JP2008021469A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】本発明の電磁誘導加熱装置では、インバータは直列に接続される少なくとも2個のスイッチング素子で構成される上下アームを有し、第一の上下アームと第二の上下アームを備え、第一の上下アームの出力端子に、加熱コイルと第一の共振コンデンサにより構成される第一の共振負荷回路を備え、第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に、加熱コイルと第一及び第二の共振コンデンサにより構成される第二の共振負荷回路を備え、第二の上下アームの出力端子から第二の共振負荷回路を切り離すスイッチ手段を備え、第一の共振コンデンサは第二の上下アームのスナバコンデンサを兼ねることで達成できる。
【選択図】図1
Description
前記インバータは第一の上下アームと第二の上下アームを有し、前記第一の上下アームの出力端子に、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第一の共振コンデンサを有する第一の共振負荷回路と、前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に、前記加熱コイルと前記第一及び第二の共振コンデンサを有する第二の共振負荷回路と、前記第二の上下アームの出力端子から前記第二の共振負荷回路を切り離すスイッチ手段とを備え、前記第一の共振コンデンサは前記第二の上下アームのスナバコンデンサ機能を有することを特徴とするものである。
前記インバータは第一の上下アームと第二の上下アームを有し、前記第一の上下アームの出力端子には被加熱物を誘導加熱する加熱コイルの一端が接続され、前記加熱コイルの他端と前記直流電圧の正負電極の少なくともどちらか一方に接続される第一の共振コンデンサと、前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサを有する第一の共振負荷回路と、前記加熱コイルの他端と前記第二の上下アームの出力端子間に直列に接続された第二の共振コンデンサとスイッチ手段と、前記加熱コイルと前記第一及び第二の共振コンデンサを有する第二の共振負荷回路とを備え、前記第一の共振コンデンサは前記第二の上下アームのスナバコンデンサ機能を有することを特徴とするものである。
(Single Ended Push-Pull)方式のインバータで加熱を行う。前述のように、非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さいため所望の出力を得るには大きな電流を流す必要がある。前述の従来技術では、第二の上下アームの下アームにも電流が流れ損失が発生する課題があったが、本実施例ではリレー20をオフすることにより第二の上下アーム4には大電流が流れず損失は発生しない。被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、銅又はアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。従って、第一の上下アーム3を例えば約90kHzの周波数で駆動できるように第一の共振コンデンサ12の容量を設定する。
図2において、スイッチング素子5a,5dがオン状態にあり、加熱コイル11の電流が正の時がモード1の状態になる。図3(a)においてスイッチング素子5a,5dがターンオンし加熱コイル11の蓄積エネルギーがゼロになるとコイル電流IL11の極性が負から正に変わり、直流電源1からスイッチング素子5a,加熱コイル11,共振コンデンサ13,リレー20,スイッチング素子5dで流れるメイン経路と、コイル電流IL11の一部が共振コンデンサ12に分流する経路で電流が流れる。共振コンデンサ13の容量は共振コンデンサ12の容量より十分に大きいため、殆どの電流は共振コンデンサ13を流れる。
次にスイッチング素子5a,5dがターンオフすると、図3(b)のように、コイル電流IL11は正の極性を有しており、電流はスナバコンデンサ7a,加熱コイル11,共振コンデンサ12の経路とスナバコンデンサ7b,加熱コイル11,共振コンデンサ12の経路で流れる。スナバコンデンサ7aは充電されスイッチング素子5aの電圧Vc5aは図2に示すように徐々に増加し、一方、スナバコンデンサ7bは放電されるため、スイッチング素子5bの電圧Vc5bは徐々に減少する。
その後、図2に示すようにスイッチング素子5dの電圧Vc5dが直流電源1の電圧に達し、ダイオード6cに順方向の電圧が印加されるとコイル電流IL11は図3(c)のように加熱コイル11,共振コンデンサ13,リレー20,ダイオード6c,スナバコンデンサ7aの経路と加熱コイル11,共振コンデンサ13,リレー20,ダイオード6c,スナバコンデンサ7bの経路、及び加熱コイル11,共振コンデンサ12,スナバコンデンサ7bの経路で流れ続ける。
