を可変するＰＦＭ（パルス周波数制御）制御が最も容易である。本実施例では、第１の上下アーム３をＰＦＭ制御することにより電力を制御できる。しかしながら、周波数に対する電力の変化が大きい、即ち共振の鋭さを表すＱの高い負荷条件においては、インバータの電源電圧振幅を可変するＰＡＭ（パルス振幅制御）制御が望ましい。本実施例ではスイッチング素子１４ｂのオン時間Dutyを制御することによりインバータの電源電圧を制御し、ＰＡＭ制御によって電力制御を行うことができる。スイッチング素子５ａから５ｄは制御回路７０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６２により駆動され、同様にスイッチング素子１４ａ，１４ｂも制御回路７０の制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。

次に本実施例における制御方法について説明する。スイッチング素子２ａは昇圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、交流電源ＡＣの電圧に応じて入力電流の波形を生成する力率改善制御を行い、スイッチング素子２ｂは降圧用チョッパ用のスイッチング素子として動作し出力電圧制御を行う。図３，図４にスイッチング素子２ａ，２ｂの動作波形を示す。図３，図４において、交流電源ＡＣの電圧をＶａｃ、コンデンサ１７の電圧をＶ１７と示す。説明を分かりやすくするために交流電源Ｖａｃの商用周波数１／４周期期間とする。先ず、図３において、Ｖ１７はＶａｃのピーク電圧より高い電圧に設定する。スイッチング素子２ａのスイッチングパターンはＡＣ電圧検出回路７７とＰＦＣ電圧検出回路８２の検出信号を制御回路７０で演算し、ＡＣ入力電流を正弦波状になるように制御信号が出力され、スイッチング素子２ａを動作する。次に降圧チョッパの動作について説明する。図３に示すようにＰＦＣ出力電圧は一定電圧に平滑されている。インバータに印加させる電圧はスイッチング素子２ｂのオン時間Duty制御により決定される。インバータ電源電圧はＰＦＣ電圧にスイッチング素子２ｂのオン時間Dutyを掛けた値になるため、容易にインバータ電圧を設定することが可能である。

次に本実施例において、被加熱物が銅やアルミの場合について動作を説明する。実施例１で述べたように、被加熱物が銅やアルミの場合はリレー２０をオフし、第１の上下アーム３と磁力発生コイル１１ａ及び第１の共振コンデンサ１２から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）方式のハーフブリッジ方式インバータで加熱を行う。第２の上下ア−ム４はリレー２０がオフ状態にあるため第２の共振負荷回路６０から切り離される。

次に本実施例において、被加熱物が鉄の場合について動作を説明する。実施例１で述べたように被加熱物が鉄の場合はリレー２０をオンし、第１及び第２の上下アームと磁力発生コイル１１ａ及び第１，第２の共振コンデンサ１２，１３から構成されるフルブリッジ方式インバータで加熱を行う。第２の上下アーム４はリレー２０がオン状態にあるため第２の共振負荷回路６０に接続される。

図４，図５に磁力発生コイル１１ａ，１１ｂおよび１１ｃは図３に示すように、磁力発生コイル１１ａはインバータにより正弦波状の電流が流れ鍋を加熱する。一方、磁力発生コイル１１ｂはＰＦＣ制御されているため、商用周波数を整流した基本波にノコギリ刃状のリップル電流が流れ、磁力発生コイル１１ｃはコンデンサ１７の電圧が平滑されているため直流にノコギリ刃状のリップル電流が流れる。このリップル電流の電流変化により、鍋には渦電流が発生し、鍋を加熱することができる。

なお、実施例２の磁力発生コイルの構造は図１７を用いて説明した実施例１の磁力発生コイルの構造と同等であるので説明を省略する。

図６は、実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一の構成要素には同一符号が付してあり説明は省略する。図６において、交流電源ＡＣはインダクタ８とコンデンサ９から構成されるフィルタ回路を介し、ダイオードブリッジ１に接続されている。ダイオードブリッジ１のａ−ｂ点間にスイッチング素子２ｂとダイオード１６の直列回路が接続されている。スイッチング素子２ｂとダイオード１６の接続点とインバータのｄ点間に磁力発生コイル１１ｂが接続されている。インバータの回路は実施例１と同様の構成である。