次に、図2に示すようにスイッチング素子5aの電圧Vc5aが直流電源1の電圧に達し、ダイオード6bに順方向の電圧が印加されるとコイル電流IL11は図3(d)のように加熱コイル11,共振コンデンサ13,リレー20,ダイオード6c,ダイオード
6bの経路と加熱コイル11,共振コンデンサ12,ダイオード6bの経路で流れ続ける。この期間に、スイッチング素子5b,5cをターンオンするが、コイル電流IL11の蓄積エネルギーがゼロになるまでは、ダイオード6b,6cを流れ続ける。
加熱コイル11の蓄積エネルギーがゼロになると、コイル電流IL11の極性が正から負に変わり、図3(f)に示すように直流電源1からスイッチング素子5c,リレー20,共振コンデンサ13,加熱コイル11,スイッチング素子5bで流れるメイン経路と、コイル電流IL11の一部が共振コンデンサ12に分流する経路で電流が流れる。前述したように共振コンデンサ13の容量は共振コンデンサ12の容量より十分に大きいため、殆どの電流は共振コンデンサ13を流れる。
次にスイッチング素子5b,5cがターンオフすると、図3(g)のように、コイル電流IL11は負の極性を有しており、電流は共振コンデンサ12,加熱コイル11,スナバコンデンサ7aの経路と共振コンデンサ12,加熱コイル11,スナバコンデンサ7bの経路で流れる。スナバコンデンサ7aは放電されスイッチング素子5aの電圧Vc5aは図2に示すように徐々に減少し、一方、スナバコンデンサ7bは充電されるため、スイッチング素子5bの電圧Vc5bは徐々に増加する。
その後、図2に示すようにスイッチング素子5cの電圧Vc5cが直流電源1の電圧に達し、ダイオード6dに順方向の電圧が印加されるとコイル電流IL11は図3(h)のようにダイオード6d,リレー20,共振コンデンサ13,加熱コイル11,スナバコンデンサ7aの経路とダイオード6d,リレー20,共振コンデンサ13,加熱コイル11,スナバコンデンサ7bの経路、及び加熱コイル11,スナバコンデンサ7b,共振コンデンサ12の経路で流れ続ける。
次に、図2に示すようにスイッチング素子5bの電圧Vc5bが直流電源1の電圧に達し、ダイオード6aに順方向の電圧が印加されるとコイル電流IL11は図3(j)のようにダイオード6d,リレー20,共振コンデンサ13,加熱コイル11,ダイオード
6aの経路と共振コンデンサ12,加熱コイル11,ダイオード6aの経路で流れ続ける。この期間に、スイッチング素子5a,5dをターンオンするが、コイル電流IL11の蓄積エネルギーがゼロになるまでは、ダイオード6a,6dを流れ続ける。
31,スイッチング素子32,ダイオード33,コンデンサ34から構成されており、スイッチング素子32のオン期間に商用交流電源電圧がインダクタ31に印加されてエネルギーが蓄積され、オフ期間にダイオード33を介してコンデンサ34にエネルギーが放出される。商用交流電源の入力電流に含まれる高調波成分を低減するために、入力電流波形が正弦波になるようにスイッチング素子32のオン期間をコントロールしながら、コンデンサ34の出力電圧を制御する。ここで、銅又はアルミなど低抵抗の被加熱物を加熱する場合、前述のように等価抵抗が小さいため、加熱コイルの巻数増加や高周波化による等価抵抗の増加を図る。しかしながら装置形状や使用できる周波数帯域の規制により何れも限界が生じる。加熱コイル及び共振コンデンサで構成される直列共振回路は等価抵抗によって共振の鋭さを示す回路のQが変化し、等価抵抗が小さい場合にはQが大きく、共振回路に流れる電流も大きくなる。本実施例のように共振回路に流れる電流が正弦波状になる電流共振型のインバータでは、共振周波数よりも駆動周波数を高くしていくことにより共振電流を制限することができる。共振周波数と駆動周波数の差が大きいとインバータの出力電圧と共振電流の位相差が大きくなり、上下アームの遮断電流が大きくなるため、スイッチング損失が増加する。従って、共振周波数に近い周波数でインバータを駆動し、遮断電流を小さくすることが望ましく、直流電圧を下げて共振電流を制限すべきである。本実施例では入力電流の高調波を低減するために前記のような昇圧チョッパ回路30を設けており、コンデンサ34の電圧下限値は、商用交流電源の電圧ピーク値よりも高くなる。そこで、図6に示すように、インダクタ41,スイッチング素子42,ダイオード43,コンデンサ44から構成される降圧チョッパ回路40を設けることにより、直流電圧を下げることができ、共振電流を制限することが可能となる。また、降圧チョッパ回路40は、スイッチング素子42のオン時間デューティを制御することでコンデンサ44の電圧を変化させることができるため、この電圧変化によって電力制御を行うことが可能となる。
0.55V 低下したことにより素子の損失が減り効率を上げることができる。スイッチング素子としてMOSFETを使用した場合においても、同様の効果が得られる。
32,42…スイッチング素子、6a〜6d,33,43…ダイオード、7a〜7d,9,12,13,14,34,44…コンデンサ、8,31,41…インダクタ、11…加熱コイル、20…リレー、30…昇圧チョッパ回路、40…降圧チョッパ回路、50,