次に本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。

交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７４により検出される。

また、交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要であり、整流回路８１の出力電圧、すなわち整流された直流電圧と昇圧回路の出力電圧、即ちＰＦＣ電圧検出回路８２よりコンデンサ１７の両端電圧を検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には整流回路８１およびＡＣ電圧検出回路７７を削除できる。ＡＣ電流の波形生成を行うには、チョッパ用の磁力発生コイル１１ｂに流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、磁力発生コイル１１ｂに流れる電流を電流センサ７５により電圧に変換した後、入力電流検出回路７６により検出する。磁力発生コイル１１ｂの電流を検出せず、スイッチング素子２ｂの電流を検出してＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には、電流センサ７５の位置を変更すれば問題ない。

入力電力の制御や被加熱物の材質、状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がる。本実施例では、磁力発生コイル１１ａに流れる電流を電流センサ７１によりで電圧に変換した後、コイル電流検出回路７２により検出する。また、負荷の出力電力を制御するためには、チョッパ回路の出力電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ１８の両端電圧をＩＮＶ電圧検出回路７８により検出する。制御回路７０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部８０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。

インバータ回路によって電力を制御するためには、共振負荷回路のインピーダンスが周波数によって変わることを利用し、周波数を可変するＰＦＭ（パルス周波数制御）制御が最も容易である。本実施例では、第１の上下アーム３をＰＦＭ制御することにより電力を制御できる。しかしながら、周波数に対する電力の変化が大きい、即ち共振の鋭さを表すＱの高い負荷条件においては、インバータの電源電圧振幅を可変するＰＡＭ（パルス振幅制御）制御が望ましい。本実施例では第２の上下アーム４のオン時間Dutyを制御することによりインバータの電源電圧を制御し、ＰＡＭ制御によって電力制御を行うことができる。スイッチング素子５ａ，５ｂは制御回路７０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６２により駆動され、同様にスイッチング素子２ｂ，５ｃ，５ｄも制御回路７０の制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。

次に本実施例における制御方法について説明する。スイッチング素子５ｄ，２ｂは降圧，昇圧，昇降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、交流電源ＡＣの電圧に応じて入力電流の波形を生成する力率改善制御と出力電圧制御を行う。図７，図８にスイッチング素子５ｄ，２ｂの制御方法を示す。図７，図８において、交流電源ＡＣの電圧をＶａｃ、コンデンサ１８の電圧をＶ１８で示す。説明を分かりやすくするために交流電源Ｖａｃが正電圧期間とする。先ず、図７において、Ｖ１８よりＶａｃが高い時は、スイッチング素子５ｄをオフ状態とし、スイッチング素子２ｂをオンオフ制御することにより降圧モードのチョッパ動作が可能となる。逆に、Ｖ１８よりＶａｃが低い時は、スイッチング素子５ｄをオンオフ制御し、スイッチング素子２ｂをオン状態にすることにより昇圧モードのチョッパ動作が可能となる。このように交流電源電圧Ｖａｃの変化、即ち商用周期内での電圧変化に応じてチョッパ動作を切り替えることにより各スイッチング素子のスイッチング回数を低減し、スイッチング損失を減らすことができる。図８において、商用周期内での電圧変化に関わらずスイッチング素子５ｄ，２ｂを同時にオンオフ制御することにより昇降圧モードのチョッパ動作が可能となる。

次に本実施例において、被加熱物が銅やアルミの場合について動作を説明する。実施例１で述べたように、被加熱物が銅やアルミの場合はリレー２０をオフし、第１の上下アーム３と磁力発生コイル１１ａ及び第１の共振コンデンサ１２から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）方式のハーフブリッジ方式インバータで加熱を行う。第２の上下ア−ム４はリレー２０がオフ状態にあるため共振負荷回路６０から切り離される。したがって、スイッチング素子５ｄは磁力発生コイル１１ｂをチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として動作し、ダイオード６ｃは整流用素子として動作する。一方、スイッチング素子２ｂは磁力発生コイル１１ｂをチョッパ用のインダクタとする降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード１６は整流用素子として動作する。

図９は商用周期内に降圧と昇圧モードを切り替える方式を適用した場合における降圧モード時の各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および磁力発生コイル１１ａの電流波形を示す。図９において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｃ，５ｄはオフ状態、スイッチング素子２ｂは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら降圧モードのチョッパ動作を行う。スイッチング素子５ａ，５ｂは上下アームが短絡しないように実際にはデッドタイムを設けるが、ここでは、分り易くするため、スイッチングの切り替わり時の過渡的動作は省略し、デッドタイムを省いた状態で図示している。スイッチング素子５ａ，５ｂは被加熱物を含む磁力発生コイル１１ａの等価インダクタンスと共振コンデンサ１２によって決まる共振周波数より高い周波数で駆動する。これにより、スイッチング素子５ａはダイオード６ａが導通状態の時にターンオンするためスイッチング損失は発生しない。同様にスイッチング素子５ｂもターンオン時のスイッチング損失は発生しない。一方、スイッチング素子２ｂはインバータの駆動周波数に関わらず任意の周波数で独立してチョッパ動作を行うことができる。

図１０は昇圧モード時の各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および磁力発生コイル１１ａの電流波形を示す。図１０において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｃはオフ状態、スイッチング素子２ｂはオン状態、スイッチング素子５ｄは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。

次に本実施例において、被加熱物が鉄の場合について動作を説明する。実施例１で述べたように被加熱物が鉄の場合はリレー２０をオンし、第１及び第２の上下アームと磁力発生コイル１１ａ及び第１，第２の共振コンデンサ１２，１３から構成されるフルブリッジ方式インバータで加熱を行う。第２の上下アーム４はリレー２０がオン状態にあるため共振負荷回路６０に接続され、インバータ用スイッチング素子として利用されると共に磁力発生コイル１１ｂをチョッパ用のインダクタとする昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子としても利用される。

図１１は商用周期内に降圧と昇圧モードを切り替える方式を適用した場合における交流電源ＡＣの電圧Ｖａｃと電流Ｉａｃ、コンデンサ１８の電圧Ｖ１８および磁力発生コイル１１ａの電流Ｉ１１ａを示す。磁力発生コイル電流Ｉ１１ａは交流電圧Ｖａｃの電圧変化に応じて脈動しており、商用周期内に降圧と昇圧モードが切り替わることによって発生する。期間（ａ）及び期間（ｂ）の動作をそれぞれ図１２，図１３を用いて説明する。

図１２は図１１の期間（ａ）の部分を拡大した動作波形であり、各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および磁力発生コイル１１ａの電流波形を示す。図１２において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｃはオン状態、５ｄはオフ状態、スイッチング素子２ｂは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら降圧モードのチョッパ動作を行う。インバータ回路は、第１，第２の上下アームから構成されるフルブリッジ回路となるが、第２の上下アームはオンオフ動作を行わず一方のスイッチング素子５ｃがオン状態、他方のスイッチング素子５ｄがオフ状態にある。このため、第１の上下アーム３と磁力発生コイル１１ａ及び第１，第２の共振コンデンサ１２，１３から構成されるハーフブリッジ方式インバータで加熱を行うことになる。従って、共振負荷回路６０にはコンデンサ１８の電圧の半分が印加されるため、磁力発生コイル１１ａの電流Ｉ１１ａは小さくなる。スイッチング素子５ａ，５ｂは被加熱物を含む磁力発生コイル１１ａの等価インダクタンスと共振コンデンサ１２，１３によって決まる共振周波数より高い周波数で駆動する。これにより、スイッチング素子５ａはダイオード６ａが導通状態の時にターンオンするためスイッチング損失は発生しない。同様にスイッチング素子５ｂもターンオン時のスイッチング損失は発生しない。一方、スイッチング素子２ｂは降圧モードの場合において、インバータの駆動周波数に関わらず任意の駆動周波数で独立してチョッパ動作を行うことができる。しかしながら、商用周期内に降圧と昇圧モードが切り替わるため、次に説明する昇圧モードのチョッパ動作とインバータ動作を考慮するとスイッチング素子２ｂとインバータは同期して駆動することが望ましい。