60…共振負荷回路、AC…商用交流電源。
Claims (9)
- 共振負荷回路と、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して前記共振負荷回路に電力を供給するインバータとを備え、
該インバータは直列に接続される少なくとも2個のスイッチング素子で構成される上下アームを有してなる電磁誘導加熱装置において、
前記インバータは第一の上下アームと第二の上下アームを有し、
前記第一の上下アームの出力端子に、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第一の共振コンデンサを有する第一の共振負荷回路と、
前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に、前記加熱コイルと前記第一及び第二の共振コンデンサを有する第二の共振負荷回路と、
前記第二の上下アームの出力端子から前記第二の共振負荷回路を切り離すスイッチ手段とを備え、
前記第一の共振コンデンサは前記第二の上下アームのスナバコンデンサ機能を有することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 共振負荷回路と、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して前記共振負荷回路に電力を供給するインバータとを備え、
該インバータは直列に接続される少なくとも2個のスイッチング素子で構成される上下アームを有してなる電磁誘導加熱装置において、
前記インバータは第一の上下アームと第二の上下アームを有し、
前記第一の上下アームの出力端子には被加熱物を誘導加熱する加熱コイルの一端が接続され、前記加熱コイルの他端と前記直流電圧の正負電極の少なくともどちらか一方に接続される第一の共振コンデンサと、
前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサを有する第一の共振負荷回路と、
前記加熱コイルの他端と前記第二の上下アームの出力端子間に直列に接続された第二の共振コンデンサとスイッチ手段と、
前記加熱コイルと前記第一及び第二の共振コンデンサを有する第二の共振負荷回路とを備え、
前記第一の共振コンデンサは前記第二の上下アームのスナバコンデンサ機能を有することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 請求項1又は2に記載の誘導加熱装置において、
前記第一の上下アームは第一の直流電源に接続され、前記第二の上下アームは第二の直流電源に接続されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 請求項1から3に記載された電磁誘導加熱装置において、
前記直流電源は、
商用交流電源を整流する整流回路と、
インダクタとコンデンサから成るフィルタと、
前記フィルタの出力から任意の直流電圧を生成するチョッパ回路とを備え、
該チョッパ回路は半導体スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードとを備え、
該チョッパ回路のスイッチング素子のオン時間デューティを変化させて任意の直流電圧を生成することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 請求項4に記載された電磁誘導加熱装置において、
前記チョッパ回路は、商用交流電源の入力電流に含まれる高調波成分を抑制しながら力率を改善する昇圧チョッパ回路と、
該昇圧チョッパ回路からの出力に基づいて任意の直流電圧を生成する降圧チョッパ回路から構成されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 請求項5に記載の誘導加熱装置において、
前記第二の直流電源の電圧は、前記昇圧チョッパ回路の出力電圧であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 請求項5に記載の誘導加熱装置において、
前記第二の直流電源の電圧は、前記フィルタの出力電圧であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 - 請求項5から7に記載された電磁誘導加熱装置において、
前記昇圧チョッパ回路の出力電圧は400V以下とし、前記上下アームと昇圧チョッパ回路及び降圧チョッパ回路に使用するスイッチング素子の耐圧を400Vから500Vにすることを特徴とする電誘導加熱装置。 - 請求項1から8に記載された電磁誘導加熱装置において、
前記第一及び第二の上下アームのスイッチング素子は、並列にスナバコンデンサを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
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