図１３は図１１の期間（ｂ）の部分を拡大した動作波形であり、各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および磁力発生コイル１１ａの電流波形を示す。図１３において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子５ｄは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。スイッチング素子５ｃはスイッチング素子５ｄと相補に駆動し、スイッチング素子２ｂはオン状態となる。スイッチング素子５ｃ，５ｄは上下アームが短絡しないように、実際にはデッドタイムを設けるが、ここでは分り易くするため、スイッチングの切り替わり時の過渡的動作は省略し、デッドタイムを省いて図示している。インバータ回路は、第１，第２の上下アームから構成されるフルブリッジ方式インバータとなる。しかし、スイッチング素子５ａと５ｄが同時にオン、およびスイッチング素子５ｂと５ｃが同時にオンとなる期間のみ共振負荷回路６０にコンデンサ１８の電圧がフルに印加される。スイッチング素子５ｄはインバータ用スイッチング素子として利用されると共に昇圧チョッパ用スイッチング素子としても利用されるため、磁力発生コイル１１ｂの電流と磁力発生コイル１１ａの電流が重畳して流れる。スイッチング素子５ａと５ｄを同期して駆動することにより、磁力発生コイル１１ａの電流が磁力発生コイル１１ｂの電流より大きい場合においては、スイッチング素子５ｄはダイオード６ｄが導通状態の時にターンオンすることができるためスイッチング損失は発生しない。通常、チョッパ用のスイッチング素子は電流連続モードで動作している場合、ターンオン時に整流用ダイオードが逆回復し、リカバリ電流が流れるためスイッチング損失が発生する。しかし、本実施例では上記の電流条件を満足する場合においては、ターンオン時のスイッチング損失を無くすことができるため高効率化に寄与する。図１３において、ダイオード６ｃはインバータ用環流素子として利用されると共にチョッパ用整流素子としても利用されるため、磁力発生コイル１１ｂの電流と磁力発生コイル１１ａの電流が重畳して流れる。

図１８は実施例３の磁力発生コイルの構造図である。図１８において、磁力発生コイル１１ａ，１１ｂの２個渦巻状に巻かれている。各磁力発生コイルは、放射状に配置されているフェライト１０１上に搭載される。このときフェライト１０１と磁力発生コイルが接触しないように絶縁される。磁力発生コイル１１ｂは１１ａより内側に巻く事によりインダクタンス値を小さくでき、磁力発生コイルに流れる電流リップルを大きくできるため、電流リップルにより大きな渦電流損を発生することが可能になる。また、前述したように、磁力発生コイル１１ａと共振コンデンサ１２の接続点と磁力発生コイル１１ａの接続端子１０５を接続することが望ましい。

図１４は実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１４において、実施例１と異なる点は、降圧回路を省略した点である。リレー２０は前述のように被加熱物の材質に応じて切り替える。鉄などの磁性鍋被加熱物の場合は、実施例１乃至３と同様にフルブリッジ回路を用いたインバータで加熱を行う。一方、アルミなどの非磁性被加熱物の場合には、リレー２０をオフ状態としＳＥＰＰインバータで加熱する。このとき第２の上下アーム４は休止状態となる。アルミや銅などの非磁性体では、鍋の表皮抵抗が非常に小さいため、必ずしも共振周波数に合わせて動作する必要はない。従って、第１の上下アーム３を共振周波数より低い周波数で駆動しても、インバータ動作できる。

図１５は、共振周波数に対し、第１の上下アーム３のスイッチング素子５ａ，５ｂの駆動周波数を１／３に低減した場合における各スイッチング素子の駆動信号と電流波形および磁力発生コイル１１ａ，１１ｂの電流を示す。実施例２と同様に交流電源Ｖａｃが正電圧期間での動作とする。図１６において、スイッチング素子５ａ，５ｂは相補に駆動し、スイッチング素子１４ａは力率改善を行うためにオン時間を制御しながら昇圧モードのチョッパ動作を行う。インバータは、第１の上下アームから構成されるＳＥＰＰ方式インバータとなるが、スイッチング素子５ａと５ｂがオンオフにより第２の共振負荷回路６０にコンデンサ１７の電圧が印加される。

図１５において、第１の上下アーム３は第１の共振負荷回路５０または第２の共振負荷回路６０の共振周波数に対し、駆動周波数を１／３に低減しているため、磁力発生コイル１１ａの電流極性は３回反転する毎にスイッチングすることになり、スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング損失を低減できる。

以上のように、第１の上下アームを共振周波数より低い周波数、すなわち、ほぼ整数分の一の周波数で駆動することにより、何れもスイッチング損失の低減を図ることができる。

なお、実施例４の磁力発生コイルの構造は図１８を用いて説明した実施例３の磁力発生コイルの構造と同等であるので説明を省略する。

図１６は実施例５の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分には同一符号を付しており説明は省略する。図１６において、実施例１と異なる点は、インバータ方式をハーフブリッジインバータで構成した点である。アルミや銅といった低抵抗、非磁性鍋を加熱しない誘導加熱装置においてはインバータ方式を鍋材質により切り替える必要はない。しかしながら、鍋鳴り音の抑制にはコンバータでインバータ電源電圧を平滑することが望ましい。コンバータの回路構成，動作に関しては実施例１乃至２と同様である。インバータの回路構成と動作について説明する。インバータ回路構成はスイッチング素子５ｃ，５ｄが直列接続された第２の上下アーム４と、ｄ−ｆ点間に磁力発生コイル１１ａが接続され、ｆ−ｃ間およびｆ−ｂ間に共振コンデンサ１２ａ，１２ｂが接続された構成である。次に動作を説明する。第２の上下アーム４のスイッチング素子５ｃ，５ｄの駆動周波数は磁力発生コイル１１ａと共振コンデンサ１２ａ，１２ｂより決まる共振周波数より高い周波数で駆動する。スイッチング素子５ｃ，５ｄは相補に駆動することで、磁力発生コイル１１ａには交流電流が流れ、磁力が発生し、鍋を誘導加熱する。このとき、コンバータは実施例１，２と同様に磁力発生コイル１１ｂ，１１ｃにはリップル電流が流れることで、鍋に渦電流が流れ、誘導加熱される。

以上のように、コンバータ動作を行いつつ、誘導加熱することが可能になる。また、インバータ電源電圧を平滑することで鍋鳴り音の低減にも効果がある。

なお、実施例５の磁力発生コイルの構造は図１７を用いて説明した実施例１の磁力発生コイルの構造と同等であるので説明を省略する。

実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例２の電磁誘導加熱装置の動作説明図。 実施例２の電磁誘導加熱装置の動作説明図。 実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例３の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例４の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例５の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例１の磁力発生コイルの構造図。 実施例３の磁力発生コイルの構造図。

符号の説明

ＡＣ 交流電源
２Ａ，２Ｂ，５ａ〜５ｄ，１４ａ，１４ｂ スイッチング素子
３，４ 上下アーム
６ａ〜６ｄ ダイオード
７ａ，７ｂ，９，１２，１３，１７，１８ コンデンサ
８ インダクタ
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ 磁力発生コイル
２０ リレー
５０，６０ 共振負荷回路
６１，６２ ドライブ回路
７０ 制御回路
７１，７３，７５ 電流センサ
７２ コイル電流検出回路
７４ ＡＣ電流検出回路
７６ 入力電流検出回路
７７ ＡＣ電圧検出回路
７８ ＩＮＶ電圧検出回路
７９，８１ 整流回路
８０ 入力電力設定部
８２ ＰＦＣ電圧検出回路

Claims (10)

1. 第１のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、交流電源電圧を交流／直流変換して直流電圧として出力するチョッパ回路と、
   ２個のスイッチング素子の直列体である上下アームを含み、前記チョッパ回路から出力された直流電圧を直流／交流変換して交流電圧を出力するインバータと、
   第２のインダクタと共振コンデンサで構成され、前記インバータの出力端子に接続される共振負荷回路と、
   前記インバータを制御する制御回路と、
   を備えた電磁誘導加熱装置であって、
   前記共振負荷回路で発生した磁力を用いて被加熱物を誘導加熱すると共に、前記第１のインダクタで発生した磁力も用いて前記被加熱物を誘導加熱することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 請求項１において、前記インバータは、２個のスイッチング素子の直列体である第１の上下アームと、２個のスイッチング素子の直列体である第２の上下アームと、を含み、前記第１の上下アームを駆動し前記第２の上下アームを駆動しないことでハーフブリッジ方式インバータとして動作し、前記第１の上下アームおよび前記第２の上下アームを駆動することでフルブリッジ方式インバータとして動作するものであり、
   前記共振負荷回路は、前記フルブリッジ方式インバータの出力端子間に接続される第１の共振負荷回路と、前記ハーフブリッジ方式インバータの出力端子間に接続される第２の共振負荷回路と、該第２の共振負荷回路を前記インバータと接離するスイッチと、で構成され、
   前記制御回路は、前記インバータをフルブリッジ方式インバータとして動作させるときには前記第２の共振負荷回路が前記インバータに接続されるように前記スイッチを制御し、前記インバータをハーフブリッジ方式インバータとして動作させるときには前記第２の共振負荷回路が前記インバータから切り離されるように前記スイッチを制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項２において、前記第２の共振負荷回路に含まれる第２の共振コンデンサは、前記第１の共振負荷回路に含まれる第１の共振コンデンサよりも静電容量が大きいことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項２において、前記第２の共振負荷回路を前記インバータから切り離した状態での前記インバータのスイッチング周波数を、前記第２の共振負荷回路を前記インバータに接続した状態での前記インバータのスイッチング周波数よりも高い周波数で駆動することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項２において、
   前記第１のインダクタは第１の半径の磁力発生コイルを形成し、
   前記第２のインダクタは第２の半径の磁力発生コイルを形成し、
   前記第１の半径の加熱コイルと前記第２の半径の加熱コイルは同心円状に配置されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項５において、前記第２の半径の磁力発生コイルが、前記第１の半径の磁力発生コイルよりも外周にあることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
7. 請求項１において、前記チョッパ回路は２個のスイッチング素子の直列体と、２個のダイオードの直列体を並列接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
8. 請求項１において、前記第１の上下アームの駆動周波数と第２の上下アームの駆動周波数は、前記第１の共振負荷回路の共振周波数のほぼ整数分の一であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
9. 請求項１において、前記第１の上下アームのスイッチング素子に並列接続されたスナバコンデンサを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
10. 第１のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、入力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
    第２のインダクタとスイッチング素子とダイオードで構成され、前記昇圧回路の入力電圧を降圧して出力する昇圧回路と、
    ２個のスイッチング素子の直列体である第１の上下アームと、２個のスイッチング素子の直列体である第２の上下アームと、を含み、前記降圧回路から出力された直流電圧を直流／交流変換して交流電圧を出力するインバータと、
    第３のインダクタと共振コンデンサで構成され、前記インバータの出力端子に接続される共振負荷回路と、
    前記インバータを制御する制御回路と、
    を備えた電磁誘導加熱装置であって、
    前記共振負荷回路で発生した磁力を用いて被加熱物を誘導加熱すると共に、前記第１のインダクタおよび第２のインダクタで発生した磁力も用いて前記被加熱物を誘導加熱することを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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